DE19748885C2

DE19748885C2 - Phasenregelschleife mit Verbesserungen des Phasen-Jitters, MTIEs, der Folgegeschwindigkeit und der Einrastgeschwindigkeit

Info

Publication number: DE19748885C2
Application number: DE19748885A
Authority: DE
Inventors: Bernhard Lins
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1997-11-05
Filing date: 1997-11-05
Publication date: 2001-11-29
Anticipated expiration: 2017-11-06
Also published as: DE19748885A1; US6288614B1; AU1233199A; WO1999025068A1

Abstract

Die Phasenregelschleife (PLL) der Erfindung umfaßt einen ersten Teiler (DIV1), einen zweiten Teiler (DIV2), eine Phasendetektionseinrichtung (PFD) und eine Oszillator-Einrichtung (VCO), die in einer PLL-Schleifenkonfiguration verschaltet sind. Der erste Teiler (DIV1) und der zweite Teiler (DIV2) weisen jeweils wenigstens zwei verschiedene wählbare Frequenzfaktoren (a, b; c, d) auf. Eine Steuereinrichtung (CTPL) schaltet zwischen Paaren von Frequenzteilungsfaktoren, die jeweils aus beiden Teilern (DIV1, DIV2) gewählt werden, gemäß einem vorgegebenen Umschaltungsmuster (Z) um. Die Verwendung von wenigstens zwei verschiedenen Paaren von Frequenzteilungsfaktoren in den Teilern (DIV1, DIV2) ermöglicht eine hohe Phasenauflösung, eine schnelle Folgegeschwindigkeit und eine Feinabstimmung der Frequenz/Phase des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) in Schritten von ppm.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft eine Phasenregelschleife zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das relativ zu einem Referenzsignal einer vorgegebenen Referenzfrequenz eine vorgegebene Frequenz und eine eingerastete Phase aufweist. Die Erfindung betrifft eine Phasenregelschleife, die eine Erhöhung der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters und der Auflösung des Phasen/Frequenz- Diskriminators ermöglicht, insbesondere für einen geringen Durchschnittszeit-Intervallfehler (meantime interval error MTIE), einen geringen Phasen-Jitter selbst bei niedrigen Frequenzen und eine schnelle Folgegeschwindigkeit und eine minimale Zeit zum Einrasten auf die Referenzfrequenz.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Phasenregelschleife (PLL) ist eine nützliche Einzelkomponente, die von mehreren Herstellern als eine einzelne integrierte Schaltung verfügbar ist. Eine Phasenregelschleife PLL enthält typischerweise einen Phasendetektor PFD, einen Verstärker A_V, ein Tiefpassfilter LPF (die beide in einer Tiefpaßfilter-Einrichtung LPFM enthalten sind) und einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO, die schematisch in Fig. 1a gezeigt ist. In einer Phasenregelschleife werden eine Mischung von digitalen und analogen Techniken in einem Paket kombiniert. Die Anwendungen der Phasenregelschleife finden sich in der Tondecodierung, einer Demodulation von AM und FM-Signalen, einer Frequenzmultiplikation, einer Frequenzsynthese, einer Pulssynchronisation von Signalen von rauschbehafteten Quellen, z. B. einem Magnetband, und einer Regeneration von "sauberen" Signalen.

Der grundlegende Betrieb der Phasenregelschleife ist wie folgt. Der Phasendetektor PFD ist eine Einrichtung, die zwei Frequenzen vergleicht, d. h. die vorgegebene Frequenz f2 eines Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten Oszillator und eine vorgegebene Referenzfrequenz f1 eines Referenzsignals f1. Der Phasendetektor erzeugt einen Ausgang, der ein Maß der Phasendifferenz zwischen den zwei Signalen f1, f2 ist (wenn sie sich beispielsweise in der Frequenz unterscheiden, ergibt dies einen periodischen Ausgang bei der Differenzfrequenz). Wenn f1 nicht gleich zu f2 ist veranlaßt das Phasenabweichungssignal, nachdem es in der Tiefpaßfiltereinrichtung LPFM gefiltert und verstärkt worden ist, die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators sich in die Richtung von f1 zu verschieben. Wenn die Betriebsbedingungen richtig eingestellt sind, wird der spannungsgesteuerte Oszillator seine Ausgangsfrequenz f2 schnell auf die Referenzfrequenz f1 "einrasten", wobei eine feste Phasenbeziehung zu dem Eingangssignal aufrecht erhalten wird.

Die erzeugte Steuerspannung, die dem VCO eingegeben wird, ist ein Maß für die Ausgangsfrequenz f2. Der VCO-Ausgang ist eine lokal erzeugte Frequenz, die im einfachsten Fall gleich zu f1 ist, wodurch somit eine saubere Kopie von f1, die selbst rauschbehaftet sein kann, bereitgestellt wird. Die Wellenformen von f1, f2 sind nicht auf irgendeine bestimmte Wellenform beschränkt, d. h. das Ausgangssignal des VCOs kann eine Sägezahnwelle, eine Rechteckwelle oder irgendeine andere Welle sein. Deshalb stellt die Phasenregelschleife PLL eine einfache Technik bereit, um beispielsweise eine Rechteckwelle zu erzeugen, die auf eine Folge von Eingangsimpulsen eingerastet ist.

Da der Phasendetektor PFD die Phase (oder die Frequenz) der Referenzfrequenz f1 mit der vorgegebenen Frequenz f2 vergleicht, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator ausgegeben wird, ist das Phasenabweichungssignal S ein Signal, das - in Abhängigkeit von dem Folgeverhalten der Phasenregelschleife PLL - Werte entsprechend der Phasen/Frequenzabweichung zwischen f1 und f2 annimmt.

STAND DER TECHNIK

Um ein flexibleres Design der voranstehend erwähnten Parameter zu ermöglichen und eine Erzeugung von Ausgangsfrequenzen f2 bei einem Vielfachen der Referenzfrequenz f1 zu ermöglichen, und auch Verbesserungen der voranstehend erwähnten Parameter vorzunehmen, werden herkömmlicherweise Teiler zum Teilen der vorgegebenen Frequenz f2 und der Referenzfrequenz f1 durch jeweilige Frequenzteilerfaktoren p, q in zwei Teilern DIV1, DIV2 vorgesehen, die vor der Phasendetektionseinrichtung PFD angeordnet sind, wie in Fig. 1b dargestellt. Fig. 1b zeigt die Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs 1. Mit einer geeigneten Wahl der Frequenzteilerfaktoren p, q vergleicht die Phasendetektionseinrichtung PFD geteilte Frequenzen f1/p und f2/q, um das Phasenabweichungssignal S zu ermitteln. Es gibt auch Ausbildungen, bei denen nur ein Teiler DIV1 verwendet wird. Aus Fig. 1b ist ersichtlich, daß mit der geeigneten Wahl von p, q zusammen mit einer geeigneten Wahl der Grenzfrequenz und der Filtercharakteristik des Tiefpaßfilters LPF und der Verstärkung A_V die Folgegeschwindigkeit, die Einrastgeschwindigkeit, der MTIE (meantime interval error) und ausserdem der Phasen-Jitter beeinflußt werden kann. Nachdem die Frequenzen f1, f2 durch geeignete Frequenzfaktoren p, q geteilt werden, können gewünschte Frequenzverhältnisse eingestellt werden.

Der Ausgang des Phasendetektors PFD (der z. B. ein Mischer oder ein Flip-Flop sein kann), d. h. das Phasenabweichungssignal S, umfasst ein Spektrum, das die Steuerinformation in seinem unteren Frequenzbereich enthält. Um diese Steuerinformation zu extrahieren wird das Spektrum durch das Tiefpaßfilter LPF, das eine durch die bestimmte Anwendung gegebene Grenzfrequenz aufweist, tiefpaßgefiltert. Wenn eine große Anzahl von Phasenvergleichen in einer gegebenen Zeit durchgeführt wird, d. h. wenn die Frequenzen f1/p, f2/q groß sind, dann ist das Spektrum relativ breit, die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF kann relativ groß sein und es ist ausreichend ein Tiefpaßfilter mit einer vergleichsweise einfachen Ausbildung (6 dB/Dekade) zu verwenden, da die höheren spektralen Komponenten von der Anwendungs-abhängigen Tiefpaßfilter-Grenzfrequenz weit entfernt sind. Wenn im Gegensatz dazu über einer gegebenen Zeitperiode nur eine kleine Anzahl von Phasenvergleichen durchgeführt werden kann, d. h. wenn die Frequenzen f1/p, f2/q vergleichsweise klein sind, dann ist das Spektrum relativ schmal und es ist erforderlich, eine niedrige Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF zu wählen und Tiefpaßfilter mit einem relativ komplizierten Design (z. B. 30 bis 30 dB/Decade) zu verwenden, da die höheren spektralen Komponenten sich relativ nahe an der Anwendungs-abhängigen Tiefpaßfilterfrequenz befinden.

In Abhängigkeit von der Grenzfrequenz und dem gewählten Filterdesign kann der Ausgang der Tiefpaßfiltereinrichtung LPFM noch spektrale Komponenten enthalten, die durch das Tiefpaßfilter LPF nicht ausreichend unterdrückt worden sind. Selbst wenn komplizierte Filterdesigns verwendet werden, z. B. Schalterkondensatorfilter mit einer sehr steilen Flanke, kann die Schaltfrequenz als eine spektrale Komponente in dem Ausgang der Tiefpaßfilter-Einrichtung LPFM auftreten. Ferner können andere Verzerrungs- und Rauschkomponenten in dem Ausgang der Tiefpaßfilter-Einrichtung LPFM vorhanden sein, die durch das LPF nicht ausreichend unterdrückt worden sind. Derartige Effekte verursachen einen Phasen-Jitter in dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO, d. h. eine Schwankung der Ausgangssignalfrequenz f2. Ferner ist der spannungsgesteuerte Oszillator - selbst bei Abwesenheit einer Eingangssteuerspannung - nicht vollständig stabil, was einen weiteren Eigenphasenjitter in der Ausgangssignalfrequenz f2 verursacht.

Ferner beeinflußt die Wahl der Grenzfrequenz und der Filtercharakteristik nicht nur die ausreichende Unterdrückung von spektralen Komponenten und anderen Rauschkomponenten in dem Ausgang des LPFs, sondern beeinflußt auch das Folge- und Einrasteverhalten der gesamten Phasenregelschleife. Auch hinsichtlich der maximalen Folgegeschwindigkeit und der Zeit, die die PLL zum Einrasten auf die Referenz benötigt, und des meantime interval Fehlers ist deshalb die Wahl der Grenzfrequenz des LPFs in Bezug auf die Frequenzen f1/p, f2/q wichtig, insbesondere wenn f1/p und f2/q kleine Frequenzen sind, so daß nur eine kleine Anzahl von Phasenvergleichen durchgeführt werden kann.

NACHTEILE DER PLL UNTER VERWENDUNG VON ZWEI TEILERN DIV1, DIV2

Wie voranstehend erläutert ist die Beziehung zwischen den verschieden voranstehend erwähnten Parametern von äußerster Wichtigkeit, um die gewünschte Betriebsbedingung der PLL zu erreichen. Insbesondere gibt es immer einen Kompromiß zwischen dem Phasen-Jitter, dem MTIE und der maximalen Folgegeschwindigkeit und ausserdem der Zeit, die die PLL zum Einrasten benötigt.

In Abhängigkeit von der verfügbaren Referenzfrequenz f1 und der gewünschten Frequenz f2 treten insbesondere Probleme für große Werte von p, q ohne gemeinsame Teiler auf. Dann weist die Konfiguration in Fig. 1b den Nachteil von großen Laufzeiten und Totzeiten auf; d. h. mit hohen Werten von p, q wird eine beträchtliche Zeit benötigt, bis die Phasenregelschleife PLL einrastet, was durch die benötigte niedrige Grenzfrequenz ds Tiefpaßfilters LPF bedingt ist.

Somit weisen derartige PLLs insbesondere für große Werte von p, q (d. h. kleine Frequenzen zum Vergleich an dem PFD) prinzipbedingt eine langsame Ansprechgeschwindigkeit oder Trägheit und auch eine langsame Folgegeschwindigkeit auf, nachdem Änderungen in der Frequenz oder Phase des spannungsgesteuerten Oszillators oder in der Referenzfrequenz aufgetreten sind. Selbst wenn ein optimierter Zusammenhang für p, q, f1, f2 und der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF gefunden wird, um eine bestimmte Betriebscharakteristik zu erhalten, besteht immer noch eine Wechselwirkung, da nicht alle anderen Betriebsbedingungen wie voranstehend erläutert, gleichzeitig optimiert werden können. Deshalb weist die PLL- Konfiguration aus Fig. 1b im wesentlichen die folgenden Hauptnachteile auf:

1. Abgesehen von der Erzeugung von großen Phasen-Jittern, insbesondere bei niedrigen Frequenzen, wird ein großer MTIE-Fehler (definiert als der mittlere Phasenfehler, der über mehrere Perioden der Frequenzen f1; f2 gemittelt ist) erzeugt. Diese trifft selbst dann zu, wenn teurere spannungsgesteuerte Oszillatoren mit guter Kurzzeitstabilität verwendet werden. Für einige Anwendungen ist die Verwendung von preiswerten LC- oder RC-Oszillatoren nahezu gänzlich ausgeschlossen.
2. Die maximale Folgegeschwindigkeit (wie z. B. für Sweeper benötigt wird) ist durch die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF begrenzt.
3. Die Einrastgeschwindigkeit oder die minimale Zeit, die von der Phasenregelschleife zum Einrasten der Frequenz f2 auf die Frequenz f1 benötigt wird, ist ebenfalls durch die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF begrenzt.
4. Es ist nicht möglich, die von dem spannungsgesteuerten Oszillaor ausgegebene Frequenz f2 in Schritten von ppm (parts per million oder Teile pro Million) einzustellen, bedingt durch die vergleichsweise lange Ansprechzeit, die von der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF verursacht wird.

Eine kleine Verbesserung der voranstehend beschriebenen Nachteile kann erhalten werden, wenn einer der Frequenzteilungsfaktoren p, q (p < p) durch eine Steuereinrichtung geringfügig geändert wird, z. B. p → p + 1. Auch andere Prozeduren unter Verwendung von gemischten Verfahren benötigen höchst fortgeschrittene Filter, d. h. Filter höherer Ordnung, die nach der Herstellung eine manuelle Feinabstimmung zusätzlich benötigen können.

Die D 39 39 709 A1 beschreibt ein Verfahren zur Abstimmung eines Funksende- und Empfangsgeräts, mit dem eine Kanalumschaltung über ein größeres Frequenzband ermöglicht werden soll. Eine Phasenregelschleife gemäß des Oberbegriffs des Anspruchs 1 ist aus diesem Dokument bekannt. Ein Phasenvergleicher vergleicht zwei Vergleichsfrequenzen, die von zwei Teilern ausgegeben werden. In einem ersten weist die Vergleichsfrequenz einen Wert von 50 kHz auf und in einem nächsten Schritt sind beide Vergleichsfrequenzen 5 kHz.

Gleichzeitig mit der Umschaltung der Vergleichsfrequenzen wird die Grenzfrequenz des Schleifenfilters der Phasenregelschleife umgeschaltet. Die Umschaltung kann auch in zwei oder mehreren Schritten nacheinander ausgeführt werden, wobei verschieden hohe Vergleichsfrequenzen und verschieden hohe Grenzfrequenzen des Schleifenfilters der PLL-Schaltung angewendet werden.

Die JP 57-20037 A zeigt ein weiteres Beispiel einer Phasenregelschleife, bei der die Frequenzteilungsfaktoren von zwei Frequenzteilern paarweise geändert werden, um eine schnellere Umschaltzeit der Phasenregelschleife bei Frequenzwechseln zu erreichen. Auch hier findet eine Umschaltung der Filterkonstante des Schleifenfilters statt.

Die US 4 516 083 zeigt eine weitere Variante einer Phasenregelschleife, bei der Teilungsfaktoren mit Hilfe einer Steuereinrichtung abhängig vom Ausgangssignal des Phasendetektors einer Phasenregelschleife umgeschaltet werden können. Während ein Eingang an dem Phasendetektor hinsichtlich der Frequenz konstant gehalten wird, wird hier lediglich der Teilungsfaktor der anderen Vergleichsfrequenz geändert, d. h. es findet hier keine paarweise Umschaltung von Teilungsfaktoren statt.

Die US 5 144 254 beschreibt eine Phasenregelschleife, bei der Phasendetektor zwei Signale empfängt, die jeweils von einem Teiler ausgegeben werden. Eine Berechnungseinrichtung kann diese Teiler hinsichtlich ihrer Teilungsfaktoren steuern.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Wie oben in dem herkömmlichen in Fig. 1b gezeigten Design erläutert, ist eine Einstellung des spannungsgesteuerten Oszillators in Schritten von ppm, ein schnelles Folgeverhalten des spannungsgesteuerten Oszillators mit gleichzeitiger Bereitstellung einer hohen Phasenstabilität und eine schnelle Einrastung der PLL schwierig, insbesondere mit großen Werten von p, q ohne gemeinsame Teiler.

In der herkömmlichen PLL bilden jedoch nur die Werte p, q und die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters und ausserdem die Filtercharakteristik und die Verstärkung die Hauptdesignparameter zum Optimieren des PLL-Designs. Die Wahl dieser Parameter muß gleichzeitig die folgenden drei Kriterien optimieren:

a) den maximalen zulässigen Phasenfehler, der durch die Phasen-Jitter-Anforderungen definiert wird;
b) die Vergleichsfrequenzen und die Phasenauflösung, verursacht durch die Wahl der Frequenzteilerfaktoren; und
c) die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF wegen der Folge- und Phasenjitter-Verhalten.

Deshalb ist in dem herkömmlichen Design das Tiefpaßfilter- Design entweder sehr kompliziert oder die Phasenauflösung der PLL ist unzureichend.

Deshalb ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung,

- die Bereitstellung einer Phasenregelschleife (PLL), die insbesondere eine hohe Phasenauflösung erreichen kann, ohne daß ein kompliziertes Tiefpaßfilterdesign benötigt wird.

Diese Aufgabe wird durch eine Phasenregelschleife gemäß Anspruchs 1 gelöst.

Gemäß der Erfindung ist realisiert worden, daß insbesondere eine hohe Phasenauflösung und auch eine hohe Folgegeschwindigkeit und ausserdem eine Feineinstellung in Schritten von ppm realisiert werden kann, wenn die Teiler modifiziert werden, d. h. derart, daß jeder Teiler eine Vielzahl von wenigstens zwei verschiedenen wählbaren Frequenzteilerfaktoren aufweist und eine Steuereinrichtung vorgesehen ist, um jeweils einen Frequenzteilerfaktor für jeden Teiler zu wählen, wobei die Paare von Frequenzteilerfaktoren gemäß einem vorgegebenen Umschaltungsmuster umgeschaltet werden.

Gemäß der Erfindung ist nicht nur realisiert worden, daß durch Erweitern der Frequenzteilerfaktoren in eine Vielzahl von Frequenzteilerfaktoren zur alternierenden Verwendung von jedem Teiler eine größere Designfreiheit für die Lösung der voranstehend erwähnten Probleme erhalten werden kann, sondern daß ein vorgegebenes Umschaltungsmuster immer gefunden werden kann, so daß der Phasenfehler in derartig kleinen Grenzen gehalten werden kann, die eine Einstellung der Phasenregelschleife in Schritten von ppm ermöglicht wird. Die Erfindung hat den herkömmlichen Weg verlassen, bei dem die Erzielung einer Optimierung der Phasenregelschleife mittels einer Einstellung von f1, f2 (p, q) zusammen mit der Grenzfrequenz oder der Filtercharakteristik angestrengt wird. Wenn mehrere Frequenzteilerfaktor-Paare gemäß dem Umschaltungsmuster umgeschaltet werden, werden beträchtliche Vereinfachungen in dem Tiefpaßfilterdesign möglich, während noch eine erhöhte Phasenauflösung erzielt werden kann.

Gemäß der Erfindung enthält jeder Teiler nur zwei wählbare Frequenzteilerfaktoren a, b; c, d und das Umschaltungsmuster wird zum Umschalten zwischen diesen zwei Paaren verwendet. Zwei Frequenzteilerfaktoren sind zum Erzielen der Verbesserung der Phasenauflösung ausreichend.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen und Verbesserungen der Erfindung lassen sich den abhängigen Ansprüchen entnehmen. Nachstehend wird die Erfindung anhand ihrer Ausführungsformen und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen bezeichnen die gleichen oder identischen Bezugszeichen die gleichen oder ähnliche Teile überall in den Zeichnungen. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1a ein allgemeines Blockschaltbild einer herkömmlichen Phasenregelschleife einschließlich eines Phasendetektors PFD, einer Tiefpaßfilter- Einrichtung LPFM und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO;

Fig. 1b ein Prinzipblockschaltbild einer herkömmlichen Phasenregelschleife, wenn ein erster und ein zweiter Teiler DIV1, DIV2 zum Teilen des Ausgangssignals f2 und des Referenzsignals f1 jeweils durch einen einzelnen Frequenzteilerfaktor p, q verwendet werden;

Fig. 2-1 eine Ausführungsform der Phasenregelschleife unter Verwendung von zwei Frequenzteilerfaktoren pro Teiler zusammen mit einer Steuereinrichtung SEL1, SEL2 zum Umschalten zwischen den zwei Paaren von Frequenzteilerfaktoren gemäß einem vorgegebenen Umschaltungsmuster Z;

Fig. 2-2 eine Ausführungsform der Steuereinrichtung in Fig. 2 unter Verwendung von zwei Schieberegistern SHR1, SHR2, die jeweils das Umschaltmuter Z enthalten;

Fig. 2-3 eine Ausführungsform der Steuereinrichtung unter Verwendung von zwei Schieberegistern SHR1, SHR2 und einem Umschaltmusterspeicher SPM sowie einem Zähler CN;

Fig. 2-4 ein Verfahren zum Bestimmen der Teilerfaktoren a, b, c, d und des Umschaltmusters X, Y, Z;

Fig. 3-1 verschiedene Beispiele EX1-EX6 unter Verwendung von zwei Paaren von Frequenzteilerfaktoren, die Situationen für ein schnelles Folgen, einen verringerten Jitter und eine Feinabstimmung in Schritten von ppm darstellt; und

Fig. 3-2 ein optimiertes Umschaltungsmuster Z für das Beispiel EX4 in Fig. 3-1.

PRINZIP DER ERFINDUNG

Gemäß der Erfindung enthält jeder Frequenzteiler DIV1, DIV2 in Fig. 1b eine Vielzahl von wenigstens zwei verschiedenen Frequenzteilungsfaktoren a, b; c, d zum jeweiligen Teilen der Referenzfrequenz f1 und der vorgegebenen Frequenz f2. Zu jedem Zeitpunkt wird ein vorgegebenes Paar von Frequenzteilungsfaktoren bestehend aus einem Frequenzteilungsfaktor des ersten Teilers und einem Frequenzteilungsfaktor des zweiten Teilers gewählt. Die jeweiligen Paare sind vordefiniert. Ein Umschaltmuster, welches vorgegeben ist, wird zum Umschalten zwischen den einzelnen gewählten Paaren verwendet.

Beispielsweise umfaßt der erste Teiler DIV1 Frequenzteilungsfaktoren a₁, a₂, . . . a_n und der zweite Teiler DIV2 enthält Frequenzteilungsfaktoren b₁, b₂, . . . b_n. Paare P_n der Frequenzteilungsfaktoren a, b sind vordefiniert, d. h.: P₁ = (a₁, b₁), P₂ = (a₂, b₂), . . . P_n = (a_n, b_n). Der Frequenzteilungsfaktor an und der Frequenzteilungsfaktor b_n können beliebig gewählt werden, wobei angenommen wird, daß a₁, a₂, . . . a_n, b₁, b₂, . . . b_n natürliche Zahlen sind und b₁ < a₁, b₂ < a₂, . . . b_n < a_n ist. Ein optimiertes Umschaltmuster kann immer gefunden werden, so daß der Phasenabweichungsbetrag z. B. des Phasenabweichungssignals S innerhalb bestimmter Grenzen bleibt, die sehr viel kleiner als der Phasenabweichungsbetrag und somit als der Phasen- Jitter ist, die mit der herkömmlichen Konfiguration in Fig. 1b erhalten werden können.

Somit hat die Erfindung nicht nur realisiert, daß die Frequenzteilung, die von dem Teiler DIV1 ausgeführt wird, in eine Frequenzteilung unter Verwendung von verschiedenen Paaren von Frequenzteilungsfaktoren gemäß einem vorgegebenen Umschaltmuster "ausgeweitet" werden kann, sondern die Erfindung hat auch realisiert, daß selbst mit einem nicht- optimierten Umschaltmuster die Phasenauflösung, der Phasen- Jitter sowie die Folgegeschwindigkeit gegenüber der herkömmlichen Lösung in Fig. 1b verbessert werden kann. Gemäß der Erfindung kann auch gezeigt werden, daß für jede Kombination von Frequenzteilungsfaktoren ein optimiertes Umschaltmuster erhalten werden kann, so daß der Phasenabweichungsfehler innerhalb bestimmter definierter Grenzen bleibt.

Somit hat die Erfindung die Frequenzteilung in den jeweiligen Teilern im Prinzip wie folgt erweitert:

Es sei darauf hingewiesen, daß in den obigen zwei Gleichungenas "∼" Zeichen nur schematisch darstellt, daß die ursprüngliche Teilung von f1 durch den Referenzteilungsfaktor p durch eine Teilung von f1 z₁ mal durch a₁, z₂ mal durch a₂ . . . und z_n mal durch a_n. ersetzt worden ist. Genauso ist die Frequenzteilung von f2/q durch eine Teilung von f2 z₁ mal durch b₁ etc. ersetzt worden. Die Länge des Umschaltmusters Z ist:

Z = z₁ + z₂ + . . . + z_n.

Für die Verbesserung der Auflösung ist es nur wichtig, daß in der Länge Z des Umschaltmusters eine Auswahl des Paars P₁ z₁- mal, eine Teilung unter Verwendung des Paars P₂ z₂-mal etc. stattfindet.

Für irgendeine Anzahl von Frequenzteilungsfaktoren n ≧ 2 kann gezeigt werden, daß eine optimierte Folge einer Umschaltung zwischen den Paaren P₁, P₂, . . . P_n derart gefunden werden kann, daß der verbleibende Phasenabweichungsfehler in dem Phasenabweichungssignal S minimiert ist. Hierbei wird angenommen, daß p < q ist und p und q keinen gemeinsamen Teiler aufweisen, daß a₁, a₂ . . . an und b₁, b₂, . . . b_n und p, q natürliche Zahlen sind und b₁ < a₁, b₂ < a₂ . . . a_n < b_n (eine ähnliche Beziehung ist für p < q erfüllt).

Somit basiert die Erfindung auf der Feststellung, daß für irgendeinen Wert p/q (wobei p, q teilerfremd sind) wenigstens zwei Paare von Teilerfaktoren gefunden werden können, so daß die Phasenauflösung vor (!) dem Tiefpaßfiler LPF kleiner als in dem herkömmlichen Fall von Fig. 1a ist und, daß nach einer Länge einer Umschaltung Z der Phasenfehler vor dem Tiefpaßfilter LPF einen Nullstelle aufweist.

Durch Verwendung des Prinzips der Erfindung kann für irgendeine gewünschte Phasenauflösung, Folgegeschwindigkeit und Einrastegeschwindigkeit sowie für irgendwelche Anforderungen des Phasen-Jitters und des MTIE-Fehlers (meantime interval error) eine Anzahl von Frequenzteilungsfaktoren P_n (n ≧ 2) und ein Umschaltmuster Z gefunden werden, so daß diese Anforderungen immer sogar auf eine Feinabstimmung in Schritten von ppm herab erfüllt werden können. Die Tatsache, daß die Abstimmung in Schritten von ppm bereits mit n = 2 erzielt werden kann, wird nachstehend unter Bezugnahme auf eine Ausführungsform der Erfindung erläutert, so wie sie in Fig. 2 dargestellt ist.

AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG FÜR n = 2

Eine Ausführungsform der Erfindung gemäß den Phasenregelschleife PLL, bei der der erste Teiler zwei Frequenzfaktoren a und b und der zweite Teiler zwei Frequenzteilungsfaktoren c und d aufweist und eine Steuereinrichtung mit zwei Wählern SEL1, SEL2 zwischen einem ersten Paar P₁ bestehend aus Frequenzteilungsfaktoren a und c und einem zweiten Paar P₂ bestehend aus Frequenzteilungsfaktoren b und d umschaltet, ist in Fig. 2-1 gezeigt. In Fig. 2-1 bezeichnen die gleichen Bezugszeichen wie in den Fig. 1a, 1b die gleichen Teile.

Wie sich Fig. 2-1 entnehmen läßt, ist hier die herkömmliche Frequenzteilung der vorgegebenen frequenz f₁/p in eine Frequenzteilung von x-mal durch a und y-mal durch b aufgeteilt worden, z. B. das Eingangssignal an der Phasenvergleichseinrichtung PFD ist folgendermaßen entwickelt worden:

f1/p ∼ x . (f1/a) + y(f1/b)

Genauso wird das andere Eingangssignal an der Phasenvergleichseinrichtung PFD in eine Frequenzteilung von x-mal durch c und y-mal durch d aufgesplittet, z. B.:

f2/q ∼ x . (f2/c) + y . (f2/d).

Die Steuereinrichtung mit den Wählern SEL1, SEL2 berechnet die Anzahl x von Teilungen durch a in dem ersten Teiler und durch c in dem zweiten Teiler und die Anzahl y der Teilungen durch b in dem Teiler DIV1 und durch d in dem Teiler DIV2. Wie nachstehend noch ersichtlich wird, kann x, y und somit die Länge Z = x + y des Umschaltmusters immer auf Grundlage von p, q und den vorgegebenen Frequenzteilungsfaktoren a, b, c, d berechnet werden. Somit wählen die Wähler SEL1, SEL2 jeweils das Paar P1 = (a, c) x-mal un das Paar P₂ = (b, d) y-mal.

Wie sich die folgenden mathematischen Betrachtungen ersehen läßt, ermöglicht die Phasenregelschleife gemäß der Ausführungsform der Erfindung in Fig. 2-1 nicht nur eine signifikant höhere Vergleichsfrequenz an der Phasenvergleichseinrichtung PFD (dem Phasen- und Frequenzdiskriminator), sondern erreicht auch eine viel bessere Phasenauflösung für die Phase selbst für irgendeine Beziehung von "p/q" der Frequenzen der Referenzfrequenz f1 und der Ausgangsfrequenz f2 des spannungsgesteuerten Oszillators VCO. Somit ist die erfindungsgemäße Phasenregelschleife gemäß Fig. 2-1 durch die geführte Auswahl zwischen zwei Frequenzteilungspaaren bestehend aus a, c und b, d gemäß der Länge des Umschaltmusters oder der Wählreihe Z mit einer vorgegebenen Länge Z charakterisiert.

Wie voranstehend erläutert werden die Frequenzteilungsfaktoren a, b, c, d so gewählt, daß sie kleiner als p oder q sind, was zu einer höheren Vergleichsfrequenz an dem Phasendetektor PFD führt. Es sei darauf hingewiesen, daß die Frequenzteilungsfaktoren a, b, c, d selbst nicht exakt das gewünschte Frequenzverhältnis "p/q" darstellen. Bei jedem Vergleich existiert eine kleine Phasenabweichung, die mit e und g bezeichnet ist, und zwar vor (!) dem Tiefpaßfilter. Das heißt, wenn sie positiv (oder negativ) mit dem ersten Frequenzteilungsfaktor-Paar P₁ = (a, c), ist, dann ist sie negativ (positiv), wenn das zweite Frequenzteilungs-Paar P₂ = (b, d) verwendet wird.

Das Tiefpaßfilter mit seinem Integrationsanteil erzeugt die resultierende Phasenabweichung (Fehler), der nach irgendeiner vorgegebenen Länge Z des Umschaltmusters, welches eine Anzahl x von Teilungen P₁ und eine Anzahl y von Teilungen unter Verwendung von P₂ umfaßt, Null wird. Die resultierende Phasenabweichung erweist - unabhängig (!) von der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF und unabhängig von dem gewählten Umschaltmuster Z (!) - eine Nullstelle nach einer Länge Z auf. Es kann gezeigt werden, daß die Länge des Umschaltmusters wie folgt bestimmt werden kann:

Z = (x + y)

wobei x die Anzahl von Malen einer Teilung durch das Paar P₁ ist und y die jeweilige Anzahl von Teilungen unter Verwendung von P₂ ist. Da x und y natürliche Zahlen sind und auch a, b, c, d natürliche Zahlen sind, kann die Steuereinrichtung CTRL die Länge des Umschaltmusters Z immer gemäß der voranstehend erwähnten Formel berechnet.

Wenn ferner das Umschaltungsmuster Z unter Verwendung von P₁, P₂ gemäß einer optimierten Folge alternierend optimiert wird, schwankt die Eigenphasen-Jitteramplitude vor (!) dem Tiefpaßfilter LPF nur in einem Intervall von

(-I, +I) mit I = Z/2q = (e + g)/2.

Mit der Wahl von a, b, c, d und der Grenzfrequenz des LPFs können vorgegebene Phasen-Jitter Anforderungen in dem Ausgang des spannungsgesteuerten Verstärkers erfüllt werden.

BETRIEB DER AUSFÜHRUNGSFORM FÜR n = 2

Wie voranstehend erläutert, ist eine Steuereinrichtung SEL1, SEL2 zum Umschalten zwischen den Paaren P₁, P₂ gemäß dem vorgegebenen Umschaltungsmuster Z vorgesehen. Das Umschaltungsmuster weist eine Länge auf, die die Umschaltung zwischen P₁, P₂ an den Teilern DIV1, DIV2 anzeigt. Wie erläutert zeigt Z an, daß x-mal P₁ gewählt werden soll und y-mal P₂ gewählt werden soll, und zwar gemäß einem vorgegebenen Muster, dessen Bestimmung nachstehend noch näher unter Bezugnahme auf die Fig. 2-4 erläutert wird.

Unter der Annahme, daß das Wählsignal von dem Wähler SEL1, SEL2 jeweils einen L-Pegel annimmt, um die Auswahl von P₁ anzuzeigen, und einen H-Pegel zum Anzeigen der Auswahl von P₂ an den Teilern DIV1, DIV2 annimmt, dann ist das Umschaltmuster eine Reihe von H, L einer Länge Z mit einem vorgegebenen Muster. Das Umschaltungsmuster ist das gleiche in dem Wähler SEL1 und dem Wähler SEL2. Die nächste Stelle in dem Umschaltungsmuster (H oder L) zum jeweiligen Wählen des nächsten Paars P₁, P₂ wird immer dann gewählt, wenn der Teiler DIV1 oder DIV2 einen Impuls an den Phasendetektor PFD ausgibt, was mit der Linie zwischen dem Eingang des Phasendetektors PFD und dem jeweiligen Wähler SEL1, SEL2 angedeutet ist. Mit jedem Ausgangsimpuls wird der nächste Teilungsfaktor in dem Umschaltmuster gewählt.

Da f1, f2 und die Teilungsfaktoren a, b, c, d unterschiedlich zueinander sind (d. h. p und q unterscheiden sich voneinander) ist klar, daß die Umschaltung auf den nächsten Teilungsfaktor in jedem Teiler DIV1, DIV2 nicht-synchronisiert ausgeführt wird, da die zwei Impulse, die jeweils dem Phasendetektor PFD von DIV1, DIV2 eingegeben werden, aufgrund der verschiedenen jeweils ausgeführten Frequenzteilungen zu verschiedenen Zeiten ankommen.

Andererseits existiert eine insgesamte Synchronisation, wenn der Wähler SEL1 vollständig durch das Umschaltungsmuster der Länge Z durchgeschaltet hat, wie mit dem "Rücksetzung nach der Länge Z" zwischen dem Wähler SEL1 und dem Wähler SEL2 in Fig. 2-1 gezeigt ist. Das heißt, wenn die letzte Auswahl eines Teilungsfaktors a, b aufgrund des letzten Eintrags in dem Umschaltmuster beendet worden ist und ein weiterer Impuls von dem Teiler DIV1 ausgegeben wird, dann startet der Wähler SEL1 das Umschaltmuster erneut von dem Anfang. Obwohl der Wähler SEL2 unter Umständen noch nicht durch das vollständige Umschaltmuster zu dieser Zeit gelaufen ist, d. h. wenn die PLL noch nicht eingerastet ist, dann wird auch der Wähler SEL2 aufgrund der von dem Wähler SEL1 ausgegebenen Rücksetzung auf den Anfang des Umschaltmusters zurückgesetzt. D. h. wenn der Wähler SEL1 vollständig durch das Umschaltmuster gelaufen ist, dann wird eine Gesamtsynchronisation so ausgeführt, daß beide Wähler SEL1, SEL2 das Umschaltmuster erneut synchron starten. Dies verursacht jedoch keinerlei Problem, da maximal ein Phasenvergleich verloren geht, wenn der letzte Impuls von dem Teiler DIV2 nicht an den Phasendetektor PFD angelegt worden ist, wenn die Rücksetzung der Umschaltmuster synchron in beiden Wählern SEL1, SEL2 ausgeführt wird.

Die Teiler DIV1, DIV2 können als Zähler ausgeführt werden, die ein Signal nach Heraufzählen auf eine vorgegebene Anzahl (z. B. 15) ausgeben. Um das Einstellen der Teilungsfaktoren a, b auszuführen, wird der Anfangszählwert jeweils auf einen anderen Wert gesetzt, so daß der Überlaufimpuls nach einer Anzahl vn Zählungen a, b der Eingangsfrequenz f1 oder f2 erzeugt wird. Mit einem derartigen setzbaren Zähler können im wesentlichen eine beliebige Anzahl von verschiedenen Teilungsfaktoren eingestellt werden.

AUSFÜHRUNGSFORM DES WÄHLERS UNTER VERWENDUNG EINES SCHIEBEREGISTERS

Fig. 2-2 zeigt eine Ausführungsform der Wähler SEL1, SEL2 in Fig. 2-1 unter Verwendung von Schieberegistern SHR1, SHR2. Wie in Fig. 2-2 angedeutet, wird ein Umschaltmuster bestehend aus einer Reihe von H, L in das jeweilige Schieberegister SHR1, SHR2 geladen. Immer dann, wenn ein Impuls von dem Teiler I oder dem Teiler II ausgegeben wird, wird das Umschaltungsmuster um 1 Bit verschoben, so daß der nächste Teilungsfaktor a, b oder c, d gewählt wird. Das Schieberegister SHR1, SHR2 ist in einer Ringkonfiguration ausgebildet, so daß das letzte Ausgangsbit H, L dem Register erneut eingegeben wird. Deshalb wird in zyklischer Weise das gleiche Umschaltungsmuster wiederholt zum Wählen der Teilungsfaktoren verwendet. Wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 2-1 erläutert, wird der nächste Teilungsfaktor immer dann gewählt, wenn der jeweilige Teiler einen nächsten Impuls ausgibt. Um jedoch die Gesamtsynchronisation zu erreichen, werden beiden Umschaltungsmuster zurückgesetzt, wenn das Schieberegister SHR1 vollständig durchgeschaltet hat (was mit der Leitung "Rücksetzung des Umschaltmusters" zwischen dem Schieberegister SHR1 und SHR2 angedeutet ist).

AUSFÜHRUNGSFORM DES WÄHLERS UNTER VERWENDUNG EINES UMSCHALTUNGSMUSTER-SPEICHERS SPM

Fig. 2-3 zeigt eine Ausführungsform des Wählers, der in Fig. 2-1 gezeigt ist, unter Verwendung jeweils eines Umschaltungsmusterspeichers SPM und eines Schieberegisters SHR1, SHR2. Der Zähler CN zählt die Anzahl von Ausgangsimpulsen von dem ersten Teiler I und lädt das Umschaltungsmuster aus dem Umschaltungsmusterspeicher in das Schieberegister SHR1 erneut nach Zählen der Anzahl von Z Impulsen in dem Ausgang von dem Teiler I. Wie mit der Verbindung zwischen dem Ausgang des Zählers CN und dem Umschaltungsmusterspeicher SPM, der mit dem Schieberegister SHR2 verbunden ist, ersichtlich, werden wiederum nach dem Zählen der Anzahl Z beide Schieberegister SHR1, SHR2 auf das Umschaltungsmuster, das in dem jeweiligen Umschaltungsmusterspeicher gespeichert ist, zurückgesetzt.

Ausführungsformen der Erfindung unter Verwendung von verschiedenen Kombinatonen der Werte p, q und a, b, c, d und Z werden weiter nachstehend unter Bezugnahme auf die in Fig. 3 angegebenen Beispiele erläutert. Nachstehend wird gezeigt, wie die Steuereinrichtung CTRL das Umschaltungsmuster Z für irgendeine Kombination von Teilungfaktoren berechnet, wenn jeder Teiler DIV1, DIV2 jeweils zwei Frequenzteilungsfaktoren verwendet.

BESTIMMUNG VON x, y UND DER PHASENFEHLER e, g

Die Steuereinrichtung CTRL geht von einer Betrachtung der herkömmlichen Konfiguration in Fig. 1b aus, d. h. die zwei Frequenzen f1, f2 stimmen nicht überein, z. B. die Frequenzen f1/f2 weisen ein vorgegebenes Verhältnis wie folgt auf:

f2 = (p/q) . f1 (1)

wobei angenommen wird, daß p und q die Beziehung p < q erfüllen und p und q teilerfremd sind. In der Tat bezeichnet die obige Gleichung (1) den eingerasteten Zustand der Phasenregelschleife PLL, wenn die zwei Teiler DIV1, DIV2 für die zwei Frequenzen f1, f2 verwendet werden, wie in Fig. 1b gezeigt. Es sei darauf hingewiesen, daß sämtliche Betrachtungen und Ableitungen, die in der folgenden Beschreibung dargestellt sind, genauso zutreffen, wenn die Beziehung in Gleichung (1) als f2 = (q/p) . f1 definiert würde. Es sei hier angenommen, daß p und q keinen gemeinsamen Teiler aufweisen, da ansonsten offensichtlich die Phasenregelschleife nach p + q Teilungen in einen eingerasteten Zustand gehen würde. Obwohl p < q angenommen worden ist, ist eine analoge Ableitung für p ≧ q erfüllt. Die Steuereinrichtung CTRL nimmt an, daß a, b, c, d, p und q natürliche Zahlen sind, wobei p < q, c < a und d < b ist.

Unter Betrachtung des ursprünglichen eingerasteten Zustands der Gleichung (1) und der Tatsache, daß p, q keinen gemeinsamen Teiler aufweisen, realisiert die Steuereinrichtung CTRL dann, das offensichtlich für jedes vorgegebene Paar von p/q Paare mit natürlichen Zahlen a, c bzw. b, d existieren müssen, die die folgenden Gleichungen (2), (3) erfüllen:

c < p/q . a < c + 1 (2)

d-1 < p/q . b < d (3).

Die Gleichungen (2) und (3) sind sehr wichtig, da diese anzeigen, daß für jedes Paar p/q (ohne gemeinsame Teiler) zwei natürliche Zahlen, c, c + 1 (d-1, d) existieren müssen, zwischen denen das Verhältnis p/q multipliziert mit a (b) liegen muß. Zunächst beschreibt der Ausdruck in Gleichung (2) im wesentlichen den Bereich von Grenzen, in denen sich die Phasenabweichung noch verändern kann, wenn der erste Teiler durch a teilt. Genauso beschreibt die Gleichung (3) den eingerasteten Zustand, wenn der Teiler DIV1 durch b teilt. Dies ist eine wichtige Erkenntnis aus den Anforderungen von p < q, c < a und d < b.

Da p/q ohne gemeinsame Teiler sind, werden auch die rationale Zahl (der Bruch) p/q . a und p/q . b rationale Zahlen sein und der verbleibende Phasenfehler nach der Phasenvergleichseinrichtung PFD kann unter Verwendung der Gleichungen (2), (3) wie folgt spezifiziert werden:

e = p/q . a-c (4)

g = d-p/q . b (5)

Es ist ersichtlich, daß der verbleibende Phaenfehler e bei Verwendung des Paars P₁ = (a, c) und der verbleibende Phasenfehler g bei Verwendung des Paars P₂ = (b, d) beide rationale Zahlen sind, aber beide größer als Null sind. Dies ist allgemein erfüllt.

Nachdem die Größe des verbleibenden Phasenfehlers realisiert worden ist, fragt die Steuereinrichtung CTRL nun, wie die Paare P₁, P₂ verwendet werden sollen, so daß eine "insgesamte" durchschnittliche Teilung von p in dem ersten Teiler DIV1 und eine "insgesamte" Teilung von q in dem zweiten Teiler DIV2 stattfindet. Das heißt, die Steuereinrichtung CTRL untersucht, wie viele Male x das Paar P₁ verwendet werden soll und wie viele Male y das zweite Paar P₂ verwendet werden soll. Dies kann mit dem folgenden Satz von linearen Gleichungen ausgedrückt werden:

a . x + b . y = q (6)

c . x + d . y = p (7)

Die Frage ist, ob Lösungen x, y dieses Satzes von linearen Gleichungen erhalten werden können, d. h. ob (ad-bc) ≠ 0 in Gleichung (6), (7) erfüllt ist. Unter Verwendung der Ungleichungen (4), (5) ist klar, daß Lösungen für x, y existieren müssen, weil:

Wie oben angedeutet, ist e, g immer größer als 0 und deshalb ist (ad-bc) < 0. Wenn man dies betrachtet, kann die allgemeine Lösung für die Anzahl von Teilungen y und die Anzahl von Teilungen x allgemein aus den Gleichungen (6), (7) unter Verwendung von (8), (4), (2) bestimmt werden, nämlich:

Die Gleichungen (9), (10) sind allgemein für alle natürlichen Zahlen a, b, c, d, p und q gültig. Jedoch kann in ihrer allgemeinen Form natürlich noch nicht erfüllt werden, daß y und x natürliche Zahlen sind, weil (ad-bc) irgendeine natürliche Zahl annehmen kann und deshalb x, y rationale Zahlen sein können. Jedoch ist es natürlich nicht möglich, eine Umschaltung von z. B. x = 1,35 mal mit dem Frequenzteilungspaar P₁ auszuführen.

Jedoch kann unabhänig von dem Wert (ad-bc) gezeigt werden, daß die Phasenregelschleife in einen eingerasteten Zustand geht, weil der resultierende Phasenfehler vor (!) dem Tiefpaßfilter LPF Nullstellen aufweist, was aus einer Kombination der Gleichungen (9) und (10) wie folgt gezeigt werden kann:

(x/y = e/g) ⇔ (xe-yg = 0) (13)

Allgemein weisen die Nullstellen einen Abstand zueinander von

Z = (a-b) . p + (d-c) . q)

auf, was allgemein aus den Gleichungen (4), (5), (9), (10) folgt, wobei angenommen wird, daß Z = x + y.

Aus der Gleichung (9), (10) folgt unmittelbar, daß natürliche Zahlen x, y erhalten werden können, wenn (ad-bc) = 1 erfüllt ist. Dann ist der Abstand der Nullstellen:

Z = x + y = (a-b) . p + (d-c) . q

und die Anzahl von Teilungen x, y sind

x = qg = q . d-p . b

y = qe = p . a-q . c.

Das heißt, die Steuereinrichtung CTRL berechnet x, y und somit die Länge des Umschaltungsmusters Z aus a, b, d, c und aus p, q mit der Einschränkung (ad-bc) = 1. Es sei darauf hingewiesen, daß ein derartiges Umschaltungsmuster Z nur bedeutet, daß gefordert wird, das Paar P₁ = (a, c) x-mal zu wählen und das Paar P₂ = (b, d) y-mal zu wählen. Allgemein kann das Umschalten alternierend oder gemäß einem vorgegebenen Muster ausgeführt werden. Das heißt, im Prinzip ist es möglich, zunächst x-mal unter Verwendung von P₁ zu teilen und dann y-mal durch P₂ zu teilen. In diesem Fall würden die verbleibenden Fehler unter Verwendung von x, y, z. B. jeweils wie in den Gleichungen (4), (5) angedeutet sein. Wenn jedoch das Umschaltungsmuster einer Umschaltung zwischen P₁ und P₂ optimiert wird, schwankt der verbleibende Phasenfehler und somit die maximale Eigenphasen- Jitteramplitude vor (!) dem Tiefpaßfilter LPF in einem Intervall von

[-I, +I] with I = (g + e)/2 = Z/2q.

Es ist wichtig zu realisieren, daß mit der Wahl von Z (bei gegebenem q) bereits vor dem Tiefpaßfiilter LPF ein resultierender Phasenfehler erhalten werden kann, der in einem minimalen Ausmaß schwankt und immer noch eine Einrastung der Phasenregelschleife erlaubt. Wenn sogar vor dem Tiefpaßfilter die durchschnittliche Änderung des Phasenfehlers minimal ist, können die Anforderungen an die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF gelockert werden.

Insbesondere können die Phasenfehleränderungen vor dem LPF so minimal sein, daß die entsprechenden Änderungen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator ausgeführt werden, nachdem das Phasenabweichungssignal S (z. B.) von dem LPF integriert worden sind, so klein oder sogar insignifikant werden, so daß der dadurch verursachte Phasen-Jitter extrem gering wird. Die Werte können so gewählt werden, daß tatsächliche Änderungen, die in der gesteuerten Spannung an dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators auftreten, Änderungen der Ausgangsfrequenz f2 erzeugen würden, die sogar kleiner als die eigenen eigentümlichen Änderungen des VCO selbst sein würden. Beispiele dieser Tatsache werden nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben.

Jedoch ist es nicht notwendig, die Einschränkung (ad-bc) = 1 den Werten a, b, c, d aufzuerlegen, um zu erreichen, daß eine Lösung der Gleichung (6), (7) immer mit x, y in natürlichen Zahlen erhalten werden kann. Für den Fall (ad-bc) < 1 kann das lineare Gleichungssystem (6), (7) umskaliert werden, um noch eine allgemeine Lösung zu erlauben, nämlich:

a . x + b . y mit q: = q . (ad-bc) (11)

c . x + d . y mit p: = p . (ad-bc) (12)

Nun sind wegen der Gleichung (9), (10) auch die Lösungen x und y des linearen Gleichungssystems (11), (12) natürliche Zahlen. Das heißt, x und y können nun wie folgt definiert werden:

x = dq-bp < 0

y = ap-cq < 0

In diesem Fall ist natürlich die Länge des Umschaltungsmusters Z = x + y, z. B. die bereits voranstehend erwähnte Länge des Umschaltungsmusters Z ist allgemein

Z = (a-b) . p + (d-c) . q = x + y

Somit ist gezeigt worden, daß für irgendeinen vorher gegebenen Wert p, q (p < q) und für irgendwelche gewünschten Frequenzteilungsfaktoren a, b, c, d mit c ≦ a und d ≦ b immer die Länge Z oder die Werte x, y positive natürliche Zahlen sind, wobei der Phasenfehler vor dem Tiefpaßfilter LPF jeweils eine Nullstelle nach einer Länge Z von Umschaltungen aufweist.

AUSFÜHRUNGSFORM FÜR n < 2

Obwohl in der voranstehend angeführten Beschreibung nur der Fall von n = 2 behandelt ist, um zu illustrieren, daß immer eine Länge Z bestehend aus natürlichen Zahlen zur Umschaltung zwischen zwei Paaren von Frequenzteilungsfaktoren (a, c) und (b, d) gefunden werden kann, sei darauf hingewiesen, daß dies analog auch für den allgemeinen Fall einer Verwendung von n < 2 Paaren fon Frequenzteilungsfaktoren zutrifft. Jeder Frequenzteilungsfaktor a, der oben betrachtet wird, kann natürlich in lineare Kombinationen von Produkten von natürlichen Zahlen zerlegt werden, beispielsweise:

a = i . j + k . 1

Was spezifisch oben für den Fall n = 2 erläutert wurde, trifft deshalb allgemein auch für n < 2 zu.

BESTIMMUNG DES UMSCHALTUNGSMUSTERS

Wie voranstehend erläutert ist allgemein der Zusammenhang xe-yg = 0 erfüllt. Dies ist auch unabhängig von der Tatsache, wie das Umschaltungsmuster selbst gewählt wird. Selbst wenn ein Auswählen eines ungeeigneten Umschaltungsmusters (z. B. nacheinander x-mal P₁ = (a, c) und danach y-mal P₂ = (b, d)) gewählt wird, ist der resultierende Phasenfehler in dem Ausgang des Phasendetektors PFD unter xe = yg. Das Umschaltungsmuster kann immer derart bestimmt werden, daß der resultierende Phasenfehler unter I = (e + g)/2 bleibt.

Wenn y/x = 1 ist (d. h. die Anzahl von Teilungen unter Verwendung von P₁ gleich der Anzahl von Teilungen unter Verwendung von P₂), dann wird offensichtlich der durchschnittliche Phasenfehler über der Länge Z von Umschaltungen minimiert, wenn alternierend P₁, P₂ verwendet wird, d. h. wenn ein Grundmuster F₁ = HL nacheinander verwendet wird. Dies kann auf einen allgemeinen Fall ausgeweitet werden, um das allgemeine Umschaltungsmuster für Werte y/x ≠ 1 wie folgt zu bestimmen:

Fall 1: 1 = y/x ergibt Muster {F₁} mit F₁ = HL
Fall 2: 2 = y/x ergibt Muster {F₂} mit F₂ = HLH
Fall 2N: 2N = y/x ergibt Muster {F_2N} mit F_2N = H(N)LH(N)
Fall 2N+1: 2N+1 = y/x ergibt Muster {F_2N+1} mit F_2N+1 = H(N)LH(N+1) (14)

H(N) bezeichnet N-Wiederholungen von H, d. h. H(2) = HH. Es sei darauf hingewiesen, daß der resultierende Phasenfehler für jedes der voranstehend erwähnten Muster {F_e} unter (e + g)/2 bleibt.

In dem allgemeinen Fall n = y/x < m mit m = n+1, besteht das allgemeine Muster {F_n,m;x,y} aus (mx-y)-mal F_n und (y-nx)-mal F_m. Für ein Verschachteln von F_i und F_i+1 wird die allgemeine Regel wie folgt angegeben:
Nach [(mx-y)/(y-nx)]-mal F_i wird das Muster F_i+1 einmal verwendet. Deshalb kann ein optimiertes Umschaltungsmuster immer gefunden werden, um den Phasenfehler unter (e + g)/2 zu halten.

ENTWURF DER PHASENREGELSCHLEIFE

Fig. 2-4 zeigt einen Algorithmus, wie die Phasenregelschleife bezüglich des Umschaltungsmusters entworfen wird. Zunächst werden im Schritt S2 die Faktoren p, q für die vorgewählten Frequenzen f1, f2 bestimmt. Im Schritt S3 werden die Teilungfaktoren a, b, c, d gemäß der Gleichungen (2), (3) gewählt. Im Schritt S4 wird der Phasenfehler e, g gemäß der Gleichungen (4), (5) berechnet. Im Schritt S5 werden die berechneten Phasenfehler (e, g) gegenüber den gewünschten Werten überprüft, um zu bestimmen, ob e, g akzeptabel ist. Wenn im Schritt S5 der resultierende Phasenfehler e, g nicht akzeptabel ist, werden neue Faktoren a, b, c, d im Schritt S3 gewählt. Wenn der Phasenfehleer e, g im Schritt S5 akzeptabel ist, dann werden im Schritt S6 die Zahlen x, y aus den Gleichungen (9), (10) berechnet. Im Schritt S7 wird das Umschaltungsmuster {F_n,m;x,y} bestimmt und im Schritt S8 werden die Werte der gewählten Teilungsfaktoren a, b, c, d und das Umschaltungsmuster F an die Wähler SEL1, SEL2 ausgegeben, wie in Fig. 2-1 angedeutet.

Nachstehend werden spezifische Beispiele unter Verwendung von n = 2 unter Bezugnahme auf Fig. 3 illustriert. Unter Bezugnahme auf Fig. 3 wird ferner ein optimales Umschaltungsmuster diskutiert.

BEISPIELE FÜR n = 2

Die Beispiele EX1, EX2, EX3, EX4 in Fig. 3 betreffen eine Wahl der vorgegebenen Frequenz f2 und der Referenzfrequenz f1, wie f1/f2 = q/p = 6783/2990 gemäß der voranstehend erwähnten Gleichung (1).

In Beispiel EX1: Schnelles Folgen I (nur für Illustrationszwecke und kein Entwurfsvorschlag) ist die Vergleichsfrequenz an der Phasendetektionseinrichtung PFD maximal und gleich zu f1, da c = d = 1 ist. Zunächst wird das schnellste mögliche Folgen in Beispiel EX1 erzielt. Jedoch existieren relativ große Phasenfehler e, g vor dem Tiefpaßfilter LPF. In diesem Fall wird die Grenzfrequenz des Tischpassfilters LPF die Phasen-Jitter-Unterdrückung und deshalb den Eigen-Phasen-Jitter, der von dem spannungsgesteuerten Oszillator selbst erzeugt wird, bestimmen. Das heißt, in diesem Fall muß die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF klein genug sein und für eine feste Grenzfrequenz kann noch ein großer Jitter in der Ausgangsfrequenz f2 vorhanden sein.

Kleinere Phasenfehler e, g können in dem Beispiel EX2: schnelles Folgen II und dem Beispiel EX3: Jitter reduziert I erzielt werden. In dem Beispiel EX2 kann eine vergleichsweise schnelle Folgegeschwindigkeit noch erhalten werden, indem die Werte von c = 3 und d = 4 gewählt werden. In dem Beispiel EX2 sind die Jitter-Amplituden nach der Phasendetektionseinrichtung PFD, d. h. vor dem Tiefpaßfilter LPF 117 mUi bzw. 20 mUi für EX2, EX3 (mUi = milli-Einheitsintervall oder milli Unit interval, was dimensionslos und das Maß für den Jitter ist, definiert als: durchschnittliche Phasenabweichung/Periode des Signals).

In dem Beispiel EX4; Jitter reduziert II sind die Phasenfehler e, g sehr klein, d. h. die Jitter-Amplituden nach dem Phasendetektor PFD und vor dem Tiefpaßfilter LPF sind bereits so klein wie 4 mUi. Selbst ohne eine Integration von derartig kleinen Jitter-Amplituden durch das Tiefpaßfilter LPF ist die dadurch verursachte Veränderung der Ausgangsfrequenz f2 kleiner als der Eigenjitter von den meisten Oszillatoren. Wie sich dem Beispiel EX4 entnehmen läßt, kann dies bereits mit Frequenzteilungsfaktoren von nur 2 bis 3 Stellen erreicht werden. Unter Verwendung des herkömmlichen Beispiels in Fig. 1b, ist p = 2990 . 10⁶, d. h., man müsste einen Frequenzteilungsfaktor p verwenden, der 9 bis 10 Stellen umfaßt.

In dem Beispiel EX4 ist der Referenzfrequenzausgang von dem ersten Teiler DIV1 an dem Phasendetektor PFD wenigstens ein viertel oder 1/26 von f1. Dies ist jeweils ein Faktor von 750 oder 115 höher als eine Verwendung von p = 2990 in dem herkömmlichen Fall. Somit ist die Phasenauflösung - unabhängig von der Grenzfrequenz und der Verstärkung der Tiefpaßfilter (des Tiefpaßfilters innerhalb des Phasendetektors PFD und des eigentlichen Tiefpaßfilters LPF) - auch größer um diesen Faktor. Zusätzlich kann die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter deshalb auch um diesen Faktor erhöht werden, was zu einem vereinfachten Filterentwurf führt.

UMSCHALTUNGSMUSTER FÜR DAS BEISPIEL EX4

Fig. 3-2 zeigt ein Umschaltmuster Z zum Wählen der Frequenzteilungspaare P1, P2 für das Beispiel EX4 in Fig. 3-1. Wenn in Fig. 3-2 die Steuereinrichtung ein H an die Wähler SEL1, SEL2 in Fig. 2 ausgibt, dann teilt der Teiler DIV1 durch b (in dem Beispiel EX4 durch 245) und der Teiler DIV2 teilt durch d (in dem Beispiel EX4 durch 108). Wenn die Wähler SEL1, SEL2 ein "L" an die Teiler DIV1, DIV2 ausgeben, wird das Frequenzteilungsfaktorpaar P₁ gewählt, nämlich a = 152 und c = 67. Wenn "H" ausgegeben wird, dann wird P₂ = (b, c) gewählt. Wie in fig. 3-2 angedeutet, weist der resultierende Phasenfehler vor (!) dem Tiefpaßfilter nach 2 = x + y = 33 Teilungen eine Nullstelle auf, wie voranstehend diskutiert wurde.

Wie sich der Fig. 3-2 entnehmen läßt, verwendet das in dem Beispiel verwendete Umschaltungsmuster Z H und L anternierend, wobei ein Grundmuster F₁F₁F₂ ("HLHLHLH") viermal verwendet wird und ein anderes Grundmuster F₁F₂ ("HLHLH") nur einmal verwendet wird. Wie in Fig. 3-2 angedeutet, entspricht das Umschaltungsmuster Z dem optimierten Umschaltungsmuster Z, bei dem der resultierende Phasenfehler und somit die maximale Eigen-Jitteramplitude vor dem Tiefpaßfilter LPF nur in einem Intervall von [+I, -I] schwankt. Ein nicht-optimiertes Umschaltungsmuster Z würde beispielsweise x-mal ein "H" und y-mal ein "L" und dann wiederum x-mal ein "H" etc. sein. Jedoch sollte bemerkt werden, daß es immer möglich ist, ein Umschaltungsmuster Z zu finden, welches aus Grundumschaltungsmustern F_i besteht, wie voranstehend erläutert, um den Phasenfehler an dem Ausgang des Phasendetektors in der am besten möglichen Weise zu minimieren. Wenn das Umschaltungsmuster Z in dieser Weise optimiert worden ist, kann das Umschaltungsmuster Z leicht durch Auslesen von F_i-Muster aus einem Speicher realisiert werden oder es kann durch Zustandsmaschinen (state machines) unter Verwendung von kaskadierten Zuständen in einer intelligenteren Lösung realisiert werden (FPGA-Design).

In dem Beispiel EX4 (x = 14 und y = 19) besteht das Umschaltungsmuster {F_1,2;14,19} somit aus F₁, 2; 14, 19 mit 9-mal F₁ und 5-mal F₂, wie voranstehend für den allgemeinen Fall erläutert wurde. Dies führt zu dem Umschaltungsmuster, so wie es in Fig. 3-2 gezeigt ist.

Das Verschachtelungsmuster [(mx-y)/(y-nx)] in dem Beispiel EX4 ist 9/5 = 1,8. In Fig. 3-2 ist die (symetrische) Folge 22122 für die fünf Abstände gewählt worden. Der resultierende Phasenfehler für das optimierte Umschaltungsmuster in Fig. 3-2 ist immer unter (e + g)/2.

Es sei darauf hingewiesen, daß selbst für den allgemeinen Fall die Folge von Abständen derart gewählt werden kann, daß der resultierende Phasenfehler minimal (kleiner als (e + g)/2) ist. Wie in der allgemeinen Ableitung voranstehend gezeigt, besteht jedes Umschaltungsmuster, sogar ein sehr langes Umschaltungsmuster, nur aus zwei unterschiedlichen Teilmustern. Es kann abgeschätzt werden, daß jedes Teilmuster gewöhnlicherweise kürzer als 10 Umschaltungen ist und in dem Beispiel EX4 gibt es nur zwei bzw. drei Schritte. Ferner ist auf Grundlage der obigen Erläuterungen die Erzeugung eines Umschaltungsmusters mit einem niedrigen resultierenden Phasenfehler bereits ausreichend durch x, y bestimmt.

Beispiele EX5, EX6 zeigen jeweils Situationen, bei denen nicht die schnelle Folgegeschwindigkeit das Hauptaugenmerk ist, sondern die Phasen- oder Frequenzauflösung in Schritten von ppm (Teile pro Million oder parts per million). Wie sich den Beispielen EX5, EX6 entnehmen läßt, ist die Länge des Umschaltungsmusters Z extrem lang, jedoch sind die resultierenden Phasenfehler e, g vergleichsweise niedrig. Nur Teilungsfaktoren a, b, c, d mit zwei Stellen müssen verwendet werden. Deshalb beziehen sich die Beispiele EX5, EX6 tatsächlich auf die Anforderung, einen Oszillator mit einer hohen Stabilität bereitzustellen, der trotzdem sehr fein abstimmbar ist (d. h. im Bereich von Hz bis milli Hz). Eine niedrige Grenzfrequenz des LPFs kann gewählt werden.

Die Beispiele EX5, EX6 zeigen einen Fall, bei dem eine extrem feine Auflösung der Phase, d. h. eine sehr hohe Anzahl von Phasenvergleichen, ausgeführt werden sollte. Deshalb sind in den Beispielen EX5, EX6 die Werte für p, q in den Beispielen EX1-EX4 jeweils mit 1000 bzw. 1000000 multipliziert worden. Natürlich ist die Folgegeschwindigkeit und die Frequenzabstimmung in Schritten von ppm (parts per million) auf Grund des gewählten insgesamten Referenzteilungsfaktors p und des Referenzteilungsfaktors q erreicht werden. Jedoch ist noch ersichtlich, daß nur Frequenzteilungsfaktoren a, b, c, d mit zwei Stellen verwendet werden müssen, nämlich die gleichen wie diejenigen, die in dem Beispiel EX3 verwendet werden. Dies führt zu nahezu den gleichen Phasenfehlern e, g, jedoch mit der Möglichkeit einer Abstimmung der Ausgangsfrequenz f2 in Schritten von ppm. Gemäß der Jitter- Anforderungen muß die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF auf die (beträchtliche) Länge des Umschaltungsmusters Z angepaßt werden, d. h. daß über eine lange Zeitperiode eine Integration durchgeführt werden muß, jedoch wird angenommen, daß selbst wenn die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters LPF wie in dem Beispiel EX3 gehalten wird, ein von dem Umschaltungsmuster Z verursachter Phasen-Jitter in der Ausgangsfrequenz f2 auftreten wird, der jedoch unterhalb (d. h. milli Hz bis Hz) des Eigenjitters des spannungsgesteuerten Oszillators VCO liegt, so daß keine Probleme verursacht werden.

Der MTIE und der Jitter sollten in der Größenordnung von mUi bleiben. Zugegebenermaßen wird die benötigte niedrige Grenzfrequenz hier in ein extrem langes Umschaltmuster Z umgesetzt. Selbst wenn jedoch Frequenzteilungsfaktoren a, b, c, d mit nur zwei Stellen gewählt werden, stellt dieses lange resultierende Umschaltungsmuster Z sicher, daß ein Phasenvergleich in Schritten von ppm bei derartig hohen Frequenzen von f1/f2 (p/q) ausgeführt werden kann. Die Steuereinrichtung wird nur benötigt, um eine lange (LH) Folge (Z ≈ 10⁸ Umschaltungen) zu erzeugen, bis der Phasenfehler eine Nullstelle nach dem Phasendetektor PFD und vor (!) dem Tiefpaßfilter annimmt. Deshalb kann eine Feinabstimmung der Phase oder der Frequenz in Schritten von ppm erreicht werden und die Phasenregelschleife geht noch in einem eingerasteten Zustand über, selbst wenn sie dies nur nach einer beträchtlich langen Folgegeschwindigkeit (langes Umschaltungsmuster Z) tut.

GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT

Wie voranstehend erläutert, erlaubt die Phasenregelschleife der Erfindung eine wesentlich höhere Vergleichsfrequenz an dem Phasendetektor PFD und erzielt somit eine wesentlich verbesserte Phasenauflösung, was bei einem beliebigen Frequenzverhältnis (p/q = f2/f1) erreicht werden kann. Somit kann die erfindungsgemäße Phasenregelschleife PLL in irgendwelchen Anwendungen verwendet werden, bei denen eine gewünschte Ausgangsfrequenz f2 auf eine Referenzfrequenz f1 entweder bei einer hohen Folgegeschwindigkeit oder mit einer extrem hohen Phasenauflösung und einem geringen Phasen-Jitter eingerastet werden muß.

Claims

1. Phasenregelschleife (PLL) zum Erzeugen eines Ausgangssignals (f2) einer vorgegebenen Frequenz (f2) und einer eingerasteten Phase relativ zu einem Referenzsignal (f1) einer vorgegebenen Referenzfrequenz (f1), umfassend:

a) einen ersten Teiler (DIV1) zur Frequenzteilung des Referenzsignals (f1);
b) einen zweiten Teiler (DIV2) zur Frequenzteilung des Ausgangssignals (f2);
c) eine Phasendetektionseinrichtung (PFD) zum Erfassen einer Phasenabweichung zwischen dem geteilten Referenzsignal (f1/p) und dem geteilten Ausgangssignal (f2/q) und zum Ausgeben eines entsprechenden Phasenabweichungssignals (S); und
d) eine Oszillatoreinrichtung (LPFM; VCO) zum Ausgeben des Ausgangssignals (f2) mit einer Frequenz (f2) entsprechend der Phasenabweichung, die von dem Phasenabweichungssignal (S) angezeigt wird;

dadurch gekennzeichnet, dass

a) der erste Teiler (DIV1) zwei verschiedene wählbare Frequenzteilungsfaktoren a und b aufweist;
b) der zweite Teiler (DIV2) zwei verschiedene wählbare Frequenzteilungsfaktoren c und d aufweist; und
c) eine Steuereinrichtung (CTRL, SEL1, SEL2) vorgesehen ist,
- 1. zum jeweiligen Wählen eines Frequenzteilungsfaktor-Paars bestehend aus einem Frequenzteilungsfaktor a und c bzw. eines Frequenzteilungsfaktor-Paars b und d jeweils des ersten und zweiten Teilers; und
- 2. zum Umschalten zwischen den zwei verschiedenen Frequenzteilungsfaktor-Paaren a, c und b, d entsprechend einem vorgegebenen Umschaltungsmuster einer vorgegebenen Länge (Z); wobei
d) ein Teilungsfaktor p für den ersten Teiler definiert ist und ein Teilungsfaktor q für den zweiten Teiler definiert ist, so dass die folgende Gleichung (1) erfüllt ist
f2 = p/q . f1 (1)
wobei f2 die vorgegebene Frequenz des Ausgangssignals ist und f1 die vorgegebene Referenzfrequenz des Referenzsignals ist, p, q, a, b, c, d natürliche Zahlen sind, p und q ohne gemeinsame Teiler sind und p, q, a, b, c, d so gewählt sind, dass die folgenden Beziehungen erfüllt sind: p < q, c < a, d < b und a, b, c, d < p; q; und wobei
e) in dem Umschaltungsmuster (Z) eine Anzahl x von Teilungen unter Verwendung einer Wahl des ersten Paars
x = (ap-cq)/(ad-bc) (10)
gleicht und eine Anzahl y von Teilungen unter Verwendung einer Wahl des zweiten Paars
y = (dq-bp)/(ad-bc) (11)
gleicht, wobei x, y beide größer 0 sind und wobei die vorgegebene Länge des Umschaltmusters Z = x + y ist.

2. Phasenregelschleife nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass a, b, c, d derart gewählt sind, dass die folgenden Beziehungen (2) und (3) erfüllt sind:
c < p/q . a < c + 1 (2)
d-1 < p/q . b < d (3).

3. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenabweichung e des Phasenabweichungssignals (S)
e = p/q . a-c (4)
ist, wenn das erste Paar a, c gewählt wird, und eine Phasenabweichung g des Phasenabweichungssignals (S)
g = d-p/q . b (5)
ist, wenn das zweite Paar p, d gewählt wird, wobei e und g entweder beide positiv oder beide negativ sind, wobei die Gleichungen (4), (5) implizieren, dass (ad-cb) ungleich Null ist.

4. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass a, b, c, d so gewählt sind, dass
ab-cd = 1
erfüllt ist, wobei x, y natürliche Zahlen sind.

5. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenabweichung e, g nach einer Länge Z des Umschaltungsmusters mit Z = x + y = (a-b) . p + (d-c) . q gleich Null ist, wobei die folgende Beziehung (13) erfüllt ist:
x . e-y . g = 0 (13)
wobei die Phasenregelschleife eingerastet ist.

6. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass für ein optimiertes Umschaltungsmuster (Z) die Phasenabweichung in einem Intervall [-I, +I] mit I = (g + e)/2 = Z/2q schwankt.

7. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass wenn a, b, c, d derart gewählt sind, daß ad-bc < 1 ist, eine Länge Z des Umschaltungsmusters Z = (x' + y') ist, wobei x' = d . q-b . p < 0 und y' = a . p-c . q < 0 ist und x' and y' natürliche Zahlen sind.

8. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillator-Einrichtung (LPFM, VCO) ein Tiefpassfilter (LPFM) mit einer vorgegebenen Grenzfrequenz und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) umfasst.

9. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung zwei Wähler (SEL1, SEL2) umfasst, die jeweils einem Teiler (DIV1, DIV2) zugeordnet sind, und die Wähler (SEL1, SEL2) jeweils durch einen Ausgangsimpuls von dem jeweiligen Teiler (DIV1, DIV2) getriggert werden, um einen nächsten Frequenzteilungsfaktor (a oder b; c oder d) gemäß einem nächsten Eintrag in dem Umschaltungsmuster zu wählen und nachdem der erste Wähler (SEL1) eine Umschaltung zwischen Frequenzteilungsfaktoren (a und b) über der vorgegebenen Länge (Z) der Umschaltungen gemäß dem vorgegebenen Umschaltungsmuster beendet hat, beide Wähler synchron eine Umschaltung beginnend mit dem ersten Eintrag in dem Umschaltungsmuster erneut beginnen.

10. Phasenregelschleife (PLL, Fig. 2-2) gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung zwei Wähler (SEL1, SEL2) umfasst, die jeweils einem Teiler (DIV1, DIV2) zugeordnet sind, und die Wähler (SEL1, SEL2) jeweils ein Schieberegister (SHR1, SHR2) mit dem vorgegebenen Umschaltungsmuster (Z) umfassen, wobei die Schieberegister jeweils durch einen Impulsausgang von dem jeweiligen Teiler (DIV1 oder DIV2) getriggert werden.

11. Phasenregelschleife (PLL, Fig. 2-3) gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Wähler (SEL1, SEL2) jeweils ein Schieberegister und einen Umschaltungsmuster-Speicher umfassen und ein Zähler (CN) zum Zählen der Anzahl von Impulsen des Teilers (SEL1) vorgesehen ist, wobei der Zähler (CN) ein in dem Umschaltungsmuster-Speicher (SPM) gespeichertes Umschaltungsmuster (Z) erneut lädt, wenn der Zählwert die Anzahl von Umschaltungen (Z) in der Länge (Z) des Umschaltungsmusters überschreitet.

12. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Teiler (DIV1, DIV2) setzbare Zähler umfassen.

13. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass
das Umschaltungsmuster als F_n,m;x,y definiert ist und (mx-y)-mal eine Umschaltungsfolge F_n und (y-nx)-mal ein Umschaltungsmuster F_m für n < y/x < m mit m = n+1 enthält,
wobei F_n,m allgemein aus F₁ = HL, F₂ = HLH, F_2N = H(N)LH(N) und F_2N+1 = H(N)LH(N+1) gegeben sind, wobei H eine Wahl der Teilungsfaktoren b; d anzeigt und L eine Wahl von Teilungsfaktoren a, c anzeigt und H(N) N-Wiederholungen von H andeutet; und
eine Verschachtelungsfolge von Folgen F_n und F_m so gewählt ist, dass nach (mx-y)/(y-nx)-mal F_n einmal F_m verwendet wird.

14. Phasenregelschleife (PLL) nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillatoreinrichtung (LPFM, VCO) eine andere Phasenregelschleife (PLL) mit den Merkmalen a)-i) nachgeschaltet ist, die als Eingang das Ausgangssignal (f2) der Oszillatoreinrichtung (LPFM, VCO) und als Ausgang das Ausgangssignal (f2) aufweist.

15. Phasenregelschleife (PLL) nach den Ansprüchen 7 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung eine Wählereinrichtung (SEL1, SEL2) umfasst zum Wählen des ersten Paars zur Frequenzteilung in den ersten und zweiten Teilern, wenn das Umschaltungsmuster (Z) ein L andeutet, und zum Wählen des zweiten Paars zur Frequenzteilung in den ersten und zweiten Teilern, wenn das Umschaltungsmuster (Z) ein H andeutet.

16. Phasenregelschleife (PLL) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass p = 2990, q = 6783, a = 152, b = 245, c = 67, d = 108, x = 14, y = 19 ist und eine Länge Z des Umschaltungsmusters 33 ist.

17. Phasenregelschleife (PLL) nach den Ansprüchen 16, 15 und 13, dadurch gekennzeichnet, dass das optimierte Umschaltungsmuster (Z), das in einem Umschaltungsmuster-Speicher der Steuereinrichtung gespeichert ist, für die im Anspruch 16 angegebenen Werte folgendermaßen definiert ist:
F₁F₁F₂; F₁F₁F₂; F₁F₂; F₁F₁F₂; F₁F₁F₂.