DE19709768C1 - Ansteuereinrichtung für eine Schaltendstufe - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Ansteuereinrichtung für eine Schaltendstufe nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie ei­ nen geregelten Wechselrichter. Die Ansteuereinrichtung ist für alle Schaltendstufen von geregelten Wechselrichtern in Halbbrücken- oder Brückenschaltung geeignet, insbesondere für Wechselrichter, bei denen hohe Leistungen äußerst exakt gere­ gelt werden müssen. Dies ist vor allem bei Gradienten­ verstärkern in Kernspin-Tomographiegeräten der Fall. Die Er­ findung ist jedoch beispielsweise auch bei induktiven Erwär­ mungseinrichtungen in Röntgengeräten oder zur Antriebs­ steuerung von Elektromotoren einsetzbar.

Bei dem genannten Anwendungsfall eines Gradientenverstärkers wird eine Wechselspannung in der Größenordnung von ± 300 V bei einem Stromfluß in der Größenordnung von 300 A mittels einer Brückenschaltung erzeugt. Der Verstärker muß eine so hohe Genauigkeit aufweisen, daß der Stromfluß im mA-Bereich einstellbar ist. Die Einschaltphasen der einzelnen Schaltele­ mente in der Brückenschaltung müssen daher hinsichtlich ihrer jeweiligen Zeitdauer im wesentlichen kontinuierlich variiert werden können. Aus diesem Grund sind Ansteuerschaltungen von Gradientenverstärkern bisher rein analog ausgeführt worden, wodurch sich die Schaltzeitpunkte der Leistungstransistoren beliebig fein steuern lassen. Eine digitale, rein taktgetrie­ bene Schaltung ist mit heutigen Mitteln nicht realistisch verwirklichbar, weil sie mit Taktfrequenzen im GHz-Bereich arbeiten müßte, um die erforderliche feine Zeitauflösung zu erreichen.

Ferner ist es erforderlich, daß die Ansteuerschaltung Tot­ zeiten zwischen die Einschaltphasen der Leistungstransistoren in einem Brückenzweig einfügt, um einen sogenannten Brücken­ kurzschluß zu vermeiden. Bei bekannten Ansteuerschaltungen sind solche Totzeiten bisher durch asynchrone Monoflops in Verbindung mit einer Verriegelungslogik erzeugt worden. Für den einfacheren Anwendungsfall einer Motorsteuerung für einen Bandantrieb ist eine solche Schaltung in Fig. 2a des Artikels "Zuverlässiger Betrieb von MOSFETs in Brücken­ schaltungen" von Hans R. Hässig und Patrick Zoller in der Zeitschrift ELEKTRONIK, Heft 10/12.5.1989, Seiten 55-63, gezeigt.

Diese einfache Schaltung eignet sich für den sehr viel kri­ tischeren Anwendungsfall eines Gradientenverstärkers jedoch nicht. Hier muß eine analoge Schaltung mit hohem Bauteilauf­ wand eingesetzt werden. Außerdem ist ein aufwendiger Ab­ gleich der Monoflops erforderlich.

Die DE 43 00 981 A1 zeigt eine Ansteuereinrichtung mit den Merkmalen des Oberbegriffs von Anspruch 1. Ein Mikrocon­ troller ist als Pulsbreitenmodulator ausgebildet und erzeugt im Zusammenwirken mit einer Ansteuerlogik Ansteuersignale, deren Einschaltphasen durch je eine Totzeit getrennt sind. Da der Mikrocontroller taktgetrieben ist, werden sowohl die steigenden als auch die fallenden Flanken der Ansteuersigna­ le zu diskreten Zeitpunkten erzeugt.

Als Anwendungszweck für diese Schaltung ist ein Wechselrich­ ter für einen Motor oder Wandler offenbart. Für sehr hohe Genauigkeitsanforderungen, wie sie beispielsweise bei Gra­ dientenverstärkern bestehen, ist die Schaltung jedoch unge­ eignet. Wie eingangs bereits geschildert, müßte zum Errei­ chen der erforderlichen Zeitauflösung die Taktfrequenz des Mikrocontrollers im GHz-Bereich liegen.

Aus der JP 5-276 792 A2 (mit englischsprachiger Kurzfassung) ist ebenfalls eine Ansteuerlogik bekannt, die sowohl die steigenden als auch die fallenden Flanken von Ansteuersigna­ len zu diskreten Zeitpunkten erzeugt.

Die Erfindung hat demgemäß die Aufgabe, eine Ansteuerein­ richtung für eine Schaltendstufe insbesondere eines Gradien­ tenverstärkers bereitzustellen, die bei verhältnismäßig ge­ ringem Bauteilaufwand eine besonders feine Einstellung der Einschaltphasen der Leistungstransistoren sowie der Totzeit zwischen den Einschaltphasen ermöglicht.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Einrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie durch einen gere­ gelten Wechselrichter mit den Merkmalen des Anspruchs 8 gelöst.

Die Erfindung beruht auf der Grundidee, nur eine Schaltflan­ ke jedes Ansteuersignals zeitlich zu diskretisieren. Diese Schaltflanke kann mittels einer digitalen, taktgesteuerten Schaltung bis zum Ablauf einer voreingestellten Totzeit ver­ zögert werden. Eine solche in der Ansteuerlogik vorgesehene Schaltung ist relativ einfach. Insbesondere läßt sie sich mit gebräuchlichen, hochintegrierten Bauteilen ausführen, so daß wenig Platz auf einer Platine benötigt wird. Ein Ab­ gleich der digitalen Schaltung ist nicht erforderlich.

Durch die erfindungsgemäße Ansteuereinrichtung wird vorzugs­ weise entweder die steigende oder die fallende Flanke jedes Ansteuersignals diskretisiert. Die jeweils andere Flanke ist erfindungsgemäß in Abhängigkeit von dem Ansteuersignal kon­ tinuierlich variierbar. Dadurch wird erreicht, daß die Dauer jeder Einschaltphase der angesteuerten Leistungstransistoren wie bei einer rein analogen Schaltung beliebig fein ein­ stellbar ist. Insbesondere kann vorgesehen sein, daß für die kontinuierlich variierbare Flanke jeder Einschaltphase eine Flanke des Pulsweitensignals übernommen wird.

In der Ansteuereinrichtung werden vorzugsweise die Totzeiten durch einen von dem Zeitrastertakt oder einem sonstigen Takt getriggerten Zähler generiert, der mit dem Ende einer vor­ ausgehenden Einschaltphase von einem vorbestimmten Zähler­ stand aus zu zählen beginnt. Ein Abgleich der Schaltung ist dann nicht erforderlich. Bevorzugt wird die zeitlich dis­ kretisierte Flanke jeder Einschaltphase genau mit derjenigen Flanke des Zeitrastertakts erzeugt, bei der der Zählerstand einen voreingestellten Wert erreicht.

Durch die Diskretisierung einer Flanke jedes Ansteuersignals ergibt sich ein zeitlicher Versatz zwischen dem vorgesehenen und dem tatsächlichen Schaltzeitpunkt. Bei einem geregelten Wechselrichter wird dieser Versatz durch die Regelung ausge­ glichen. Dennoch ist es wünschenswert, den über mehrere Schaltzyklen gemittelten zeitlichen Versatz (= Fehler) klein zu halten, damit der Regler so wenig wie möglich kompensie­ ren muß.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird dieser Fehler da­ durch vermindert, daß die Frequenz des Zeitrastertakts in einem nicht-ganzzahligen Verhältnis zu der Frequenz des der Ansteuereinrichtung zugeführten Pulsweitensignals steht. In einer Ausführungsvariante wird zu demselben Zweck der Zeit­ rastertakt periodisch invertiert, so daß abwechselnd die steigende bzw. die fallende Flanke des Zeitrastertakts zur Bestimmung der diskretisierten Flanke des Ansteuersignals dient.

Die erfindungsgemäße Ansteuereinrichtung kann Bestandteil ei­ nes geregelten Wechselrichters sein, der seinerseits bevor­ zugt als Gradientenverstärker in einem Kernspin-Tomographie­ gerät dient. Dann ist vorzugsweise der Zeitrastertakt mit ei­ nem Anlagentakt des Tomographiegeräts synchronisiert und wie­ derholt sich nach wenigen Zyklen. Damit werden niederfrequen­ te Schwingungen, die auf dem Bild des Tomographiegerätes sichtbar sein können, vermieden.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun un­ ter Hinweis auf die schematischen Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Gradientenverstärkers eines Kernspin-Tomographiegerätes mit einer erfindungsgemä­ ßen Ansteuereinrichtung,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zweier Ansteuersignale,

Fig. 3 ein Zeitdiagramm eines Ansteuersignals und eines Zeitrastertakts, und

Fig. 4-Fig. 6 je ein Zeitdiagramm eines Pulsweitensignals, eines Zeitrastertakts und eines Fehlerwertes in Ausfüh­ rungsalternativen der Erfindung.

Der in Fig. 1 gezeigte Gradientenverstärker weist eine Regler­ einrichtung 10 auf. Ein Eingang 12 ist zum Einspeisen einer Führungsgröße (Sollwert) vorgesehen, und eine Leitung 14 für eine auf geeignete Weise bestimmte Regelgröße (Istwert) ist an die Reglereinrichtung 10 angeschlossen. In an sich be­ kannter Weise erzeugt die Reglereinrichtung 10 mittels eines Vergleichers und eines Reglers eine Steilgröße, die über eine Leitung 16 in einen Pulsweitenmodulator 20 eingespeist wird.

Der Pulsweitenmodulator 20 ist ebenfalls an sich bekannt. Er generiert aus der Stellgröße im hier beschriebenen Ausfüh­ rungsbeispiel vier Pulsweitensignale, die über Leitungen 22, 24, 26 und 28 an eine Ansteuerlogik 30 übertragen werden. Je­ des Pulsweitensignal wird im Pulsweitenmodulator 20 durch ei­ nen Vergleich der Steilgröße mit einem Dreiecksignal erzeugt. Das Dreiecksignal stammt aus einem Oszillator des Pulsweiten­ modulators 20 und weist eine durch einen Schalttakt vorgege­ bene, feste oder veränderliche Frequenz in der Größenordnung von 50 kHz auf.

Die Ansteuerlogik 30 ist in digitaler Schaltungstechnik aus­ geführt. Sie hat Zugriff auf einen Teitrastertakt in der Grö­ ßenordnung von 32 MHz. Für jedes der vier Pulsweitensignale weist sie einen Zähler, einen Treiber und sonstige Bauelemen­ te auf, um aus dem Pulsweitensignal je ein Ansteuersignal zu erzeugen. Leitungen 32, 34, 36 und 38 dienen dazu, die vier Ansteuersignale einer Schaltendstufe 40 zuzuführen.

Die Schaltendstufe 40 weist vier in Brückenschaltung (H- Brücke) angeordnete Schaltelemente 42, 44, 46 und 48 auf, die auf je ein Ansteuersignal der Ansteuerlogik 30 ansprechen. Die Schaltelemente 42, 44, 46 und 48 sind beispielsweise als MOSFET-Transistoren oder als bipolare Transistoren mit Frei­ laufdioden ausgestaltet. Je zwei der Schaltelemente (42 und 44 bzw. 46 und 48) sind mit dem negativen bzw. dem positiven Anschluß einer Versorgungsspannung verbunden. Die verbleiben­ den Anschlüsse von je zwei in einem Brückenzweig angeordneten Schaltelementen (42 und 48 bzw. 44 und 46) sind paarweise miteinander und mit je einer Verbindungsleitung 52 und 54 verbunden.

Eine im wesentlichen induktive Last 50, beispielsweise eine Gradientenspule, ist an die Verbindungsleitungen 52 und 54 angeschlossen. An einem Shunt-Widerstand der Last 50 wird ei­ ne dem Stromfluß durch die Gradientenspule proportionale Spannung abgegriffen und als Regelgröße über die Leitung 14 unmittelbar oder über einen geeigneten Meßumformer der Reg­ lereinrichtung 10 zugeführt.

In Fig. 2 sind zwei der vier Ansteuersignale genauer darge­ stellt, nämlich das über die Leitung 32 übertragene Signal S₁, das zur Ansteuerung des Schaltelements 42 dient, und das über die Leitung 38 zum Schaltelement 48 übertragene Signal S₂. Die beiden Schaltelemente 42 und 48 sind in einem Zweig der Brückenschaltung angeordnet und mit ungleichnamigen Polen der Versorgungsspannung verbunden, so daß sie nicht gleich­ zeitig eingeschaltet sein dürfen, um einen Brückenkurzschluß zu vermeiden.

Wie aus Fig. 2 ersichtlich ist, ist bei dem Signal S₁ die Ein­ schaltphase T_S1on durch die Zeitpunkte T_1on bzw. T_1off begrenzt. Entsprechend begrenzen die Zeitpunkte T_2on bzw. T_2off die Ein­ schaltphase T_S2on des Signals S₂. Die jeweiligen Einschaltpha­ sen T_S1on und T_S2on sind durch je eine Totzeit T_t getrennt, in der das bisher leitende Schaltelement 42 bzw. 48 in einen Sperrzustand übergehen kann. Die Totzeit T_t beträgt in dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel etwa 400 ns.

In FIG 3 ist am Beispiel des Signals S₁ verdeutlicht, daß durch die Ansteuerlogik 30 die steigende Flanke des Ansteu­ ersignals S₁ entsprechend einem vorgegebenen diskreten Zeit­ raster (hier den steigenden Flanken des mit Cl bezeichneten Zeitrastertakts) diskretisiert wird. Der Zeitpunkt T_S1on fällt also stets mit einer steigenden Flanke von Cl zusammen. Die fallende Flanke des Ansteuersignals S₁ (Zeitpunkt T_S1off) ist dagegen nicht festgelegt, sondern weiterhin kontinuierlich veränderbar.

Genauer gesagt erzeugt die Ansteuerlogik 30 in dem hier be­ schriebenen Ausführungsbeispiel die fallende Flanke von S₁ in unmittelbarer Reaktion auf eine fallende Flanke des entspre­ chenden Pulsweitensignals, ohne daß eine zeitliche Verschie­ bung stattfindet. Die steigende Flanke von S₁ wird in Reakti­ on auf die erste steigende Flanke des Zeitrastertakts Cl er­ zeugt, die auftritt, sobald das zugeordnete Pulsweitensignal eine Einschaltphase signalisiert und die Totzeit T_t abgelau­ fen ist.

Um die Totzeit T_t zu bestimmen, wird der für das Steuersignal S₁ in der Ansteuerlogik 30 vorgesehene Zähler auf einen vor­ bestimmten Wert gesetzt, sobald die vorhergehende Einschalt­ phase von S₂ beendet ist (also zum Zeitpunkt T_S2off). Bei einer Zeitrastertaktfrequenz von 32 MHz und einer gewünschten Tot­ zeit von mindestens 400 ns ist dieser Wert beispielsweise 13. Der Zähler wird von dem Zeitrastertakt Cl getriggert, so daß sich der Zählerstand mit jeder steigenden Flanke von Cl um 1 verringert. Sobald der Zählerstand den Wert 0 erreicht hat, kann, bei entsprechendem Wert des Pulsweitensignals, die Ein­ schaltphase von S₁ begonnen werden.

Die weiteren Steuersignale werden ebenso erzeugt.

Durch die Diskretisierung des Einschaltzeitpunkts T_S1on bzw. T_S2on ergibt sich gegenüber dem durch das Pulsweitensignal vorgegebenen Soll-Einschaltzeitpunkt ein zeitlicher Versatz bis zu maximal einer Periodendauer des Zeitrastertakts Cl. Dies ist in Fig. 4-Fig. 6 dargestellt. Hier sind jeweils der Zeitrastertakt Cl und ein mit P bezeichnetes, nicht diskreti­ siertes Pulsweitensignal gezeigt. Die Kurve E gibt für jeden Soll-Einschaltzeitpunkt des Signals P die zeitliche Verzöge­ rung an, die durch die Diskretisierung dieses Einschaltzeit­ punktes in einem ausgegebenen, in Fig. 4-Fig. 6 nicht gezeig­ ten Ansteuersignal entsteht.

In Fig. 4 weist der Zeitrastertakt Cl die zehnfache Frequenz des Pulsweitensignals P auf. Es sind zwei Fälle a) und b) dargestellt. Im Fall a) trifft jede steigende Schaltflanke des Pulsweitensignals P kurz vor einer steigenden Flanke des Zeitrastertakts Cl ein, so daß der Einschaltzeitpunkt in dem erzeugten Ansteuersignal mit dieser steigenden Flanke von Cl übereinstimmt. Der zeitliche Versatz ist praktisch gleich 0, wie dies durch die Kurve E an den Punkten a) angegeben ist. Im Fall b) liegen die Schaltflanken des Pulsweitensignals P erst kurz nach einer steigenden Flanke des Zeitrastertakts Cl an. Durch die Diskretisierung verschiebt sich hier der Ein­ schaltzeitpunkt des Ansteuersignals auf die nächste steigende Flanke von Cl, also fast um eine ganze Periodendauer des Zeitrastertakts Cl.

Dieser zeitliche Versatz oder Fehler der Einschaltzeitpunkte im Fall b) wird prinzipiell durch die Reglereinrichtung 10 ausgeglichen. Dennoch ist es wünschenswert, den Versatz mög­ lichst gering zu halten, damit die Kennlinie des ungeregelten Verstärkers möglichst feingestuft verläuft und die Regler­ einrichtung 10 wenig korrigieren muß. Probleme können sich insbesondere dadurch ergeben, daß der Versatz sich zwischen den Fällen a) und b), also bei einer geringen zeitlichen Ver­ schiebung des Signals P, sprunghaft ändert.

Eine Erhöhung des Zeitrastertakts verringert zwar den maxi­ malen Fehler entsprechend, ist aber nur in beschränktem Maße möglich. In der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsalternative ist ein Weg gezeigt, wie sich der über mehrere Schaltzyklen ge­ mittelte Fehler ohne eine Taktfrequenzerhöhung verringern läßt. Dazu wird ein nicht-ganzzahliges Verhältnis zwischen dem Zeitrastertakt Cl und dem Schalttakt des Pulsweiten­ signals P gewählt; im vorliegenden Fall ein Verhältnis von 9,5 : 1. Für die erste steigende Flanke des Pulsweitensignals P stimmt der Fehler mit dem von Fig. 4 überein; für die zweite steigende Flanke beträgt er jedoch in den Fällen a) und b) nur jeweils das 0,5-fache der Periodendauer des Zeitraster­ takts Cl.

Der über zwei Taktzyklen des Signals P aufsummierte Fehler beträgt somit im Fall a) das 0,5-fache der Periodendauer des Zeitrastertakts und im Fall b) das 1,5-fache. Dies ist sowohl absolut als auch hinsichtlich der Schwankungsbreite gegenüber der in Fig. 4 gezeigten Ausführung vorteilhaft, bei der der aufsummierte Fehler zwischen 0 und dem 2-fachen der Perioden­ dauer des Zeitrastertakts Cl liegt.

Das gleiche Ergebnis wie mit dem in Fig. 5 gezeigten ungerad­ zahligen Taktverhältnis läßt sich auch dadurch erreichen, daß der Zeitrastertakt Cl in jeder zweiten Periode des das Puls­ weitensignal P bestimmenden Schalttakts invertiert wird. Fig. 6 zeigt diese Ausführungsalternative, wobei der periodisch invertierte Zeitrastertakt mit Cl' bezeichnet ist. Im Ergeb­ nis fällt hier die diskretisierte Flanke des Ansteuersignals abwechselnd mit der steigenden und der fallenden Flanke des Zeitrastertakts Cl zusammen. Auch hier beträgt der über zwei Taktzyklen des Signals P aufsummierte Fehler zwischen dem 0,5-fachen und dem 1,5-fachen der Periodendauer des Zeit­ rastertakts Cl.

Durch die Erfindung wird der Hardware- und Abgleichaufwand für die Ansteuereinrichtung deutlich verringert. Bei der bis­ herigen, rein analogen Lösung werden 75 MSI-Chips (inte­ grierte Schaltkreise mit mittlerer Integrationsdichte) benö­ tigt und 12 Potentiometer müssen abgeglichen. Die nach der erfindungsgemäßen Lehre aufgebaute Schaltung kommt dagegen mit 3 LSI-Chips (integrierte Schaltkreise mit hoher Integra­ tionsdichte) und 3 Treiberbausteinen aus. Ein Abgleich ist nicht erforderlich.

Claims (9)

1. Ansteuereinrichtung für eine Schaltendstufe (40) ins­ besondere eines Gradientenverstärkers eines Tomographiege­ rätes, mit

• 1. - einem Pulsweitenmodulator (20) zum Erzeugen mindestens eines Pulsweitensignals (P), und
• 2. - einer Ansteuerlogik (30), die auf das Pulsweitensignal (P) anspricht und mindestens zwei Ansteuersignale (S₁, S₂) für die anschließbare Schaltendstufe (40) derart zu erzeugen vermag, daß die Einschaltphasen (T_S1on, T_S2on) der Ansteuersignale (S₁, S₂) durch je eine Totzeit (T_t) getrennt sind, wobei
• 3. - die Ansteuerlogik (30) dazu eingerichtet ist, für jedes Ansteuersignal (S₁, S₂) je eine Flanke jeder Einschalt­ phase (T_S1on, T_S2on) zu einem entsprechend einem Zeit­ rastertakt (Cl) diskretisierten Zeitpunkt (T_1on, T_2on; T_1off, T_2off) zu erzeugen,

dadurch gekennzeichnet, daß

• 1. - die Ansteuerlogik (30) dazu eingerichtet ist, für jedes Ansteuersignal (S₁, S₂) die jeweils andere Flanke jeder Einschaltphase (T_S1on, T_S2on) zu einem kontinuierlich veränderbaren, von dem Pulsweitensignal (P) abhängigen Zeitpunkt (T_1off, T_2off; T_1on, T_2on) zu erzeugen.

2. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kontinuierlich ver­ änderbare Flanke jeder Einschaltphase (T_S1on, T_S2on) mit je einer Flanke des Pulsweitensignals (P) zeitlich überein­ stimmt.

3. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die diskretisierte Flanke jeder Einschaltphase (T_S1on, T_S2on) mit je einer Flanke des Zeitrastertakts (Cl) zeitlich überein­ stimmt.

4. Ansteuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die An­ steuerlogik (30) einen Zähler zum Bestimmen der Totzeit (T_t) aufweist, der dazu eingerichtet ist, ab dem Endzeitpunkt (T_1off, T_2off) einer vorhergehenden Einschaltphase (T_S1on, T_S2on) eine vorgegebene Anzahl von Flanken oder Zyklen des Zeit­ rastertakts (Cl) zu zählen.

5. Ansteuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitrastertakt (Cl) in einem gebrochenzahligen Verhältnis zu einem Schalttakt des Pulsweitensignals (P) steht.

6. Ansteuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bestimmung der diskretisierten Flanke jeder Einschaltphase (T_1on, T_2on; T_1off, T_2off) periodisch abwechselnd die steigende bzw. die fallende Flanke des Zeitrastertakts (Cl) dient.

7. Ansteuereinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Inverter zum perio­ dischen Invertieren das Zeitrastertakts (Cl) vorgesehen ist.

8. Geregelter Wechselrichter, insbesondere Gradientenver­ stärker eines Tomographiegerätes, mit einer Reglereinrich­ tung (10), die mit einer Ansteuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7 verbunden ist und dieser eine Steilgröße zuführt, und einer Schaltendstufe (40) mit mindestens zwei von den Ansteuersignalen (S₁, S₂) der Ansteuereinrichtung angesteuerten Schaltelementen (42, 44, 46, 48).

9. Geregelter Wechselrichter nach Anspruch 8, da­ durch gekennzeichnet, daß der Zeit­ rastertakt (Cl) mit einem Anlagentakt synchronisiert ist.