DE19935735A1 - Steuerung der Horizontalfrequenzauswahl - Google Patents

Abstract

Eine Vorrichtung zeigt Bilder von Quellen an, die eine Mehrzahl von Horizontal-Frequenzen haben. Ein Abtastgenerator arbeitet mit der Mehrzahl von Frequenzen und umfaßt einen Oszillator (300), der ein Signal (301) erzeugt. Eine Teilerschaltung (415/415A) mit zwei wählbaren Zählwerten ist mit dem Oszillator (300) verbunden und teilt das Signal durch eine erste Zählung, um ein Horizontal-Ansteuersignal (401) zu erzeugen. Ein Horizontal-Abtastverstärker (500) erzeugt ein Abtastsignal (501), das auf das ihm zugeführte Horizontal-Ansteuersignal (401) anspricht. Eine Steuereinheit (600) ist mit dem Abtastverstärker (500) und mit der Teilerschaltung (415/415A) verbunden. In Abhängigkeit von der Wahl einer anderen aus der Mehrzahl von Frequenzen überwacht die Steuereinheit das Abtastsignal (501) und sperrt ansprechend auf dessen Vorhandensein die Auswahl eines zweiten der auswählbaren Zählwerte. Bei Fehlen des Abtastsignals (501) löst die Steuereinheit (600) die Auswahl des zweiten auswählbaren Zählwerts aus, und die Teilerschaltung (415/415A) erzeugt ein Horizontal-Ansteuersignal (401), das die andere aus der Mehrzahl von Horizontal-Abtastfrequenzen darstellt.

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet von Ho­ rizontal-Abtastsystemen für Videogeräte, und insbesondere auf die Steuerung von Systemen, die mit einer Mehrzahl von Horizon­ tal-Abtastfrequenzen arbeiten.

In einer Video-Anzeigevorrichtung werden Abtastschaltungen mit einer Synchronisierungskomponente oder einem vom Video- Eingangssignal abgeleiteten Synchronsignal synchronisiert. Somit muß eine Video-Anzeigevorrichtung, die mit einer Mehrzahl von Horizontal-Abtastfrequenzen arbeitet, zur Synchronisierung mit einem NTSC-Signal mit einer Norm-Auflösung und einer Abtastfre­ quenz von nominal 15734 kHz oder mit einem hochauflösenden Advanced Television Standards Committee ATSC-Signal mit 1080 ak­ tiven Zeilen und Zeilensprung-Abtastung (1080I) in der Lage sein. Außer der Synchronisierung mit über Rundfunk gesendeten Signalen kann es für die Vorrichtung erforderlich sein, durch Computer erzeugte, nicht über Rundfunk übertragene Videosignale anzuzeigen, wie z. B. ein Super-Video-Graphik-Adaptersignal oder SVGA, das eine Horizontalfrequenz von 37 880 kHz hat.

Horizontalfrequenz-Oszillatoren, die eine phasenverkoppelte Schleifensteuerung verwenden, sind allgemein bekannt und werden in Video-Anzeigevorrichtungen verwendet. Zweifache und dreifache phasenverkoppelte Schleifen sind ebenfalls bekannt und werden dazu verwendet, eine funktionelle Trennung von sich potentiell widersprechenden Erfordernissen der Synchronisation und der Er­ zeugung der Abtast-Wellenform vorzusehen. Bei einer doppelten Schleifenkonfiguration kann eine erste Schleife eine übliche phasenverkoppelte Schleife sein, bei der ein Ausgang eines span­ nungsgesteuerter Oszillators oder ein davon abgeleiteter Ausgang mit Horizontal-Synchronimpulsen verglichen wird, die von den an­ zuzeigenden Videosignalen abgeleitet werden. Die zweite phasen­ verkoppelte Schleife, die beispielsweise mit derselben Frequenz arbeitet, vergleicht den Oszillator-Ausgang von der ersten Schleife mit einem horizontalfrequenten Impuls, z. B. einer Rück­ lauf-Impulsspannung, die von einem Ablenk-Stromfluß abgeleitet ist oder einen solchen darstellt. Die Fehlerspannung von dem zweiten Phasenvergleich dient zur Erzeugung eines impulsbreiten­ modulierten Signals, das die Auslösung der Abschaltung der Ab­ lenk-Ausgangsvorrichtung und anschließend die Rücklauf-Auslösung oder die Phase jeder Zeile innerhalb der Periode einer vertika­ len Abtastung bestimmt.

Das Ansprechen auf die erste phasenverkoppelte Schleife kann für Randzonenempfang von über Rundfunk gesendeten Videosignalen, die unter einem schwachen Signal-Rauschabstand leiden, optimiert werden. Solche Signale deuten darauf hin, daß das Ansprechen der ersten phasenverkoppelten Schleife relativ langsam ist. Demzu­ folge kann eine erste Schleife eine schmale Bandbreite haben, um die Phasen-Zeitfehler-Verminderung zu optimieren. Eine Video- Anzeigevorrichtung muß jedoch mit Signalen von einer Mehrzahl von Quellen und mit unterschiedlichen Horizontalfrequenzen ar­ beiten können. Das Ansprechen auf die erste phasenverkoppelte Schleife stellt einen Kompromiß dar zwischen einer schmalen Bandbreite für minimale Phasen-Zeitfehler und einer großen Band­ breite für schnelles Schleifen-Ansprechen, geeignet für schnalle Phasen-Wiedergewinnung. Beispielsweise ist eine Schleife mit schmaler Bandbreite zur Synchronisation für rauscharme, durch Computer erzeugte, nicht über Rundfunk übertragene Signale ge­ eignet, während eine Breitbandschleife mit schnellem Ansprechen, die für eine schnelle Phasen-Wiedergewinnung geeignet ist, für die Synchronisation von Video-Kassettenrecorder-(VCR)- Wiedergabesignalen erforderlich ist, bei denen abrupte Änderun­ gen in der Phase der Horizontal-Synchronimpulse von bis zu 10 Mikrosekunden zwischen dem Beginn und dem Ende des Vertikal- Austastintervalls auftreten können. Somit können Abstriche im Ansprechen der entsprechenden Schleifen gemacht werden, um eine angemessene Funktion bei schwachen Signalen ohne nennenswerte Gesamtverschlechterung der Empfängerfunktion vorzusehen. Die zweite phasenverkoppelte Schleife hat allgemein ein schnelleres Schleifenansprechen. Demzufolge kann die zweite phasenverkoppel­ te Schleife eine größere Bandbreite haben, die ihr erlaubt, Än­ derungen im Ablenkstrom als Folge von Speicherzeitänderungen des Horizontal-Ausgangstransistors oder von Abstimmeffekten des Hochspannungstransformators zu folgen. Ein solches enges Nach­ folgen führt zu einem geraden nicht verbogenen Raster, das weit­ gehend unabhängig von der Strahlstrom-Last ist.

Die Verwendung von spannungsgesteuerten Oszillatoren für die Erzeugung des Horizontalfrequenz-Signals ist allgemein bekannt. Es ist bekannt, einen Oszillator zu verwenden, der mit einem Mehrfachen der Eingangs-Horizontal-Synchronisationsfrequenz ar­ beitet und die Synchronisation mittels Zählern mit auswählbaren Zählwerten erzielt. Es tritt jedoch sofort ein Ausfall der Ab­ tastschaltung ein, wenn der Abtastfrequenzstrom durch Zählwer­ tauswahl während der Abtastung unterbrochen wird.

Ein Ausfall der Abtastschaltung als Folge der Zählwertaus­ wahl bei der Abtastung wird vorteilhafterweise durch eine erfin­ dungsgemäße Anordnung verhindert. Ein Abtastgenerator, der mit einer Mehrzahl von Horizontal-Abtastfrequenzen betreibbar ist, umfaßt einen Oszillator, der ein Signal erzeugt. Eine Teiler­ schaltung mit wenigstens zwei wählbaren Zählwerten ist mit dem Oszillator verbunden und teilt das Signal durch einen ersten Zählwert, um ein Horizontal-Ansteuersignal zu erzeugen. Ein Ho­ rizontal-Abtastverstärker erzeugt ein Abtastsignal, das auf das diesem zugeführte Horizontal-Ansteuersignal anspricht. Eine Steuereinheit ist mit dem Abtastverstärker und der Teilerschal­ tung verbunden. Ansprechend auf die Wahl einer anderen der Mehr­ zahl der Horizontal-Abtastfrequenzen überwacht die Steuereinheit das Abtastsignal und sperrt ansprechend auf das Vorhandensein die Wahl eines zweiten der wenigstens zwei wählbaren Zählwerte. Bei Fehlen des Abtastsignals löst die Steuereinheit die Wahl des zweiten der wenigstens zwei wählbaren Zählwerte aus, und die Tellerschaltung erzeugt ein Horizontal-Ansteuersignal, das re­ präsentativ für die andere der Mehrzahl von Horizontal- Abtastfrequenzen ist.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Beispiels für einen Horizontalfrequenz-Oszillator mit verschiedenen erfindungsgemäßen Anordnun­ gen, die drei phasenverkoppelte Schleifen verwendet.

Fig. 2 ist eine schematische Darstellung eines Teils von Fig. 1 und zeigt ein erfindungs­ gemäßes geschaltetes aktives Filter.

Fig. 3 zeigt einen spannungsgesteuerten Oszillator mit erfindungsgemäßen Merkmalen, der einen Teil von Fig. 1 bildet.

Fig. 4 ist eine schematische Darstellung der er­ findungsgemäßen Schaltverriegelung, die ei­ nen Teil von Fig. 1 bildet.

Fig. 5A ist eine Kurve, die den Verlauf der Ver­ stärkung über der Frequenz des erfindungs­ gemäßen geschalteten aktiven Filters von Fig. 2 zeigt.

Fig. 5B ist eine Kurve, die den Verlauf der Phase über der Frequenz des erfindungsgemäßen ge­ schalteten aktiven Filters von Fig. 2 zeigt.

Fig. 1 zeigt einen Horizontalfrequenz-Oszillator, und einen Ablenk-Verstärker mit drei phasenverkoppelten Schleifen, der mit einer Mehrzahl von Frequenzen betreibbar ist. In einer ersten phasenverkoppelten Schleife 10 wird ein Eingangs-Video- Anzeigesignal, beispielsweise ein NTSC-Signal mit Norm-Auflösung einer Synchronsignal-Abtrennstufe SS zugeführt, wo eine Horizon­ tal-Synchronsignalkomponente abgetrennt wird. Ein spannungsge­ steuerter Oszillator hat eine Frequenz des 32-Fachen einer NTSC- Horizontal-Frequenz 1Fh und wird in einem Zähler ÷32 durch 32 geteilt. Das geteilte Oszillatorsignal wird als ein Eingang ei­ nem Phasendetektor PD zugeführt, während dem zweiten Eingang die abgetrennte Synchronsignal-Komponente zugeführt wird. Der resul­ tierende Phasenfehler zwischen dem geteilten Oszillatorsignal und der abgetrennten Synchronsignal-Komponente wird vom Phasen­ detektor PD abgekoppelt, um den 32Fh-spannungegesteuerten Oszil­ lator zu synchronisieren. Die funktionellen Elemente von PLL 10 bilden Teil einer Bus-gesteuerten integrierten Schaltung, bei­ spielsweise vom Typ TA1276. Die Horizontal-Synchronkomponente mit Normauflösung von PLL 10 wird einem Synchronsignal- Quellenwähler-Schalter SW15 zugeführt, der eine Auswahl zwischen einer Mehrzahl von Synchronsignalen vornimmt, die als Eingangs­ quellen zugeführt werden, um zweite und dritte gesteuerte Hori­ zontal-Oszillatorschleifen 100 bzw. 410 zu synchronisieren. Der Auswahlschalter SW15 ist mit drei beispielsweisen Synchronsi­ gnal-Quellen dargestellt, nämlich einem NTSC-Synchronsignal mit Normauflösung, einem Synchronsignal mit hoher Auflösung, bei­ spielsweise ATSC 1080I und einem von einem Computer erzeugten SVGA-Synchronsignal, jedoch ist die Synchronsignal-Auswahl für das Horizontal-Oszillator-Synchronisationssignal nicht auf diese Beispiele beschränkt. Der Synchronsignal-Schalter SW15 wird durch ein Schaltsignal 15a gesteuert, das durch eine Mikro- Steuereinheit 800 in Abhängigkeit vom Steuerbefehl eines Benut­ zers erzeugt wird, beispielsweise durch einen Fernbedienungssen­ der RC, der drahtlos mit dem Empfänger IRR 801 kommuniziert, der die Fernbedienungsdaten der Mikro-Steuereinheit 800 eingibt. Die Fernbedienung RC erlaubt die Auswahl der Anzeige-Signalquelle, beispielsweise eine Änderung von Rundfunk-TV-Kanälen zwischen HD- und SD-Sendungen oder die Betrachtung eines Computer- Programms mit auswählbarer Anzeigeauflösung.

Die in Fig. 1 dargestellten drei phasenverkoppelten Oszilla­ toren werden vorteilhafter gesteuert, um eine optimale Funktion vorzusehen, nicht nur mit Eingangssignalen mit unterschiedlichen Frequenzen, sondern auch mit Signalen, die Zeitsteuer-Störungen unterworfen sind. Während der Anzeige von NTSC-Signalen werden die Schleifen 10, 100 und 410 verwendet. Jedoch können NTSC- Signale von einer Rundfunkquelle oder von einem VCR stammen. Die letztere Quelle kann Synchronsignal-Phasenstörungen unterworfen sein, so daß solche Signalstörungen vorteilhafterweise in PLL 100 mittels einer gesteuerten Auswahl einer Tiefpaßfilter- Charakteristik berücksichtigt werden. Die Auswahl von Signalein­ gängen mit hoher Auflösung, beispielsweise ATSC oder SVGA, be­ wirkt, daß PLL 10 umgangen wird, wodurch das Synchronisationssy­ stem auf zwei gesteuerte Schleifen reduziert wird, beispielswei­ se PLL 100 und PLL 410. Somit ist die Mikro-Steuereinheit 800 erforderlich, um die Eingangs-Videoanzeige-Auswahl in Abhängig­ keit von Benutzerbefehlen zu steuern, um die Auswahl der Syn­ chronsignalquelle in Abhängigkeit von der Anzeigeauswahl, die Oszillatorfrequenz, den Oszillator-Teiler und die Tiefpaßfilter- Charakteristik des phasenverkoppelten Oszillators zu steuern.

Das ausgewählte Synchronsignal 5 vom Schalter 15 wird einem Eingang eines Phasendetektors 50 zugeführt, um die Synchronisa­ tion der zweiten phasenverkoppelten Schleife 100 zu erleichtern. Einem zweiten Eingang des Phasendetektors 50 wird ein Signal 401 zugeführt, das durch Teilung des Signals 301 des spannungsge­ steuerten Oszillators abgeleitet wird. Das resultierende Phasen­ fehlersignal 11 wird tiefpaßgefiltert und dem VCO 300 zugeführt, wodurch Synchronismus mit dem Horizontal-Synchronsignal des Ein­ gangs-Video-Anzeigesignals erzielt wird. Die dritte phasenver­ koppelte Schleife 410 vergleicht ein Signal vom spannungsgesteu­ erten Oszillator VCO 300 mit einem abtastbezogenen Signal Hrt, z. B. einem von der Horizontal-Abtastung abgeleiteten Impuls, der von einem durch einen Abtastverstärker 500 erzeugten Abtaststrom resultiert.

Die Mittenfrequenz des Horizontal-Oszillators 300 wird durch einen Steuer-Bus 420 bestimmt, z. B. einen I²C-Bus, der vorteil­ hafterweise die Verläufe der Oszillatorfrequenz und des Tiefpaß­ filters ändert. Außerdem verhindert eine vorteilhafte Schutz­ schaltung 600 einen Schaden infolge von zufälligem, irrtümlichen und unerwünschten Umschalten der Teilerschaltung während der Ab­ tastung mittels einer elektronischen Verriegelung.

Die Funktion der zweiten und dritten Horizontal- Oszillatorschleife und des Abtastverstärkers in Fig. 1 ist wie folgt. Ein Horizontal-Synchronsignal 5, das als ein beispiels­ weiser positiver Impuls bezeichnet ist, wird durch den Schalter 15 entweder von PLL 10 oder Synchronsignalen abgeleitet, die von einer Mehrzahl von Eingangs-Anzeigesignalen abgeleitet werden. Das Synchronsignal 5 wird einem Phasendetektor 50 zugeführt, wo es mit einem horizontalfrequenten Signal 401 verglichen wird, das durch Teilung des zeilenverkoppelten Taktsignals LLC 301 von dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 300 erzeugt wird. Ein Block 400 stellt eine beispielsweise integrierte Schaltung IC 400 zur Ablenkverarbeitung dar, beispielsweise vom Typ TDA 9151. Die integrierte Schaltung 400 wird Bus-gesteuert, beispielsweise durch den I²C-Bus 420 und sie enthält auch einen Phasendetektor PLL 3 und Teilerschaltungen 415 und 415A. Die Teilerschaltung 415A wird durch ein Signal 402 gesteuert, um Teilungsverhältnis­ se von 432 bzw. 864 vorzusehen und dadurch horizontalfrequente Signale in zwei Frequenzbändern zu erzeugen, nominal 1Fh und 2Fh. Das Steuersignal 402 wird dem Schalter 412 zugeführt, der die Teilungsschaltung 415A einfügt oder umgeht, um zwei Tei­ lungsverhältnisse zu erzeugen. Somit arbeitet der spannungsge­ steuerte Oszillator VCO 300 nur in einem Frequenzband von etwa 13,6 MHz, aber er wird mit Horizontalfrequenzen synchronisiert, die sich um mehr als 2 : 1 unterscheiden. Beispiele von solchen nicht ganzzahligen bezogenen Horizontalfrequenzen sind NTSC- Signale, wo die durch 1Fh dargestellte Horizontalfrequenz 15 734 kHz ist und ein ATSC 1080I-Signal mit einer Horizontalfrequenz, die relativ zu dem NTSC-Signal als 2,14Fh oder 33 670 kHz darge­ stellt wird. Während der Anzeige von NTSC-abgeleiteten Bildern wählt der Schalter 412 die Teilungsschaltung 415A aus, die ein Teilungsverhältnis von 864 : 1 liefert, was zu einer Frequenz führt, die nominal gleich der NTSC-Horizontalfrequenz 1Fh ist. In gleicher Weise umgeht für die Anzeige von Bildern mit Hori­ zontalfrequenzen von 2Fh oder größer, beispielsweise eines ATSC 1080I-Signals der Schalter 412 die Teilungsschaltung 415A, was zu einem Teilungsverhälnis von 432 führt, das eine Horizontal­ frequenz 2Fh von 31 468 kHz erzeugt, dem Zeifachen der NTSC-Norm. Die ATSC 1080I-Horizontalfrequenz ist jedoch kein ganzzahliges Vielfaches des NTSC-Signals 1Fh und ist tatsächlich das 2,14- Fache der NTSC-Frequenz. Um somit Synchronismus mit einem 1080I-Eingangssignal zu erzielen oder mit irgendeiner Nicht-2Fh- Synchronsignal-Rate, ist es erforderlich, daß die VCO-Frequenz auf eine Frequenz geändert wird, die bei Teilung durch 432 zu einer Frequenz führt, die mit der von ATSC 1080I oder der Hori­ zontal-Rate des ausgewählten Eingangssignals synchronisiert wer­ den kann.

Das geteilte zeilenverkoppelte Taktsignal 401 wird auch zu­ geführt, um die dritte Schleife 410 mittels des Phasendetektors PLL 3 zu synchronisieren, der das Taktsignal 401 mit einem Im­ puls Hrt 501 vergleicht, der vom Abtaststrom abgeleitet wird. Ein Ausgangssignal 403 von PLL 3 wird über eine Ansteuerstufe 450 einer Horizontal-Abtaststufe 500 zugeführt, die einen ab­ tastbezogenen Strom erzeugt, beispielsweise in einer Anzeigevor­ richtung oder in einer Elektronenstrahl-Ablenkspule. Zusätzlich zur Kopplung mit PLL 3 wird der Abtastimpuls Hrt auch der Schutzschaltung 600 und der Röntgenstrahlen-Schutzschaltung 690 zugeführt.

Wie beschrieben wurde, kann die Betriebsfrequenz der zweiten und dritten phasenverkoppelten Schleife im Verhältnis von 2 : 1 durch Schalten der Teilerschaltung geändert werden. Um jedoch eine Synchronisation des VCO bei anderen als harmonisch bezoge­ nen Frequenzen zu erzielen, beispielsweise mit einer ATSC 1080I- Frequenz von 2,14Fh oder einem SVGA-Signal mit einer 2,4Fh- Horizontalfrequenz, ist es erforderlich, daß die zweite phasen­ verkoppelte Schleife den VCO steuert, um eine nicht ganzzahlige Horizontalfrequenz zu erzielen, die nominal zwischen dem 2,14- und 2,4-Fachen der NTSC-Horizontal-Frequenz liegt. In dem span­ nungsgesteuerten Oszillator 300 bestimmt ein vorteilhaftes Fre­ quenz-Einstellungs-Gleichstrompotential FREQ.SET 302 eine Oszil­ latorfrequenz, die bei Teilung eine nominale Horizontalfrequenz erzeugt. Das Frequenz-Einstellungs-Gleichstrompotential wird von einem Digital/Analog-Konverter erzeugt und wird einem spannungs­ veränderbaren Kondensator oder einer Varicap-Diode zugeführt, die Teil des die Oszillatorfrequenz bestimmenden Netzwerks ist. Der Oszillator wird mit dem Eingangs-Synchronsignal mittels ei­ nes Phasendetektor-Fehlersignals synchronisiert, das gefiltert und einer Induktivität zugeführt wird, die Teil des die Frequenz bestimmenden Netzwerks von VCO 300 ist. Einfach ausgedrückt wird eine die Frequenz einstellende Gleichspannung dem Varicap- Diodenende des Reihenschwingkreises zugeführt, wobei das Phasen­ fehlersignal am Ende der Induktivität zugeführt wird. Somit wer­ den Frequenz- und Phasensteuersignale dem die Frequenz bestim­ menden Schwingkreis zugeführt.

Der in Fig. 1 dargestellte spannungsgesteuerte Oszillator 300 ist schematisch in Fig. 3 dargestellt. Die Funktion des vor­ teilhafterweise gesteuerten Oszillators 300 ist wie folgt. Die Mikro-Steuereinheit 800 und ein Speicher (nicht dargestellt) ha­ ben Zugriff zu die Frequenz einstellenden Daten und geben diese über einen Daten-Bus 420 aus, beispielsweise einen I²C-Bus, wie in Fig. 1 dargestellt ist. Der I²C-Bus ist mit einem digitalen Synchronsignal-Prozessor 400 verbunden, um verschiedene Steuer­ funktionen auszuführen, und mit einem Digital/Analog-Konverter 700, der Daten abtrennt und in analoge Spannungen umwandelt. Der Digital/Analog-Konverter 700 erzeugt das Frequenzumschalt- Steuersignal 1H_SW 701 und die die VCO-Frequenz festlegende Spannung FREQ.SET 302. In Fig. 3 wird die die Frequenz festle­ gende Spannung FREQ.SET 302 über einen Widerstand R1 dem Verbin­ dungspunkt von Widerständen R3, R4 und einem Kondensator C3 zu­ geführt, die in Verbindung mit dem Widerstand R1 ein Tiefpaßfil­ ter zu Masse bilden. Die Widerstände R1 und R3 bilden einen Spannungsteiler für die die Frequenz festlegende Spannung, wobei der Widerstand R3 mit einer DAC 700-Bezugsspannung (Vref) ver­ bunden ist. Somit wird die analoge Spannung 302 nominal halbiert und auf die DAC-Bezugsspannung (Vref) bezogen, um eine nominale Spannung von etwa +3,8 Volt an Vorspannungs-Potential der Vari­ cap-Diode D1 zuzuführen. Der Verbindungspunkt der Widerstände R1, R3 und dem Kondensator C3 ist mit der Kathode der Varicap- Diode D1 über einen Widerstand R4 verbunden. Somit wird der no­ minale Gleichspannungswert, der von der Spannung (Vref) abgelei­ tet wird, plus einer datenbestimmten, die Frequenz festlegenden Spannung 302 vom ADC 700 der Varicap-Diode D1 des die Oszilla­ torfrequenz bestimmenden Netzwerks zugeführt. Die die Frequenz festlegende Spannung 302 ist bei 1Fh- und 2Fh-Betriebsarten no­ nimal null Volt und steigt auf etwa +7 Volt an, wenn der Betrieb mit 2,4 FH, beispielsweise SVGA, ausgewählt wird.

Der Oszillator wird durch einen PNP-Transistor Q3 gebildet, dessen Emitter mit einer positiven Versorgungsspannung über ei­ nen Widerstand R7, und dessen Kollektor mit Masse über eine Par­ allel-Kombination aus einem Widerstand R8 und einem Kondensator C4 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q3 ist mit der posi­ tiven Versorgungsspannung über einen Widerstand R6 und mit Masse über einen Kondensator C5 verbunden. Die Oszillatorfrequenz wird weitgehend durch ein Serien-Resonanz-Netzwerk bestimmt, das durch eine einstellbare Induktivität L1 und eine Parallel- Kombination der Varicap-Diode D1 und des Kondensators C4 gebil­ det wird. Der Verbindungspunkt des Widerstands R4, der Kathode der Diode D1 und des Kondensators C4 ist mit der Basis des Tran­ sistors Q3 über einen Kondensator C6 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q3 ist über einen Kondensator C8 mit dem Verbin­ dungspunkt der Induktivität L1 und einem Widerstand verbunden, der in Fig. 2 mit R6 bezeichnet ist, der das verarbeitete Pha­ senfehlersignal 201 für die Oszillator-Synchronisation zuführt. Somit werden die Frequenzsteuer- und Phasen- Synchronisationssignale an ein Serien-Resonanz-Netzwerk ange­ legt, das durch die Elemente D1, C4, L1 gebildet wird. Die an­ fängliche Abstimmung des Oszillators kann durch Einstellung der DAC-Spannung 302 auf nominal null Volt erfolgen, und mit einem 1Fh-Horizontal-Frequenz-Synchronsignal, das dem Phasendetektor zugeführt wird, wird die Induktivität L1 so eingestellt, daß das Phasendetektor-Fehlersignal innerhalb seines Arbeitsbereiches zentriert wird. Bei einem alternativen Verfahren zur Einstellung des Oszillators wird eine feste nicht einstellbare Induktivität L1 verwendet. Ein Horizontal-Frequenz-Synchronsignal mit 1Fh wird dem Phasendetektor zugeführt, und die DAC-Spannung 302 wird verändert, bis das Phasendetektor-Fehlersignal zentriert ist. Der diesem Zentrierwert entsprechende Datenwert der Spannung 302 wird dann gespeichert. Um die Frequenz-Festlegungs-Spannung für den Betrieb mit 2,4Fh zu bestimmen, wird das unmittelbar voran­ gehende Verfahren mit dem Datenwert wiederholt, der die gespei­ cherte Schleife zentriert hat.

Das Oszillator-Ausgangssignal wird von dem Emitter des Tran­ sistors Q3 am Widerstand R7 herausgezogen und dem Emitter des PNP-Transistors Q4 über einen Kopplungskondensator C6 zugeführt. Der Kondensator Q4 ist als Basisverstärker ausgeführt, wobei die Basis von Masse durch einen Kondensator C4 entkoppelt ist und mit einer positiven Versorgungsspannung über einen Widerstand R11 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q4 ist über ei­ nen Widerstand R10 mit Masse verbunden. Somit wird das Oszilla­ tor-Ausgangssignal an dem Widerstand R10 erzeugt und dem Syn­ chronsignal-Verarbeitungs-IC 400 als zeilenverkoppelter Takt LLC 302 zugeführt.

Das Frequenz-Umschaltsignal SEL. H. FREQ. 202/402, das die Auswahl der Teilerschaltung 415a steuert, wird ebenfalls dem ak­ tiven erfindungsgemäßen Tiefpaßfilter 200 zugeführt, was in Fig. 2 dargestellt ist und wie folgt funktioniert. Ein Phasenfehler­ signal Φ ERROR 11, das von dem Phasenvergleich zwischen dem Si­ gnal 401, dem geteilten VCO und dem Eingangs-Synchronsignal 5 herrührt, wird dem Eingangs-Widerstand R1 zugeführt. Der Ein­ gangs-Widerstand R1 ist in Reihe mit einem Widerstand R2 mit ei­ nem invertierenden Eingang eines als integrierte Schaltung aus­ geführten Verstärkers 210 verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R1 und R2 ist mit einem festen Kontakt 1Fh des Schalters S1 verbunden. Der bewegliche Kontakt des Schalters S1 ist mit dem Verbindungspunkt einer Parallel-Kombination eines Widerstandes R3 und eines Kondensators C3 und einer Parallel- Kombination eines Widerstandes R4 und eines Kondensators C4 ver­ bunden. Vom Ausgang des Verstärkers 210 wird eine negative Rück­ kopplung dem invertierenden Eingang über ein frequenzabhängiges Netzwerk zugeführt, das durch den Kondensator C2 und die in Rei­ he geschaltete Kombination von Parallel-Netzwerken aus dem Wi­ derstand R4 und dem Kondensator C4 und dem Widerstand R3 und dem Kondensator C3 gebildet wird. Das Parallel-Netzwerk R3, C3 liegt zwischen dem Schleifer des Schalters S1 und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 210. Wenn der Schalter S1 die Position 1Fh auswählt, wird der Widerstand R2 parallel zu der Parallel- Kombination aus Widerstand R3 und Kondensator C3 mit dem Ergeb­ nis geschaltet, daß das neu gebildete Parallel-Netzwerk R2, R3, C3 eine geringe Wirkung bei der Bestimmung des Verlaufs des Ver­ stärkergewinns oder der Frequenz hat. Bei Synchronisierung mit 1Fh bei der gewählten Schalterposition 1Fh wird der Verstärker­ gewinn durch den Eingangs-Widerstand R1 festgelegt, wobei der Frequenzverlauf durch den Kondensator C2 und das Parallel- Netzwerk R3, C3 bestimmt wird. Wenn die Anzeige mit einer Hori­ zontalfrequenz arbeitet, die größer als 1Fh ist, wählt der Schalter S1 die Position 2Fh aus, und der Widerstand R2 wird die vorherrschende den Gewinn bestimmende Komponente, wobei der Fre­ quenzverlauf durch die Reihenkombination von Kondensator C2 und den Parallel-Netzwerken R3, C3 und R4, C4 gesteuert wird. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 202 wird auf ein po­ sitives Potential von etwa 2,5 Volt vorgespannt.

Der Ausgang des Verstärkers 210 wird über in Reihe geschal­ tete Widerstände R5 und R6 weitergeleitet, um ein verarbeitetes Phasenfehlersignal PROC. Φ ERROR 201 zu bilden, um VCO 300 zu synchronisieren. Der Verbindungspunkt der Widerstände R5 und R6 ist von Masse durch einen Kondensator C1 entkoppelt, der ein Tiefpaßfilter bildet, um Hochfrequenzrauschen, das beispielswei­ se durch den Betrieb eines Schalt-Netzwerks erzeugt wird, daran zu hindern, eine schädliche VCO-Phasenmodulation zu erzeugen. Der Verbindungspunkt der Widerstände R5 und R6 ist ebenfalls mit einem Spitze-zu-Spitze-Begrenzer oder -Abschneider verbunden, der durch die Emitter des PNP-Transistors Q1 und des NPN- Transisotrs Q2 gebildet wird. Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit Masse verbunden, wobei der Kollektor des Transistors Q2, der mit einer positiven Versorgungsspannung über einen Wider­ stand R9 verbunden ist. Die Basis des Transistors Q2 ist mit dem Verbindungspunkt der Reihenschaltung der Widerstände R10 und R7 verbunden. Der Widerstand R10 ist mit Masse verbunden, und der Widerstand R7 ist in Reihe mit einer weiteren positiven Versor­ gungsspannung über einen Widerstand R8 verbunden. Der Verbin­ dungspunkt der Widerstände R7 und R8 ist mit der Basis des Tran­ sistors Q1 verbunden. Somit bilden die Widerstände R7, R8 und R10 einen Spannungsteiler, der die Spitze-zu-Spitze-Abschneid­ werte von etwa +0,3 Volt und +2,2 Volt bestimmt, bei denen das verarbeitete Fehlersignal 201 begrenzt wird.

Bei einer phasenverkoppelten Schleife ist die Auswahl der Phasendetektor-Ausgangsfilterung eine Kompromiß zwischen der statischen und dynamischen Funktion. Beispielsweise kann die Synchronisation mit einem durch Computer erzeugten SVGA-Signal ein VCO-Steuersignal mit schmaler Bandbreite erfordern oder dar­ aus Nutzen ziehen, das eine hochphasenstabile Oszillator- und Horizontal-Frequenz erzeugt. Wie zuvor beschrieben wurde, können jedoch VCR-Wiedergabe-Synchronsignale abrupte Horizontal- Synchronsignal-Phasenänderungen in der Nähe der Vertikal- Synchronsignal- und Vertikal-Austast-Intervalle enthalten. Um die Wirkung dieser Phasenänderung zu verhindern oder zu verrin­ gern, ist es erforderlich, daß die Schleife eine größere Band­ breite hat als sie entweder für Computer-erzeugte SVGA-Signale oder Rundfunksignale erforderlich ist, die keinen abrupten Pha­ senstörungen unterworfen sind. Vorteilhafterweise wird der Ver­ stärker 210 als aktives Tiefpaßfilter ausgebildet, wo Ausgangs­ signal-Komponenten zum invertierenden Eingang über ein frequenz­ abhängiges, in Reihe geschaltetes Netzwerk C2, C3, C4 und R3, R4 zurückgeführt wird. Vorteilhafterweise wird der Schalter S1 in Abhängigkeit von einer ausgewählten Horizontal-Oszillator- Frequenz so gesteuert, daß in der Schalterposition lEh der Wi­ derstand R2 parallel mit der Parallel-Kombination R3, C3 ge­ schaltet ist, um eine Impedanz in Reihe mit dem invertierenden Eingang zu bilden. Diese Parallel-Kombination aus den Widerstän­ den R2, R3 und C3 hat geringe Wirkung auf den Filtergewinn oder den Frequenzverlauf. In der Schalterposition 1Fh wird der Fil­ tergewinn durch die Impedanz des Netzwerks C2, C1 und R4, ge­ teilt durch den Wert des Eingangs-Widerstands R1 bestimmt. Wenn sich die Schleifen-Betriebsfrequenz DC nähert, wird natürlich die Impedanz des Kondensators C2 groß, und der Schleifengewinn nähert sich einem oberen Grenzzustand, wie in Fig. 5A darge­ stellt. Beim Betrieb mit einer von 1Fh abweichenden Horizontal- Frequenz wird der Schalter S1 so gesteuert, daß die Position 2Fh ausgewählt wird. In der Schalterposition 2Fh ist der Filterge­ winn durch die Impedanz des Rückkopplungs-Netzwerks R3, C2, C1 und R4, geteilt durch die Serien-Kombination der Widerstände R1 und R2 bestimmt. Da der Widerstand R2 beträchtlich größer als der Widerstand R3 ist, wird der Gewinn in der 2Fh-Position rela­ tiv zu der der Schalterposition 1Fh vermindert. Somit werden der aktive Filtergewinn und die Bandbreite so gesteuert, daß sie in Abhängigkeit von einer Wahl der Horizontal-Betriebsfrequenz un­ terschiedlich sind.

Im Betrieb mit einer Horizontal-Frequenz von 2Fh oder höher, wählt der Schalter S1 die 2Fh-Position mit dem Ergebnis, daß der Gewinn bei Frequenzen nahe DC annähernd 10 dB ist, was durch die gestrichelte Linie in der Darstellung des Verlaufs der Amplitude über der Frequenz in Fig. 5A veranschaulicht ist. Der Gewinn fällt dann bei etwa 10 Hz auf null und fällt weiter, bis er -20 dB bei etwa 100 Hz erreicht. Wenn in einem 2Fh-Betrieb mit dem Schalter S1 in der Position 2Fh gearbeitet wird, ist somit die Null-Gewinn-Bandbreite etwa 10 Hz. Fig. 5B zeigt den Verlauf der Phase über der Frequenz für die beiden Horizontal-Frequenzen, wobei die 2Fh-Betriebsart durch eine gestrichelte Linie ange­ zeigt wird. Beim Betrieb mit einer NTSC-Frequenz von 1Fh wird der Schalter S1 so gesteuert, daß er die 1Fh-Position wählt, die den Filtergewinn erhöht und eine Null-Gewinn-Bandbreite oberhalb von 10 kHz vorsieht. Fig. 5A veranschaulicht, daß ein größerer Niederfrequenz-Filtergewinn während des Betriebs mit 1Fh verwen­ det wird als der, der beim Betrieb mit höheren Frequenzen ver­ wendet wird. Außerdem erzeugt das Filter eine beträchtlich brei­ tere Phasenfehlersignal-Bandbreite als die, die man beim 2Fh- Betrieb erzielt. Die Umschaltung des aktiven Filtergewinns und des Frequenzverlaufs wird vorteilhafterweise mit einem einzelnen Schalterkontakt erzielt, was Einsparungen an Fläche der gedruck­ ten Leiterplatte bringt, wodurch die Anfälligkeit für die Auf­ nahme von Streufeldern und schädliche Phaseninstabilität vermin­ dert wird.

Die Eingangssignal-Wahl durch den Benutzer führt zu einer entsprechenden Wahl zwischen der Mehrzahl von Horizontal- Frequenzen, die durch die Mikro-Steuereinheit 800 dem Synchron­ signal-Quellen-Wahlschalter 15 und dem Synchronsignal- Verarbeitungs-IC 400 mitgeteilt wird. Die Mikro-Steuereinheit 800 erzeugt einen besonderen Steuerbefehl LFSS, der an den Syn­ chronsignal-Verarbeitungs-IC 400 adressiert wird, um die Erzeu­ gung von Horizontal- und Vertikal-Synchronsignalen zu beginnen oder zu beenden. Somit kann das Horizontal-Ansteuer- Ausgangssignal 403 durch die Steuerung des Prozessors 800 been­ det werden, was durch den Ausgangsschalter 412a veranschaulicht ist. Somit hört bei Fehlen des Horizontal-Ansteuersignals 403 der Horizontal-Abtastverstärker 500 auf, einen Abtaststrom zu erzeugen, und demzufolge wird der Impuls Hrt nicht mehr erzeugt. Im Anschluß an den Horizontal-Aus-Befehl (LFSS) überträgt die Mikro-Steuereinheit Steuerworte, die an den Digital/Analog- Konverter DAC 700 adressiert sind. Ein erstes Steuerwort des DAC 700 kann einen Horizontal-Frequenz-Schalterbefehl darstellen, der vom DAC 700 als analoges Steuersignal 1H_SW 701 ausgegeben wird und der Schaltverriegelung 650 zugeführt Wird. Der DAC kann auch ein zweites Steuerwort empfangen, das ein analoges Fre­ quenz-Einstellpotential FREQ.SET 302 erzeugt.

Der vom Mikroprozessor erzeugte Befehl LFSS, der die Hori­ zontal-Ansteuerung 403 abschaltet, beendet demzufolge die Erzeu­ gung des Impulses Hrt. Das Fehlen des Impulses Hrt zeigt das Aufhören der Abtastung an, was die Zuführung des Signals 1H_SW erlaubt, um das Frequenz-Umschaltsignal SEL.H.FREQ. zu bilden. Somit ist das Signal SEL.H.FREQ. 402 in der Lage, den Zustand zu ändern, wodurch ein unterschiedliches Teilungsverhältnis im Syn­ chronsignal-Prozessor 400 und damit eine unterschiedliche Hori­ zontal-Frequenz für die Schleifen 100 und 410 ausgewählt wird. Da die Abtastung durch den Befehl LFSS beendet wird, kann die Tellerschaltung 415A in die Tellerkette eingefügt oder von die­ ser umgangen werden, ohne daß der Horizontal-Ansteuerung 450 oder dem Horizontal-Abtastverstärker 500 Schaden zugefügt wird. Die Mikro-Steuereinheit überträgt den Horizontal-Aus-Befehl vor der Übertragung eines Horizontal-Frequenz-Schalterbefehls, um sicherzustellen, daß der Horizontal-Abtastverstärker 500 im Ru­ hezustand ist und dadurch ein Schaden der Schaltung vermieden wird. Eine vorteilhafte Schutzschaltung 600 sorgt jedoch für ein weiteres Schutz-Niveau, indem die Bestimmung überwacht wird, daß der digitale Befehl LFSS, der von dem Mikro-Prozessor erzeugt und durch den I²C-Bus übertragen wurde, gedemultiplext und von dem Synchronsignal-Prozessor 400 verwendet worden ist. Somit ve­ rifiziert die Schaltung 600 die Ausführung der Bus-Instruktion und erlaubt, daß bei Fehlen des Horizontal-Abtastimpulses Hrt die Horizontal-Frequenz-Auswahl stattfinden darf. Außerdem wer­ den der Synchronsignal-Prozessor 400 und der Abtastverstärker 500 gegen irrtümliche Teiler-Änderungen geschützt, die von schädlichen Signalen herrühren, die beispielsweise durch DRC 700, fehlerhafte Schaltungsfunktionen, Netzteilbelastungen oder CRT-Überschläge erzeugt werden.

Eine vorteilhafte Schutzschaltung 600 ist in Fig. 4 darge­ stellt, die verschiedene Steuerfunktionen liefert, die auf das Vorhandensein oder das Fehlen des Abtaststroms bezogen sind, was durch die Feststellung des Impulses Hrt 501 angezeigt wird. Der Schaltungsblock 610 stellt das Vorhandensein oder Fehlen des Im­ pulses 501 fest und erzeugt ein aktiv niedriges Unterbrechungs­ signal SCAN-LOSS INTR. 615, das einer Mikro-Steuereinheit µ CONT. 800 zugeführt wird.

In einer zweiten Schutzfunktion verifiziert die Schaltung 600, daß die Synchronsignal-Prozessor-Instruktion LFSS die Er­ zeugung der Horizontal-Ansteuerung beendet hat, was durch das Fehlen des Impulses Hrt angezeigt wird. Somit wird durch Verrie­ gelung der Horizontal-Frequenz-Auswahl mit dem Vorhandensein der Abtastung eine Frequenzumschaltung bei Vorhandensein des Impul­ ses Hrt gesperrt. Horizontal-Frequenz-Auswahldaten werden von der Mikro-Steuereinheit 800 über einen Bus 420 zugeführt. Der Bus wird gedemultiplext, und die Frequenz-Auswahldaten werden in einem DAC 700 von digitaler in analoge Form umgewandelt, um das Schaltsignal 1H_SW für die Zuführung zum Schaltungsblock 650 zu bilden. Die Schaltung des Blocks 650 erlaubt, daß das logische Zustandssignal 1H_SW zur Frequenz-Auswahl nur zugeführt wird, wenn der Abtastverstärker 500 keine Impulse Hrt erzeugt. Somit wird die Horizontal-Frequenz-Änderung verriegelt und unterbun­ den, bis abtastbezogene Impulse aufhören.

Im Block 610 von Fig. 4 werden von der Abtastung abgeleitete Impulse Hrt durch eine Diode D1 gleichgerichtet und laden einen Kondensator C1 positiv über einen Widerstand R2 in Richtung auf die positive Versorgungsspannung auf. Der Verbindungspunkt des Widerstands R2 und des Kondensators C1 ist mit der Basis eines PNP-Transistors Q1 verbunden, was dazu führt, daß die am Konden­ sator C1 aufgebaute positive Ladung den Transistor abschaltet, wenn auf die Abtastung bezogene Impulse vorhanden sind. Der Emitter des Transistors Q1 ist mit einer positiven Versorgungs­ spannung über eine Diode D2 verbunden, die einen Basis-Emitter- ZENER-Durchbruch verhindert und sicherstellt, daß der Transistor Q1 abgeschaltet wird, wenn die von dem Impuls abgeleitete Ladung am Kondensator C1 annähernd 1,4 Volt oder weniger ist. Der Kol­ lektor des Transistors Q1 wird über in Reihe geschaltete Wider­ stände R3 und R4 mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände ist mit der Basis eines NPN-Transistors Q2 verbun­ den, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Kollektor mit ei­ nem Widerstand R7 verbunden ist, um ein offenes Kollektor- Ausgangssignal zu bilden. Wenn somit Impulse Hrt vorhanden sind, wird der Transistor Q1 abgeschaltet, der seinerseits den Transi­ stor Q2 abschaltet, wodurch das Ausgangssignal 615, durch Ab­ tastverlust unterbrochen, zu einer offenen Schaltung wird. Wenn die auf die Abtastung bezogenen Impulse fehlen, beispielsweise als Folge von einer von einem Bus abgeleiteten Steuerfunktion, Schaltungsausfall oder Röntgenstrahlenschutz, wird die am Kon­ densator C1 aufgebaute positive Ladung über die Reihen Kombination der Widerstände R1 und R2 vernichtet, so daß sich der Kondensator C1 in Richtung auf Masse-Potential aufladen kannn. Wenn das Potential am Kondensator C1 nominal 1,4 Volt be­ trägt, schaltet der Transistor Q1 ein, wobei der Kollektoran­ schluß das nominale Potential an der Kathode der Diode D2 an­ nimmt. Somit wird dieses positive Potential von etwa 7 Volt am Kollektor des Transistors Q1 über den durch die Widerstände R3 und R4 gebildeten Spannungsteiler der Basis des Transistors Q2 zugeführt, der einschaltet, wodurch das Kollektor- und Ausgangs­ signal 615 nominales Masse-Potential annimmt. Das Signal 615 ist ein Unterbrechungssignal, das, wenn es niedrig ist, der Mikro- Steuereinheit 800 signalisiert, daß der Abtaststrom in der typi­ schen Anzeige oder der Spule fehlt.

Der Kollektor des Transistors Q1 in Fig. 4 ist ebenfalls mit dem Schaltungsblock 650 verbunden, der vorteilhafterweise Ände­ rungen der Horizontal-Frequenz, die von der Mikro-Steuereinheit ausgehen und als Datenwort über den Bus 420 einem Digi­ tal/Analog-Konverter DAC 700 mitgeteilt werden, zuläßt oder sperrt. Der Digital/Analog-Konverter 700 wandelt das Datenwort um und erzeugt ein analoges Steuersignal 1H_SW, das zwei typi­ sche Spannungswerte hat. Wenn das Steuersignal 1H_SW nominal auf null Volt (Vcesat) ist, wird die durch zwei teilende Stufe des Prozessors 400 umgangen, und die Teilerschaltung 415 teilt das VCO-Ausgangssignal LCC 301 durch 432, um eine Frequenz in einem höheren Band von Horizontal-Frequenzen zu erzeugen, die gleich oder größer als 2Fh ist. Wenn das Steuersignal 1H_SW annähernd 9,6 Volt beträgt, wird die durch zwei teilende Stufe 415A ausge­ wählt, die eine kombinierte Division von 864 erzeugt. Somit wird der vom VCO erzeugte zeilenverkoppelte Takt LLC 301 durch 864 geteilt, um eine nominale Frequenz von 1Fh zu erzeugen. Der Kol­ lektor des Transistors Q1 ist mit in Reihe geschalteten Wider­ ständen R5 und R6 verbunden, die einen Spannungsteiler zu Masse bilden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R5 und R6 ist mit der Basis eines NPN-Transistors Q3 verbunden, dessen Emitter mit Masse verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit der positiven Versorgungsspannung über einen Last-Widerstand R8 und auch mit der Basis eines NPN-Transistors Q4 über einen Wi­ derstand R10 verbunden. Der Emitter des Widerstandes Q4 ist mit dem Verbindungspunkt eines Spannungsteilers verbunden, der zwi­ schen der positiven Versorgungsspannung und Masse gebildet wird, wobei der Widerstand R9 mit der Versorgungsspannung und der Wi­ derstand R11 mit Masse verbunden ist. Somit ist der Emitter des Transistors Q4 auf etwa 4 Volt vorgespannt. Somit wird der Tran­ sistor Q4 eingeschaltet, wenn die Basisspannung etwa 4,7 Volt überschreitet, wodurch der Kollektor das nominale Emitter- Potential annimmt. Der Kollektor des Transistors Q4 ist unmit­ telbar mit dem Verbindungspunkt von Steuersignal 1H-SW und dem Auslöse-Eingang TR und dem Schwellwert-Eingang TH einer inte­ grierten Schaltung Q1 verbunden, beispielsweise vom IC-Typ LMC 555. Wenn somit der Auslöse-Eingang und der Schwellwert-Eingang auf 4 Volt geklemmt sind, werden Änderungen des Steuersignals 1H_SW, die von einem von einem Bus erzeugten Befehl oder irrtüm­ licher Signalaufnahme herrühren, daran gehindert, den Ausgangs­ zustand des I.C. U1 zu ändern. Der Schwellwert-Eingang der inte­ grierten Schaltung U1 spricht an, wenn der Spannungswert des Steuersignals 1H_SW etwa 5,3 Volt überschreitet und führt zu der Auswahl der 1Fh-Abtastfrequenz. Der Auslöse-Eingang des I.C. U1 spricht auf einen negativen Übergang des Steuersignals 1H_SW an, wenn der Spannungswert kleiner als 2,6 Volt ist, was zur Wahl der 2Fh-Abtastfrequenz führt.

Die Schaltung 650 arbeitet wie folgt. Das Vorhandensein von der Schaltung 610 zugeführten Hrt-Impulse schaltet den Transi­ stor Q1 ab, wobei der Kollektor über die Parallel-Kombination von in Reihe geschalteten Widerständen R3 und R4 und die in Rei­ he geschalteten Widerstände R5 und R6 nominales Masse-Potential annimmt. Somit wird auch der Transistor Q3 abgeschaltet, wobei der Kollektor die nominale Versorgungsspannung über den Wider­ stand R8 annimmt. Dieses positive Potential wird der Basis des Transistors Q4 zugeführt, der einschaltet und den Verbindungs­ punkt des Steuersignals 1H_SW und der integrierten Schaltung U1 mit einem Potential von etwa +4 Volt verbindet. Wenn +4 Volt so­ wohl dem Auslöse- als auch dem Schwellwert-Eingang des I.C. U1 zugeführt wird, wird U1 daran gehindert, auf Änderungen des Steuersignals 1H_SW anzusprechen. Somit wird der gegenwärtige Zustand des Horizontal-Frequenz-Auswahl-Steuersignals 202/402 aufrechterhalten und kann nicht geändert werden, solange Ab­ tastimpulse Hrt vorhanden sind. Bei fehlenden Abtastimpulsen schaltet der Transistor Q1 ein, und der Kollektor nimmt das no­ minale Versorgungs-Potential an. Dieses positive Potential wird den Reihen-Widerständen R5 und R6 zugeführt und schaltet den Transistor Q3 an, der seinerseits den Transistor Q4 abschaltet. Bei abgeschaltetem Transistor Q4 wird die Sperrung von der inte­ grierten Schaltung U1 entfernt, so daß bei 1Fh-Betrieb das Si­ gnal 1H_SW einen hohen Spannungswert annimmt und der I.C. U1 ei­ nen niedrigen Spannungswert annimmt. In gleicher Weise nimmt, wenn die 2Fh-Betriebsart ausgewählt wird, das Steuersignal 1H_SW eine niedrige Spannung an, wobei der Ausgang von U1 einen hohen Spannungswert annimmt. Somit wird die Änderung der Horizontal- Frequenz verhindert, wenn auf die Abtastung bezogene Impulse Hrt vorhanden sind, wodurch das wahrscheinliche Versagen der Hori­ zontal-Abtaststufe 500 verhindert wird.

In dem Schaltungsblock 655 von Fig. 1 und 4 sorgt die inte­ grierte Schaltung U1 vorteilhafterweise für eine weitere Schutz­ funktion durch Steuerung der Stromversorgungs-Auswahl, um si­ cherzustellen, daß eine höhere Stromversorgungs-Spannung nur zu­ gelassen wird, wenn Horizontal-Abtastfrequenzen von 2Fh oder größer ausgewählt werden. Außerdem verhindert die Schaltung 655, daß unerwünschte Steuer-Informationen oder schädliche Signale die höhere Spannungsversorgung wirksam machen, während die Abta­ stung mit Norm-Auflösungs-Raten durchgeführt wird. Eine solche irrtümliche Aktivierung der Versorgung mit einer höheren Abtast- Spannung bewirkt die mögliche Zerstörung des Abtastverstärkers 500.

In Fig. 4 wird ein Stromversorgungs-Schaltbefehl 2H_VCC vom DAC 700 den in Reihe geschalteten Widerständen R13 und R14 zuge­ führt, die einen Spannungsteiler zu Masse bilden. Der Verbin­ dungspunkt der Widerstände ist mit der Basis eines Transistors Q5 verbunden, dessen Emitter an Masse liegt, und dessen Kollek­ tor als offener Kollektor-Ausgang geschaltet ist, um das Strom­ versorgungs-Steuersignal SEL. 1H_VCC 656 zu erzeugen. Die Basis des Transistors Q5 ist ebenfalls mit einem Entladungs-Ausgang des I.C. U1 verbunden. Der Schaltungsblock 655 arbeitet wie folgt. Ansprechend auf die Wahl von Abtast-Frequenzen mit 2Fh oder größer wird von der Mikro-Steuereinheit 800 ein Stromver­ sorgungs-Auslösebefehl erzeugt und über den Bus 420 übertragen. Der Stromversorgungs-Auslösebefehl wird durch einen Digi­ tal/Analog-Konverter DAC 700 gedemultiplext, der ein Stromver­ sorgungs-Steuersignal 2H_VCC 702 erzeugt. Wenn das Steuersignal 702 hoch ist, beispielsweise +9,6 Volt beträgt, wird der Transi­ stor Q5 eingeschaltet, und der Kollektor und das Stromversor­ gungs-Steuersignal SEL. 1H_VCC 656 nimmt ein Potential von nomi­ nal null Volt an, (Vcesat) des Transistors Q5. Somit wird bei einem niedrigen Stromversorgungs-Steuersignal 656 eine höhere Versorgungsspannung für den Abtastbetrieb mit höheren Horizon­ tal-Frequenzen ermöglicht. Die Ermöglichung der höheren Strom­ versorgungs-Spannung wird vorteilhafterweise gesteuert oder ver­ riegelt, um eine fehlerhafte Aktivierung der höheren Stromver­ sorgungs-Spannung während der Abtastung mit NTSC-Raten zu ver­ hindern. Die Ermöglichung einer solchen fehlerhaften Versor­ gungsspannung erzeugt einen übermäßigen Abtaststrom, erhöht die Amplitude des Rücklaufimpulses Hrt und bewirkt demzufolge ein Versagen des Abtastverstärkers 500.

Der Transistor Q5 wird vorteilhafterweise durch eine Entla­ de-Ausgangsschaltung des I.C. U1 gesteuert, die während der Ab­ tast-Operation mit NTSC-Raten einen gesättigten Zustand mit niedriger Impedanz einnimmt. Somit verhindert die Entladungs- Ausgangsschaltung des I.C. U1 die Aktivierung einer fehlerhaften Hochspannungs-Versorgung durch Klemmen der Basis des Transistors Q5 während der Abtastung mit 1Fh-Raten auf nominales Masse- Potential, wodurch die Erzeugung des Signals 2H_VCC gesperrt wird. Somit wird die Ermöglichung einer höheren Stromversor­ gungs-Spannung verhindert, und das Signal SEL. 1H_VCC 656 bleibt hoch, wodurch der 1Fh-Stromversorgungs-Zustand mit einer niedri­ geren Betriebsspannung erhalten bleibt. Die Entladungsschaltung des I.C. U1 wird inaktiv, wenn die Ausgangsschaltung von U1 ih­ ren Zustand ändert, d. h. das Ausgangssignal SEL H. Freq. geht in Abhängigkeit von der Wahl einer 2Fh-Betriebsart hoch.

Die erfindungsgemäße Verriegelung zwischen der Wahl der Ho­ rizontal-Frequenz und dem Vorhandensein der Abtastung verifi­ ziert vorteilhafterweise die Ausführung der von einem Bus über­ tragenen Instruktion. Außerdem wird einer Schaltungsbeschädigung durch die erfindungsgemäße Schaltung entgegengewirkt, die eine fehlerhafte Umschaltung der Horizontal-Frequenz oder Aktivierung der Stromversorgung verhindert.

Claims (12)

1. Abtastgenerator, der mit einer Mehrzahl von Horizontal- Abtastfrequenzen betreibbar ist, gekennzeichnet durch:
einen Oszillator (300), der ein Signal (301) erzeugt;
eine Teilerschaltung (415/415A) mit wenigstens zwei wählba­ ren Zählwerten, die mit dem Oszillator (300) verbunden ist und das Signal durch einen ersten Zählwert teilt, um ein Ho­ rizontal-Ansteuersignal (401) zu erzeugen;
einen Horizontal-Abtastverstärker (500), der ein Abtastsi­ gnal (501) erzeugt, das auf das Horizontal-Ansteuersignal (401) anspricht; und
eine Steuereinheit (600), die mit dem Abtastverstärker (500) und der Teilerschaltung (415/415A) verbunden ist, wobei ansprechend auf die Wahl einer anderen der Mehrzahl der Horizontal-Abtastfrequenzen die Steuereinheit (600) die Bestimmung des Vorhandenseins des Abtastsignals (501) über­ wacht und ansprechend auf das Vorhandensein die Steuerein­ heit (600) die Wahl einer zweiten der wenigstens zwei wähl­ baren Zählwerte sperrt, und bei fehlendem Vorhandensein des Abtastsignals (501) die Steuereinheit die Wahl des zweiten der wenigstens zwei wählbaren Zählwerte auslöst und die Tei­ lerschaltung ein Horizontal-Ansteuersignal (401) erzeugt, das repräsentativ für die andere der Mehrzahl von Horizon­ tal-Abtastfrequenzen ist.

2. Abtastgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (300) durch ein Synchronsignal (5) synchroni­ siert wird, das repräsentativ für eine aus der Mehrzahl von Horizontal-Abtastfrequenzen ausgewählte Abtastfrequenz ist.

3. Abtastgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlen des Abtastsignals (501) Ruhe des Horizontal- Abtastverstärkers (500) darstellt..

4. Abtastgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtastsignal (501) einem Rücklaufimpuls (Hrt) ent­ spricht, der während einer Abtast-Rücklaufperiode auftritt.

5. Abtastgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (600) eine Latching-Schaltung (650) mit einem Eingang enthält, der durch ein Frequenzauswahl-Signal (701) ausgelöst und durch Klemmen des Eingangs auf eine niedrige Impedanz gesperrt wird.

6. Video-Anzeige, die mit einer Mehrzahl von Abtastfrequenzen betreibbar ist, gekennzeichnet durch:
einen Abtastgenerator (400/500), der ein Abtastsignal (501) mit auswählbaren Frequenzen aus einer Mehrzahl von Horizon­ tal-Frequenzen, ansprechend auf eine Daten-Bus-(420)- Steuerung erzeugt;
eine Schutzschaltung (600), die mit dem Abtastgenerator (400/500) verbunden ist; und
eine Steuereinheit (800), die auf Benutzer-Steuerung an­ spricht und mit der Schutzschaltung (610) und mit dem Daten- Bus (420) verbunden ist, um den Abtastgenerator (400/500) zu steuern,
wobei die Benutzer-Steuerung (RC) eine andere aus der Mehr­ zahl von Abtastfrequenzen auswählt und ansprechend darauf die Steuereinheit (800) ein Steuer-Datenwort überträgt, das repräsentativ für das Abtastende ist; wobei die Schutzschal­ tung (600) das Abtastsignal (501) überwacht und bei Überein­ stimmung mit dem Steuer-Datenwort die Schutzschaltung (600) die Auswahl der anderen Frequenz aus der Mehrzahl der Ab­ tastfrequenzen zuläßt, während bei fehlender Übereinstimmung mit dem Steuer-Datenwort die Schutzschaltung (600) die Aus­ wahl der anderen Frequenz aus der Mehrzahl der Abtastfre­ quenzen sperrt.

7. Video-Anzeige nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtastsignal (501) ein Abtast-Rücklaufimpuls (Hrt) ist.

8. Video-Anzeige nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Wahl der anderen Frequenz aus der Mehrzahl der Ab­ tastfrequenzen ausgelöst wird, wenn der Signalgenerator (400/500) ruhig ist.

9. Video-Anzeige, die mit mehreren Abtastfrequenzen betreibbar ist, gekennzeichnet durch:
einen Abtastgenerator (500), der wählbar Abtastsignale (403) mit einer ersten und einer zweiten Horizontal-Frequenz er­ zeugt;
ein Netzteil (PSU) das steuerbar eine Versorgungsspannung (B+) zur Speisung des Abtastgenerators (400/500) erzeugt; eine Schutzschaltung (600), die auf Benutzer-Steuerung (RC) anspricht und mit dem Abtastgenerator (500) verbunden ist,
um eine erste oder zweite Horizontal-Frequenz auszuwählen, und auf das Netzteil (PSU), um die Aktivierung ansprechend auf die Wahl der zweiten Horizontal-Frequenz zu steuern, wobei bei Auswahl der zweiten Abtastfrequenz die Steuerein­ heit (800) steuerbar die Erzeugung der Abtastsignale mit der zweiten Frequenz auswählt und steuerbar das Netzteil (PSU) aktiviert, um den Abtastgenerator (500) zu speisen, um die Abtastsignale (403) mit der zweiten Frequenz zu erzeugen, wobei die Schutzschaltung (600) die steuerbare Auswahl über­ wacht und ansprechend darauf die Schutzschaltung (600) die steuerbare Aktivierung des Netzteils (PSU) wirksam macht, während bei Fehlern der steuerbaren Auswahl der zweiten Fre­ quenz die Schutzschaltung die das Netzteil (PSU) aktivieren­ de Steuerung sperrt.

10. Video-Anzeige nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (800) ein erstes Datenwort zum Demultiple­ xen und zur Digital/Analog-Umwandlung erzeugt, um ein erstes Steuersignal (2H_VCC) zu erzeugen, um das Netzteil (PSU) steuerbar zu aktivieren.

11. Video-Anzeige nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (800) ein zweites Datenwort zum Demulti­ plexen und zur Digital/Analog-Umwandlung erzeugt, um ein zweites Steuersignal (1H_SW) zu erzeugen, um steuerbar die Erzeugung des Abtastsignals (403) der zweiten Horizontal- Frequenz auszuwählen.

12. Video-Anzeige nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung (600) das zweite Steuersignal (1H_SW) überwacht, um steuerbar die Erzeugung des Abtastsignals mit der zweiten Horizontal-Frequenz auszuwählen und ansprechend darauf die Schutzschaltung (600) die Kopplung des ersten Steuersignals (2H_VCC) auslöst, um das Netzteil (PSU) zu ak­ tivieren.