DE19707990A1 - Schaltender Stromspiegel für einen Phasenregelschleifenfrequenzsynthesizer und Kommunikationsvorrichtung die diesen verwendet - Google Patents
Schaltender Stromspiegel für einen Phasenregelschleifenfrequenzsynthesizer und Kommunikationsvorrichtung die diesen verwendetInfo
- Publication number
- DE19707990A1 DE19707990A1 DE19707990A DE19707990A DE19707990A1 DE 19707990 A1 DE19707990 A1 DE 19707990A1 DE 19707990 A DE19707990 A DE 19707990A DE 19707990 A DE19707990 A DE 19707990A DE 19707990 A1 DE19707990 A1 DE 19707990A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- current
- output
- branch
- charge pump
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 33
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 8
- 241000158147 Sator Species 0.000 claims 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 206010038743 Restlessness Diseases 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
- H03K17/6872—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor using complementary field-effect transistors
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
- H03L7/0891—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump
- H03L7/0895—Details of the current generators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Ge
biet der Kommunikationsvorrichtungen und insbesondere auf ei
nen verbesserten Stromspiegel für die Verwendung in einer La
dungspumpschaltung eines Frequenzsynthesizers.
Digitale Kommunikationsvorrichtungen verwenden Frequenz
synthesizer für das Steuern der Sende- und Empfangsfrequenz
der Funkkommunikation. Im allgemeinen umfaßt eine solche Kom
munikationsvorrichtung einen Referenzoszillator und einen lo
kalen Oszillator. Der Referenzoszillator erzeugt ein gut ge
steuertes Referenzsignal bei einer bekannten Frequenz. In Er
widerung auf dieses Referenzsignal erzeugt der lokale Oszil
lator ein Ausgangssignal. Das Ausgangssignal wird einem oder
mehreren Mischern zugeführt, die mit einer Antenne der Kommu
nikationsvorrichtung verbunden sind. Die Mischer führen eine
Abwärtswandlung von durch die Antenne empfangene Radiofre
quenzsignale (RF) und eine Aufwärtswandlung von RF-Signalen
für das Aussenden durch die Antenne durch. Die Frequenz der
RF-Signale, die empfangen oder gesendet werden, wird gesteu
ert durch eine Variation der Frequenz des lokalen Oszilla
tors.
In vielen digitalen Kommunikationsvorrichtungen wurde das
Frequenz springen als eine Weg der Bereitstellung einer Diver
sität der gesendeten RF-Signale verwendet. Um die Empfangs
signalqualität beim Vorhandensein von Schwundbedingungen oder
anderen Störungen zu erhöhen, werden Sprachdaten und andere
Information zu unterschiedlichen Zeiten auf unterschiedlichen
Frequenzen übertragen. Eine Störung, die Signale auf einer
Frequenz beeinträchtigt, wird sehr unwahrscheinlich Signale
auf einer anderen Frequenz beeinträchtigen. Somit wird im
Mittel eine einzige beeinträchtigte Frequenz keine große Aus
wirkung auf die Empfangsqualität haben.
Das Frequenzspringen erfordert es, daß der lokale Oszillator
der Kommunikationsvorrichtung schnell die Frequenzen umschal
ten kann. Zusätzlich muß eine globaler Phasenfehler in engen
Grenzen gesteuert werden, um eine genaue Kommunikation zu ge
währleisten.
Eine Schaltung, die als lokaler Oszillator verwendet werden
kann, hat einen Phasenregelschleifenfrequenzsynthesizer. Eine
solche Schaltung liefert als Ausgangssignal ein Signal, das
eine gut gesteuerte Frequenz hat. Bei einem Sender, der einen
solchen Phasenregelschleifenfrequenzsynthesizer verwendet,
kann die Phasenunruhe des Synthesizers den globalen Phasen
fehler beherrschen. Der Phasenfehler eines solchen Synthesi
zers kann durch eine Integration des Seitenbandrauschens des
Synthesizers bestimmt werden. In Kommunikationsvorrichtungen,
wie digitalen zellularen Funktelefonen, in welchen eine
schnelle Verriegelungszeit erforderlich ist, befindet sich
die Schleifenbandbreite der Phasenverriegelungsschleife in
der Größenordnung von 10 KHz. Somit wird das Rauschen inner
halb der Schleifenbandbreite die Phasenunruhe beherrschen und
kann somit den globalen Phasenfehler beherrschen.
Ein wichtiger Faktor beim Rauschpegel des Frequenzsynthesi
zers innerhalb der Schleifenbandbreite ist die Rauschleistung
der Ladungspumpe, die beim Phasenvergleicher verwendet wird.
Die Ladungspumpe wirkt in Erwiderung auf eine Anzeige einer
Phasendifferenz zwischen Signalen, die durch den Referenzos
zillator geliefert werden, und Signalen, die durch einen
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) und einen Teiler gelie
fert werden. Die Ladungspumpe erzeugt Phasenfehlerkorrektur
pulse, die an den Schleifenfilter und den spannungsgesteuer
ten Oszillator geliefert werden, um die Frequenz des Aus
gangssignals des VCO, bei dem es sich um das Ausgangssignal
des Frequenzsynthesizers handelt, zu verziehen.
Bekannte Ladungspumpen enthalten eine Stromquelle und eine
Stromsenke, um die Ladungspumpenausgangsspannung durch das
Liefern eines passenden Stromes an ein kapazitives Eingangs
schleifenfilter nach oben beziehungsweise unten zu ziehen.
Die Leistung der Stromquelle in solchen Schaltungen wurde
durch die schlechte Leistung der PMOS Feldeffekttransistoren
und der bipolaren PNP Transistoren beschränkt. Diese Vorrich
tungen schalten im allgemeinen relativ langsam.
Während eine Entladeschaltung erdacht wurde, um die Leistung
der Ladungspumpe zu verbessern, bleibt die Ladungspumpenge
schwindigkeit weiter ein Problem. Ein Effekt dieses Problems
tritt auf, wenn sowohl die Stromquelle als auch die Strom
senke angeschaltet werden. Dies tritt auf während der minima
len Pulsbreitenzeit, die verwendet wird, um zu gewährleisten,
daß die Stromquelle und die Stromsenke sich während jedes Re
ferenzpulses anschalten. Ohne die minimale Pulsbreite gehen
sehr kurze Phasenfehlerkorrekturpulse verloren, da sie nicht
lange genug dauern, um die Stromquelle oder Stromsenke zu ak
tivieren. Die Dauer der minimalen Pulsbreite wird durch die
Anschalt- und Abschaltzeiten der Stromquelle und der Strom
senke bestimmt. Während der minimalen Pulsbreite, wenn sowohl
die Stromquelle als auch die Stromsenke angeschaltet werden,
erfolgt kein Nettotransfer von Ladung zum Ausgang der La
dungspumpe. Es erfolgt jedoch ein Transfer von Rauschen zum
Ausgang und von dort zum Schleifenfilter. Dieses Rauschen
verursacht eine Phasenunruhe und verschlechtert den globalen
Phasenfehler der Kommunikationsvorrichtung.
Somit besteht beim Stand der Technik eine Bedürfnis nach ei
ner verbesserten Ladungspumpenschaltung mit einer schnelleren
Betriebsgeschwindigkeit, um eine verbesserte Leistung in ei
nem Phasenregelschleifenfrequenzsynthesizer einer Kommunika
tionsvorrichtung zu gestatten.
Die Merkmale der vorliegenden Erfindung, von denen angenommen
wird, daß sie neu sind, sind insbesondere in den angefügten
Ansprüchen ausgeführt.
Die Erfindung zusammen mit weiteren
Aufgaben und Vorteilen kann am besten verstanden werden durch
Bezugnahme auf die folgende Beschreibung, wenn sie in Verbin
dung mit den begleitenden Zeichnungen betrachtet wird, in de
nen gleiche Referenzzahlen identische Elemente bezeichnen:
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Kommunikationsvorrichtung
gemäß der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm der Ladungspumpe der
Fig. 1 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Bezieht man sich nun auf Fig. 1, so zeigt diese ein Blockdia
gramm einer Kommunikationsvorrichtung 100 gemäß der vorlie
genden Erfindung. Die Kommunikationsvorrichtung 100 kann bei
spielsweise ein Funktelefonhandapparat, wie beispielsweise
ein zellularer Telefonhandapparat oder ein schnurloser Tele
fonhandapparat sein oder sie kann ein mobiler Funk- oder
Funkrufempfänger sein. Im allgemeinen ist die Kommunikations
vorrichtung 100 für eine Funkkommunikation mit einem (nicht
gezeigten) entfernt angeordneten Transceiver ausgelegt.
Die Kommunikationsvorrichtung 100 umfaßt einen Referenzoszil
lator 102, einen lokalen Oszillator 104, eine Sendeschaltung
106, eine Empfangsschaltung 108, eine Antenne 110, eine
Steuerung 112 und eine Benutzerschnittstelle 114. Beim Em
pfang eines Funkfrequenzsignals (RF), empfängt die Kommunika
tionsvorrichtung 100 die RF-Signale durch die Antenne 110.
Die Antenne 110 wandelt die RF-Signale in elektrische Signale
um. Die Empfangsschaltung 108 wandelt die elektrischen Sig
nale in elektrische Basisbandsignale um und extrahiert die
Sprache, Daten und andere Information aus den elektrischen
Basisbandsignalen. Die Empfangsschaltung 108 kann beispiels
weise Filterschaltungen, einen Zwischenfrequenz-(IF)-Abwärts
wandler, der einen oder mehrere Mischer umfaßt, und einen De
modulator umfassen. Der eine oder die mehreren Mischer ant
worten auf ein lokales Oszillatorsignal, das am Eingang 116
der Empfangsschaltung 108 empfangen wird.
Die Sprache, Daten und andere Information wird durch die Em
pfangsschaltung 108 an die Steuerung 112 geliefert. Die
Steuerung 112 formatiert die Daten in wahrnehmbare Sprache
oder andere Information für die Verwendung durch die Benut
zerschnittstelle 114. Die Benutzerschnittstelle 114 überträgt
die empfangene Information oder Sprache zu einem Benutzer der
Kommunikationsvorrichtung 100. Typischerweise umfaßt die Be
nutzerschnittstelle 114 eine Anzeige, ein Tastenfeld, einen
Lautsprecher und ein Mikrofon (was nicht gezeigt ist).
Beim Senden der Radiofrequenzsignale (RF) von der Kommunika
tionsvorrichtung sendet die Benutzerschnittstelle 114 Benut
zereingabedaten an die Steuerung 112. Die Steuerung 112 for
matiert die Information, die sie von der Benutzerschnittstel
le 114 empfangen hat und sendet sie an die Sendeschaltung 106
für eine Umwandlung in modulierte RF-Signale. Die Sendeschal
tung 106 umfaßt passende Filter, eine Aufwärtswandler, der
einen oder mehrere Mischer einschließt, einen Leistungsver
stärker und einen Ausgang, der mit der Antenne 110 gekoppelt
ist, um RF-Signale an die Antenne 110 zu liefern. Die Sende
schaltung 106 hat einen Eingang 118 zum Empfang des lokalen
Oszillatorsignals vom lokalen Oszillator 104 und einen zwei
ten Eingang, der mit der Steuerung 112 verbunden ist, um Sen
dedaten zu empfangen. Die Sendeschaltung 106 moduliert die
Sendedaten in Erwiderung auf das lokale Oszillatorsignal.
Der Referenzoszillator 102 ist so konfiguriert, daß er ein
Referenzsignal liefert, das eine bekannte, im allgemeinen
konstante Ausgangsfrequenz hat. Die Details der Gestaltung
eines solchen Referenzoszillators liegen im Rahmen des Wis
sens eines Durchschnittsfachmanns.
Der lokale Oszillator 104 umfaßt allgemein einen Phasenver
gleicher 120, eine Ladungspumpenschaltung 122, ein Schleifen
filter 124 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO)
126. Der lokale Oszillator 104 hat einen Eingang 128 für das
Empfangen des Referenzsignals vom Referenzoszillator 102 und
einen Ausgang 130 für das Bereitstellen des lokalen Oszilla
torsignals an die Sendeschaltung 106 und die Empfangsschal
tung 108. Vorzugsweise wird der lokale Oszillator 104 als
einheitliche integrierte Schaltung hergestellt. Der lokale
Oszillator 104, wie er in Fig. 1 gezeigt ist, ist als Phasen
regelschleifenfrequenzsynthesizer konfiguriert.
Der Phasenvergleicher 120 hat einen Referenzeingang 137 zum
Empfang des Referenzsignals, einen Rückkoppeleingang 139 für
das Empfangen eines Rückkoppelsignals und einen Ausgang 142.
Der Ausgang 142 umfaßt einen Aufwärtsausgang 144 und einen
Abwärtsausgang 146. Der Phasenvergleicher liefert ein Phasen
einstellsignal am Ausgang 142 in Erwiderung auf eine Phasen
differenz zwischen dem Referenzsignal, das am Referenzeingang
137 empfangen wird, und dem Rückkoppeleingang 139. Das Pha
seneinstellsignal umfaßt ein Aufwärtssignal, das am Aufwärts
ausgang 144 geliefert wird, und ein Abwärtssignal, das am Ab
wärtsausgang 146 geliefert wird.
Der Phasenvergleicher 120 umfaßt ein D-Flip-Flop 132, ein D-
Flip-Flop 134 und ein UND-Gatter 136 und ein Verzögerungsele
ment 135. Der Phasenvergleicher 120 ist so gestaltet, daß er
das Referenzsignal am Takteingang 138 des D-Flip-Flops 132
empfängt. Der Dateneingang des D-Flip-Flops 132 ist mit einem
Referenzpotential, wie beispielsweise der positiven Versor
gungsspannung, verbunden. Der Phasenvergleicher 120 ist wei
ter so gestaltet, daß er das Rückkoppelsignal am Takteingang
140 des D-Flip-Flops 134 empfängt. Der Dateneingang des D-
Flip-Flops 134 ist auch mit dem Referenzpotential verbunden.
Das D-Flip-Flop 132 hat einen Datenausgang 148, der mit dem
Aufwärtsausgang 144 des Phasenvergleichers verbunden ist, und
einen Rücksetzeingang 150. Das D-Flip-Flop 134 hat einen Da
tenausgang 152, der mit dem Abwärtsausgang des Phasenverglei
chers 120 verbunden ist, und einen Rücksetzeingang 154. Das
UND-Gatter 136 hat einen ersten Eingang, der mit dem Daten
ausgang 148 des D-Flip-Flops 132, einen zweiten Eingang, der
mit dem Datenausgang des D-Flip-Flops 134 und einen Ausgang,
der mit dem Verzögerungselement 135 verbunden ist. Das Verzö
gerungselement 135 hat einen Ausgang, der mit dem Rücksetz
eingang 150 des D-Flip-Flops 132 und dem Rücksetzeingang 154
des D-Flip-Flops 134 verbunden ist. Das Verzögerungselement
135 kann eine Vielzahl von Invertern oder andere Schaltungs
elemente umfassen, die für den verzögerten Empfang eines
Rücksetzsignals vom Ausgang des UND-Gatters am Rücksetzein
gang 150 des D-Flip-Flops 132 und dem Rücksetzeingang 154 des
D-Flip-Flops 134 ausgelegt sind. Das Verzögerungselement 135
legt die Breite des Pulses fest, der durch die Ladungspumpen
schaltung 122 erkannt wird. Die minimale Pulsbreite hängt
auch ab von der Antwortzeit der Ladungspumpenschaltung 122 im
schlechtesten Fall.
Die Ladungspumpenschaltung 122 hat einen Eingang 156, der mit
dem Phasenvergleicherausgang 142 verbunden ist, um das Pha
seneinstellsignal zu empfangen, und einem Ladungspumpenaus
gang 158 für das Bereitstellen eines Steuersignals. Der Ein
gang 156 umfaßt einen Aufwärtseingang 160 und einen Abwärts
eingang 162. Die bevorzugte Struktur und der Betrieb der La
dungspumpenschaltung 122 wird nachfolgend in Verbindung mit
Fig. 2 diskutiert.
Das Schleifenfilter 124 hat einen Eingang 164, der mit dem
Ladungspumpenausgang 158 verbunden ist. Das Schleifenfilter
124 hat weiter einen Ausgang 166. Wie Fachleute verstehen
werden, kann das Schleifenfilter 124 jede geeignete Struktur
aufweisen, wobei es vorzugsweise einen kapazitiven Eingang am
Eingang 164 aufweist. Die Gestaltung eines solchen Schleifen
filters liegt im Rahmen des Könnens eines Durchschnittsfach
manns.
Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 126 hat einen Ein
gang 168, der mit dem Ausgang 166 des Schleifenfilters 124
verbunden ist, und einen Ausgang 170. Der Ausgang 170 des VCO
126 ist weiterhin mit dem Rückkoppeleingang 139 des Phasen
vergleichers 120 verbunden, um das Rückkoppelsignal zu lie
fern. Der spannungsgesteuerte Oszillator 126 liefert ein fre
quenzgesteuertes Ausgangssignal am Ausgang 170 und am Ausgang
130 des lokalen Oszillators 104 in Erwiderung auf ein Span
nungssignal, das am Eingang 168 empfangen wird.
Der lokale Oszillator 104 kann ferner einen Frequenzteiler
172 im Rückkoppelweg vom VCO-Ausgang 170 zum Rückkoppelein
gang 139 des Phasenvergleichers 120 umfassen. Die Struktur
und der Betrieb solcher Frequenzteiler sind wohl bekannt.
Bezieht man sich nun auf Fig. 2, so zeigt diese ein schemati
sches Diagramm der Ladungspumpenschaltung 122 der Fig. 1 ge
mäß der vorliegenden Erfindung. Die Ladungspumpenschaltung
122 umfaßt einen ersten Stromschalter 202, einen ersten
Stromspiegel 204, einen zweiten Stromschalter 206, einen
zweiten Stromspiegel 208 und einen dritten Stromspiegel 210.
Der erste Stromschalter 202 hat einen Steuereingang für das
Empfangen des Phaseneinstellsignals, insbesondere des Auf
wärtssignals. Der zweite Stromschalter 206 hat auch einen
Steuereingang für das Empfangen des Phaseneinstellsignals,
insbesondere des Abwärtssignals.
Der erste Stromschalter 202 umfaßt einen ersten Schalttransi
stor 212, einen zweiten Schalttransistor 214 und eine Strom
quelle 216. Vorzugsweise sind der erste Schalttransistor 212
und der zweite Schalttransistor 214 NMOS-Feldeffekttransisto
ren. Diese Transistoren können jedoch alternativ auch bipolare
NPN Transistoren sein oder aus einer anderen passenden Vor
richtung bestehen. Die Stromquelle 216 kann irgendeine geeig
nete Stromquelle sein, die so gestaltet ist, daß sie einen
Referenzstrom liefert. Vorzugsweise wird der Referenzstrom
gegenüber Änderungen der Temperatur und der Versorgungsspan
nung kompensiert. Eine Bandlückenreferenzstromquelle stellt
ein wohlbekanntes Beispiel einer geeigneten Stromquelle dar,
und die Gestaltung und die Implementierung einer solchen
Stromquelle liegt im Erfahrungsgebiet eines Durchschnitts
fachmanns. Der erste Stromschalter 202 kann auch eine Pegel
schiebeschaltung umfassen für das Verschieben der Spannungs
pegel und der Größe des Signals, das am Aufwärtseingang 160
empfangen wird.
Der erste Stromschalter 202 legt selektiv einen Referenzstrom
von einem ersten und einem zweiten Zweig in Erwiderung auf
ein Eingangssignal, das am Aufwärtseingang 160 empfangen
wird, an. Der erste Schalttransistor 212 hat einen Gate-An
schluß, der mit dem Aufwärtseingang 160 der Ladungspumpen
schaltung 122 verbunden ist. Der zweite Schalttransistor 214
hat einen Gate-Anschluß, der mit einer Referenzspannung ver
bunden ist, die in Fig. 2 mit VREF bezeichnet ist. Bei VREF
handelt es sich vorzugsweise um einen Gleichspannungspegel,
der gegen Änderungen der Temperatur und der Versorgungsspan
nung kompensiert ist, und der geeignet ist, ein Schaltopera
tion des ersten Stromschalters 202 in Erwiderung auf das
Schalten des Signals, das am Gatter des ersten Schalttran
sistors empfangen wird, zu bewirken. Der erste Schalttran
sistor 212 hat einen Drain-Anschluß, der mit einem ersten
Zweig 218 verbunden ist. Der zweite Schalttransistor 214 hat
einen Drain-Anschluß, der mit einem zweiten Zweig 220 verbun
den ist. Der erste Schalttransistor 212 und der zweite
Schalttransistor 214 haben jeder einen Source-Anschluß, die
gemeinsam mit der Stromquelle 216 verbunden sind. Der erste
Schalttransistor 212 empfängt das Phaseneinstellsignal am
Aufwärtseingang 160. Der erste Stromschalter 202 liefert so
mit selektiv den Referenzstrom von der Stromquelle 216 an
entweder den ersten oder den zweiten Zweig in Erwiderung auf
das Phaseneinstellsignal.
Der erste Stromspiegel 204 umfaßt vorzugsweise einen ersten
Transistor 224, einen Widerstand 226 und einen zweiten Tran
sistor 228. Zusätzlich kann der erste Stromspiegel auch einen
Kaskodenausgangstransistor 230, einen Widerstand 232, einen
Kondensator 234 und einen ersten Vorspannwiderstand 236 um
fassen. Vorzugsweise ist der erste Transistor 224 ein PMOS-
Transistor, der einen Source-Anschluß 238 hat, der mit einem
Versorgungspotential 240 verbunden ist, einen Gate-Anschluß
242, der mit dem ersten Zweig 218 verbunden ist, und einen
Drain-Anschluß 244. Weiterhin handelt es sich beim zweiten
Transistor 228 vorzugsweise um einen PMOS-Transistor, der ei
nen Source-Anschluß 246 hat, der mit einem Versorgungspoten
tial 248 verbunden ist, einen Gate-Anschluß 250, der mit dem
Drain-Anschluß 244 des ersten Transistors 224 verbunden ist,
und einen Drain-Anschluß 252, der mit dem Ladungspumpenaus
gang 158 verbunden ist. In der bevorzugten Ausführungsform
ist der Kaskodenausgangstransistor 230 zwischen dem Drain-An
schluß 252 des zweiten Transistors und dem Ladungspumpenaus
gang 158 geschaltet. Der Kaskodenausgangstransistor verbes
sert die Ausgangsimpedanz des ersten Stromspiegels 204. Wei
terhin sind in der bevorzugten Ausführungsform der Widerstand
232 und der Kondensator 234 in Serie zwischen dem ersten
Zweig 218 und dem zweiten Zweig 220 geschaltet.
Im Betrieb errichtet, wenn der zweite Schalttransistor 214
eingeschaltet ist, so daß der erste Stromschalter 202 den Re
ferenzstrom an den zweiten Zweig 220 liefert, der erste Vor
spannwiderstand 236 eine Gate-Spannung für den Kaskodenaus
gangstransistor 230. Der Referenzstrom fließt auch durch den
ersten Transistor 224. Da kein Strom durch den ersten Schalt
transistor 212 existiert, gibt es keinen Strom im Widerstand
226 und die Gate-Spannung des ersten Transistors 224 wird
gleich der Gate-Spannung des Transistors 228 sein. In dieser
Konfiguration werden die beiden PMOS-Transistoren, der erste
Transistor 224 und der zweite Transistor 228, einen Strom
spiegel bilden, der ein Strom ergibt, der durch den zweiten
Transistor 228 und den Kaskodenausgangstransistor 230 ausge
geben wird. In der bevorzugten Ausführungsform ist der zweite
Transistor 228 so konfiguiert, daß der Ausgangsstrom, der an
den Ladepumpenausgang 158 geliefert wird, im wesentlichen die
doppelte Größe des Referenzstroms aufweist, der durch die
Stromquelle 216 geliefert wird. Dies kann beispielsweise er
reicht werden, indem ein 2 : 1 Verhältnis der jeweiligen Sei
tenverhältnisse des zweiten Transistors 228 und des ersten
Transistors 224 errichtet wird.
Wenn das Phaseneinstellsignal, das am Aufwärtseingang 160
empfangen wird, schaltet, so schaltet der zweite Schalttran
sistor 214 ab und der erste Schalttransistor 212 schaltet
ein, so daß der Referenzstrom im ersten Zweig 218 und durch
den Widerstand 226 und den ersten Transistor 224 fließt. Die
Gate-Spannung des zweiten Transistors 228 wird dann gleich
der Gate-Spannung des ersten Transistors 224 plus dem Span
nungsabfall über dem Widerstand 226. Diese Gate-Spannung muß
genügen, um den Transistor 228 abzuschalten. In der bevorzug
ten Ausführungsform hat der Referenzstrom einen Wert von 200
µA und der Widerstand 226 hat einen Wert von 6 KOhm. Wenn der
zweite Transistor 228 ausgeschaltet ist, wird im wesentlichen
kein Ausgangsstrom an den Ladungspumpenausgang 158 geliefert.
Somit hat der erste Transistor 224 einen Gate-Anschluß 242,
der mit einem ersten Zweig 218 verbunden ist, und einen
Drain-Anschluß 244, der mit dem zweiten Zweig 220 verbunden
ist, wobei der erste Transistor 224 so vorgespannt ist, daß
er einen im wesentlichen konstanten Strom liefert. Der zweite
Transistor 228 ist zwischen dem Drain-Anschluß 244 des ersten
Transistors 224 und dem Widerstand 226 geschaltet, wobei der
zweite Transistor 228 ein Ausgangsstrom an den Ladungspumpen
ausgang 158 als Steuersignal in Erwiderung auf den ersten
Stromschalter 202 liefert, der den Referenzstrom an den zwei
ten Zweig 220 liefert. Der zweite Transistor 228 liefert im
wesentlichen keinen Ausgangsstrom in Erwiderung auf den ersten
Stromschalter 202, der den im wesentlichen konstanten Strom
an den ersten Zweig 218 liefert. Der zweite Transistor 228
ist somit in einen eingeschalteten Zustand vorspannbar, um
einen Ausgangsstrom zu liefern und in einen ausgeschalteten
Zustand, um im wesentlichen keinen Strom zu liefern.
Während des Schaltens wird, wenn der zweite Transistor 228
anfänglich ausgeschaltet ist, seine Gate-zu-Source-Kapazität
versuchen, die Spannung am Widerstand 226 nahe dem Versor
gungspotential zu halten. Wenn der erste Schalttransistor 212
abschaltet und der zweite Schalttransistor 214 anschaltet, so
fällt die Spannung über dem Widerstand 226 zusammen und die
Ladung der Gate-zu-Source-Kapazität des zweiten Transistors
228 wird die Gate-Spannung des ersten Transistors 224 veran
lassen anzusteigen, bis sich die Kapazität entladen hat. Da
bei besteht die Neigung, daß im Ausgangsstrom der dem La
dungspumpenausgang 158 geliefert wird, Überschwinger verur
sacht werden. Wenn diese nicht korrigiert werden, können sich
die Überschwinger als Phasenunruhe in der Schleifenbandbreite
des lokalen Oszillators 104 (Fig. 1) äußern. Diese Phasenun
ruhe kann den globalen Phasenfehler einer Kommunikationsvor
richtung, wie beispielsweise der Kommunikationsvorrichtung
100, die die Ladungspumpenschaltung 122 verwendet, ver
schlechtern.
Somit werden vorzugsweise der Kondensator 234 und der Wider
stand 232 hinzugefügt, um das Problem des Überschwingens zu
minimieren. Wenn der zweite Schalttransistor 214 beginnt,
Strom zu leiten, so wirkt der Kondensator 234 anfänglich wie
ein Kurzschluß und der Widerstand 232 wird die Gate-Spannung
des ersten Transistors 224 unten halten, so daß die kapazi
tive Ladung auf dem zweiten Transistor 228 nicht bewirken
kann, daß ihre Gate-Spannung steigt. Nachdem sich im Konden
sator 234 ein Gleichgewicht eingestellt hat, wirkt er wie ei
ne offene Schaltung und hat weiter keine Auswirkung.
Der zweite Stromschalter 206 umfaßt einen ersten Schalttran
sistor 260, einen zweiten Schalttransistor 262 und eine
Stromquelle 264. Der erste Schalttransistor 260 hat einen Ga
te-Anschluß, der mit dem Abwärtseingang 162 der Ladungspum
penschaltung 122 (Fig. 1) verbunden ist, und einen Drain-An
schluß, der mit einem ersten Zweig 266 verbunden ist. Der
zweite Schalttransistor 262 hat einen Gate-Anschluß, der mit
einem Referenzpotential verbunden ist, das in Fig. 2 mit VREF
bezeichnet ist, und einen Drain-Anschluß, der mit einem zwei
ten Zweig 268 verbunden ist. Die Stromquelle 264 liefert vor
zugweise einen Referenzstrom der gegen Änderungen der Tempe
ratur und der Versorgungsspannung kompensiert ist, wobei es
sich um eine Bandlückenstromquelle handeln kann. Der zweite
Stromschalter 206 kann ferner einer Pegelverschiebeschaltung
umfassen für das Verschieben der Spannungspegel und der Größe
des Signals, das am Gate-Anschluß des ersten Schalttransis
tors 260 empfangen wird. Vorzugsweise arbeitet der zweite
Stromschalter 206 im wesentlichen gleich wie der erste Strom
schalter 202. Der zweite Stromschalter 206 liefert selektiv
einen Referenzstrom zum ersten Zweig 266 oder zum zweiten
Zweig 268 in Erwiderung auf das Phaseneinstellsignal, das am
Abwärtseingang 162 empfangen wird.
Der zweite Stromspiegel 208 umfaßt einen ersten Transistor
270, einen Widerstand 272 und einen zweiten Transistor 274.
Zusätzlich umfaßt der zweite Stromspiegel 208 vorzugsweise
einen Kaskodenausgangstransistor 276, einen zweiten Vorspann
widerstand 278, und einen Kondensator 280 und einen Wider
stand 282, die in Serie zwischen dem ersten Zweig 266 und dem
zweiten Zweig 268 verbunden sind. Im Betrieb arbeitet der
zweite Stromspiegel 208 im wesentlichen gleich wie der erste
Stromspiegel 204. Wenn der zweite Schalttransistor 262 an
ist, fließt der Referenzstrom von der Stromquelle 264 durch
den zweiten Zweig 268 und durch den zweiten Vorspannwider
stand 278, um eine Gate-Spannung für den Kaskodenausgangs
transistor 276 zu errichten. Der Referenzstrom fließt auch
durch den ersten Transistor 270. Da kein Strom durch den er
sten Schalttransistor 260 fließt, so gibt es keinen Strom im
Widerstand 272, so daß die Gate-Spannung des zweiten Transis
tors 274 gleich der Gate-Spannung des ersten Transistors 270
ist. Der erste Transistor 270 und der zweite Transistor 274
werden somit einen Stromspiegel bilden, der einen Steuerstrom
am Drain-Anschluß 277 des Kaskodenausgangstransistors 276
liefert. Die Größe dieses Steuerstroms kann durch Variieren
der relativen Seitenverhältnisse des ersten Transistors 270
und des zweiten Transistors 274 eingestellt werden.
Wenn der zweite Schalttransistor 262 abschaltet und der erste
Schalttransistor 260 einschaltet, so liefert der zweite
Stromschalter 206 den Referenzstrom in den ersten Zweig 266.
Der Referenzstrom wird dann durch den Widerstand 272 und den
ersten Transistor 270 fließen. Die Gate-Spannung des zweiten
Transistors 274 wird dann gleich der Gate-Spannung des ersten
Transistors 270 plus dem Spannungsabfall über dem Widerstand
272. Diese Gatespannung muß hoch genug sein, um den zweiten
Transistor 274 abzuschalten.
Somit wird der erste Transistor 270 auf einen im wesentlichen
konstanten Strom vorgespannt. Der zweite Transistor 274 ist
zwischen dem Drain-Anschluß des ersten Transistors 270 und
dem Widerstand 272 geschaltet, wobei der zweite Transistor
einen Steuerstrom in Erwiderung auf dem zweiten Stromschalter
206 liefert, der einen Strom in den zweiten Zweig 268 lie
fert. Der zweite Transistor 274 liefert im wesentlichen kei
nen Steuerstrom in Erwiderung auf den zweiten Stromschalter
206, der einem im wesentlichen konstanten Strom an den ersten
Zweig 266 liefert.
Der dritte Stromspiegel 210 umfaßt einen ersten Transistor
294, einen zweiten Transistor 296, einen ersten Widerstand
298, einen dritten Transistor 300 und einen zweiten Wider
stand 302. Der dritte Stromspiegel hat ferner einen Eingang
304, der mit dem Drain-Anschluß 277 des Kaskodenausgangstran
sistors 276 verbunden ist, und einen Ausgang 306, der mit dem
Ladungspumpenschaltungsausgang 158 verbunden ist. Der erste
Transistor 294, der zweite Transistor 296 und der dritte
Transistor 300 arbeiten als Stromspiegel, wie dies aus dem
Stand der Technik wohl bekannt ist. Somit empfängt der dritte
Stromspiegel 210 den Steuerstrom am Drain-Anschluß 277 des
zweiten Stromspiegels 208 und liefert einen Spiegelstrom am
Ausgang 306 an den Ladungspumpschaltungsausgang 158 in Erwi
derung darauf. Wie Fachleute erkennen werden, kann der dritte
Stromspiegel 210 andere Vorrichtungen für das Verbessern der
Leistung des dritten Stromspiegels 210 umfassen. In ähnlicher
Weise können die jeweiligen Größen der Transistoren oder die
Werte des ersten Widerstands 298 und des zweiten Widerstands
302 eingestellt werden, um den Spiegelstrom, der am Ladungs
pumpschaltungsausgang 158 geliefert wird, passend einzustel
len.
Der erste Stromschalter 202 und der erste Stromspiegel 204
arbeiten als Stromquelle, um Strom an den Ladungspumpenaus
gang 158 in Erwiderung auf das Aufwärtssignal zu liefern. Der
zweite Stromschalter 206, der zweite Stromspiegel 208 und der
dritte Stromspiegel 210 arbeiten als Stromsenke, die Strom
vom Ladungspumpenausgang 158 in Erwiderung auf das Abwärts
signal aufnimmt. Die Signale, die am Ladungspumpenausgang 158
geliefert werden, steuern nach Filterung durch den Schleifen
filter 124 (Fig. 1) die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteu
erten Oszillators 126. Diese Ausgangsfrequenz, die an die
Empfangsschaltung 108 und die Sendeschaltung 106 geliefert
wird, steuert die Frequenz des Empfangens und des Sendens der
Kommunikationsvorrichtung 100. Ein schnelles Schalten der
Stromspiegel in der Ladungspumpschaltung 122 gestattet eine
kürzere minimale Pulsbreite und somit ein niedrigeres Aus
gangsrauschen bei einem schnellen Frequenzsprungsynthesizer.
Wie man aus Vorangehendem sieht, liefert die vorliegende Er
findung eine Kommunikationsvorrichtung, die eine verbesserte
Ladungspumpschaltung einschließt, für das Verbessern des Be
triebs eines Phasenregelschleifenfrequenzsynthesizers. Eine
erste Stromspiegelschaltung arbeitet als eine Stromquelle für
das Bereitstellen eines Ausgangsstroms. Zweite und dritte
Stromspiegel arbeiten als Stromsenken. Die Konfiguration des
Stromspiegels wurde modifiziert, um den Anschalt- und Ab
schalteinschwingvorgang zu verbessern, um somit inhärente Be
grenzungen von PMOS-Vorrichtungen zu überwinden. Dies vermin
dert den Rauschpegel in der Bandbreite der Phasenverriege
lungsschleife und somit den globalen Phasenfehler in der Kom
munikationsvorrichtung.
Während eine spezielle Ausführungsform der vorliegenden Er
findung gezeigt und beschrieben wurde, können Modifikationen
vorgenommen werden. Es ist somit beabsichtigt, in den ange
fügten Ansprüchen alle solche Änderungen und Modifikationen
abzudecken, die unter die wahre Idee und den Umfang der Er
findung fallen.
Claims (7)
1. Kommunikationsvorrichtung mit:
einer Antenne;
einer Empfangsschaltung, die mit der Antenne verbunden ist;
einem Referenzoszillator;
einem lokalen Oszillator, wobei der lokales Oszillator folgendes umfaßt:
einen Phasenvergleicher, der einen Referenzeingang hat, der mit der Referenzoszillator verbunden ist, für das Empfangen eines Referenzsignals, einen Rückkoppeleingang für das Empfangen eines Rückkoppelsignals, und einen Ausgang, wo bei der Phasenvergleicher ein Phaseneinstellsignal liefert in Erwiderung auf eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzsig nal und dem Rückkoppelsignal;
eine Ladungspumpschaltung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Phasenvergleichers verbunden ist, um das Phaseneinstellsignal zu empfangen, und einen Ladungspump ausgang für das Bereitstellen eines Steuersignals, wobei die Ladungspumpschaltung folgendes umfaßt:
einen ersten Stromschalter, der einen Steuer eingang für das Empfangen des Phaseneinstellsignals hat, wo bei der erste Stromschalter selektiv einen Referenzstrom an einen ersten Zweig oder einen zweiten Zweig liefert in Erwi derung auf das Phaseneinstellsignal;
einen ersten Stromspiegel, der mit dem ersten Stromschalter verbunden ist, wobei der erste Stromspiegel ei nen ersten Transistor umfaßt, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem ersten Zweig verbunden ist, und einen Drain-An schluß, wobei der erste Transistor vorgespannt ist, um einen im wesentlichen konstanten Strom zu liefern; einen zweiten Transistor, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem Drain- Anschluß des ersten Transistors und mit dem zweiten Zweig verbunden ist, wobei der zweite Transistor weiterhin einen Drain-Anschluß hat, der mit dem Ladungspumpausgang verbunden ist, wobei der zweite Transistor in einen eingeschalteten Zu stand vorgespannt werden kann, um einen Ausgangsstrom am La dungspumpausgang zu liefern, und in einen ausgeschalteten Zu stand, um im wesentlichen keinen Strom zu liefern, und einen Widerstand, der zwischen dem Gate-Anschluß des ersten Transi stors und dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, wobei der Widerstand den im wesentlichen konstanten Strom vom ersten Transistor zum ersten Zweig führt, um den zweiten Transistor im ausgeschalteten Zustand vorzuspannen, wenn der erste Stromschalter den Referenzstrom an den ersten Zweig liefert, wobei der Widerstand im wesentlichen keinen Strom führt, um den zweiten Transistor in einen eingeschalte ten Zustand vorzuspannen, wenn der erste Stromschalter den Referenzstrom an den zweiten Zweig liefert;
einen Schleifenfilter, der einen Eingang hat, der mit dem Ladungspumpausgang verbunden ist, und einen Ausgang;
einen spannungsgesteuerten Oszillator, der einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Schleifenfilters verbun den ist und einen Ausgang, wobei der Ausgang des spannungsge steuerten Oszillators mit dem Rückkoppeleingang verbunden ist, um das Rückkoppelsignal zu liefern;
einer Steuerung; und
einer Sendeschaltung, die einen ersten Eingang hat, der mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators verbun den ist, um ein Signal des lokalen Oszillators zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der mit der Steuerung verbunden ist, um Sendedaten zu empfangen, und einen Ausgang, der mit der Antenne verbunden ist, wobei die Sendeschaltung die Sen dedaten in Erwiderung auf das Signal des lokalen Oszillators moduliert.
einer Antenne;
einer Empfangsschaltung, die mit der Antenne verbunden ist;
einem Referenzoszillator;
einem lokalen Oszillator, wobei der lokales Oszillator folgendes umfaßt:
einen Phasenvergleicher, der einen Referenzeingang hat, der mit der Referenzoszillator verbunden ist, für das Empfangen eines Referenzsignals, einen Rückkoppeleingang für das Empfangen eines Rückkoppelsignals, und einen Ausgang, wo bei der Phasenvergleicher ein Phaseneinstellsignal liefert in Erwiderung auf eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzsig nal und dem Rückkoppelsignal;
eine Ladungspumpschaltung, die einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Phasenvergleichers verbunden ist, um das Phaseneinstellsignal zu empfangen, und einen Ladungspump ausgang für das Bereitstellen eines Steuersignals, wobei die Ladungspumpschaltung folgendes umfaßt:
einen ersten Stromschalter, der einen Steuer eingang für das Empfangen des Phaseneinstellsignals hat, wo bei der erste Stromschalter selektiv einen Referenzstrom an einen ersten Zweig oder einen zweiten Zweig liefert in Erwi derung auf das Phaseneinstellsignal;
einen ersten Stromspiegel, der mit dem ersten Stromschalter verbunden ist, wobei der erste Stromspiegel ei nen ersten Transistor umfaßt, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem ersten Zweig verbunden ist, und einen Drain-An schluß, wobei der erste Transistor vorgespannt ist, um einen im wesentlichen konstanten Strom zu liefern; einen zweiten Transistor, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem Drain- Anschluß des ersten Transistors und mit dem zweiten Zweig verbunden ist, wobei der zweite Transistor weiterhin einen Drain-Anschluß hat, der mit dem Ladungspumpausgang verbunden ist, wobei der zweite Transistor in einen eingeschalteten Zu stand vorgespannt werden kann, um einen Ausgangsstrom am La dungspumpausgang zu liefern, und in einen ausgeschalteten Zu stand, um im wesentlichen keinen Strom zu liefern, und einen Widerstand, der zwischen dem Gate-Anschluß des ersten Transi stors und dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, wobei der Widerstand den im wesentlichen konstanten Strom vom ersten Transistor zum ersten Zweig führt, um den zweiten Transistor im ausgeschalteten Zustand vorzuspannen, wenn der erste Stromschalter den Referenzstrom an den ersten Zweig liefert, wobei der Widerstand im wesentlichen keinen Strom führt, um den zweiten Transistor in einen eingeschalte ten Zustand vorzuspannen, wenn der erste Stromschalter den Referenzstrom an den zweiten Zweig liefert;
einen Schleifenfilter, der einen Eingang hat, der mit dem Ladungspumpausgang verbunden ist, und einen Ausgang;
einen spannungsgesteuerten Oszillator, der einen Eingang hat, der mit dem Ausgang des Schleifenfilters verbun den ist und einen Ausgang, wobei der Ausgang des spannungsge steuerten Oszillators mit dem Rückkoppeleingang verbunden ist, um das Rückkoppelsignal zu liefern;
einer Steuerung; und
einer Sendeschaltung, die einen ersten Eingang hat, der mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators verbun den ist, um ein Signal des lokalen Oszillators zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der mit der Steuerung verbunden ist, um Sendedaten zu empfangen, und einen Ausgang, der mit der Antenne verbunden ist, wobei die Sendeschaltung die Sen dedaten in Erwiderung auf das Signal des lokalen Oszillators moduliert.
2. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei sie fer
ner eine Empfangsschaltung umfaßt, die mit dem spannungsge
steuerten Oszillator und den Antenne verbunden ist, um die
Funkübertragung zu empfangen.
3. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Kom
munikationsvorrichtung ein Funktelefon umfaßt.
4. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die La
dungspumpschaltung ferner folgendes umfaßt:
einen Vorspannwiderstand, der zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Zweig verbunden ist;
und
einen Kaskodentransistor, der zwischen dem Drain-An schluß des zweiten Transistors und dem Ladungspumpausgang ge schaltet, ist, um den Ausgangsstrom zu liefern, wobei der Kas kodenausgangstransistor einen Gate-Anschluß hat, der mit dem zweiten Zweig verbunden ist, für das Steuern des Kaskodenaus gangstransistors.
einen Vorspannwiderstand, der zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Zweig verbunden ist;
und
einen Kaskodentransistor, der zwischen dem Drain-An schluß des zweiten Transistors und dem Ladungspumpausgang ge schaltet, ist, um den Ausgangsstrom zu liefern, wobei der Kas kodenausgangstransistor einen Gate-Anschluß hat, der mit dem zweiten Zweig verbunden ist, für das Steuern des Kaskodenaus gangstransistors.
5. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die La
dungspumpschaltung ferner einen Widerstand und einen Konden
sator umfaßt, die in Serie zwischen dem ersten Zweig und dem
zweiten Zweig geschaltet sind.
6. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Pha
seneinstellsignal ein Aufwärts- und ein Abwärtssignal umfaßt,
wobei der erste Stromschalter das Aufwärtssignal am Steuer
eingang des ersten Stromschalter empfängt, und wobei die La
dungspumpschaltung weiter folgendes umfaßt:
einen zweiten Stromschalter, der einen Steuereingang hat, der mit dem Ausgang des Phasenvergleichers verbunden ist, um das Abwärtssignal zu empfangen, wobei der zweite Stromschalter selektiv einen Referenzstrom an den ersten Zweig oder den zweiten Zweig liefert in Erwiderung auf das Phaseneinstellsignal;
einen zweiten Stromspiegel, der mit dem zweiten Strom schalter verbunden ist, wobei der zweite Stromspiegel einen ersten Transistor umfaßt, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem ersten Zweig verbunden ist, und einen Drain-Anschluß, wobei der erste Transistor vorgespannt ist, um einen im we sentlichen konstanten Strom zu liefern, einen zweiten Tran sistor, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem Drain-An schluß des ersten Transistors und mit dem zweiten Zweig ver bunden ist, wobei der zweite Transistor weiter einen Drain- Anschluß hat, wobei der zweite Transistor in einen einge schalteten Zustand vorspannbar ist, um einen Ausgangsstrom zu liefern und in einen ausgeschalteten Zustand, um im wesentli chen keinen Strom zu liefern, und einen Widerstand, der zwi schen dem Gate-Anschluß des ersten Transistors und dem Gate- Anschluß des zweiten Transistors geschaltet ist, wobei der Widerstand den im wesentlichen konstanten Strom vom ersten Transistor zum ersten Zweig führt, um den zweiten Transistor im ausgeschalteten Zustand vorzuspannen, in Erwiderung auf den zweiten Stromschalter, der den Referenzstrom an den er sten Zweig legt, wobei der Widerstand im wesentlichen keinen Strom leitet, um den zweiten Transistor im eingeschalteten Zustand vorzuspannen, in Erwiderung auf den zweiten Strom schalter, der den Referenzstrom an den zweiten Zweig liefert; und
einen dritten Stromspiegel, der einen Eingang hat, der mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors des zweiten Stromspiegels verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Ladungspumpausgang verbunden ist, wobei der dritte Stromspie gel den Ausgangsstrom des zweiten Stromspiegels empfängt und einen Spiegelstrom an der Ladungspumpausgang in Erwiderung hieraufliefert.
einen zweiten Stromschalter, der einen Steuereingang hat, der mit dem Ausgang des Phasenvergleichers verbunden ist, um das Abwärtssignal zu empfangen, wobei der zweite Stromschalter selektiv einen Referenzstrom an den ersten Zweig oder den zweiten Zweig liefert in Erwiderung auf das Phaseneinstellsignal;
einen zweiten Stromspiegel, der mit dem zweiten Strom schalter verbunden ist, wobei der zweite Stromspiegel einen ersten Transistor umfaßt, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem ersten Zweig verbunden ist, und einen Drain-Anschluß, wobei der erste Transistor vorgespannt ist, um einen im we sentlichen konstanten Strom zu liefern, einen zweiten Tran sistor, der einen Gate-Anschluß hat, der mit dem Drain-An schluß des ersten Transistors und mit dem zweiten Zweig ver bunden ist, wobei der zweite Transistor weiter einen Drain- Anschluß hat, wobei der zweite Transistor in einen einge schalteten Zustand vorspannbar ist, um einen Ausgangsstrom zu liefern und in einen ausgeschalteten Zustand, um im wesentli chen keinen Strom zu liefern, und einen Widerstand, der zwi schen dem Gate-Anschluß des ersten Transistors und dem Gate- Anschluß des zweiten Transistors geschaltet ist, wobei der Widerstand den im wesentlichen konstanten Strom vom ersten Transistor zum ersten Zweig führt, um den zweiten Transistor im ausgeschalteten Zustand vorzuspannen, in Erwiderung auf den zweiten Stromschalter, der den Referenzstrom an den er sten Zweig legt, wobei der Widerstand im wesentlichen keinen Strom leitet, um den zweiten Transistor im eingeschalteten Zustand vorzuspannen, in Erwiderung auf den zweiten Strom schalter, der den Referenzstrom an den zweiten Zweig liefert; und
einen dritten Stromspiegel, der einen Eingang hat, der mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors des zweiten Stromspiegels verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Ladungspumpausgang verbunden ist, wobei der dritte Stromspie gel den Ausgangsstrom des zweiten Stromspiegels empfängt und einen Spiegelstrom an der Ladungspumpausgang in Erwiderung hieraufliefert.
7. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 6, wobei die La
dungspumpschaltung ferner folgendes umfaßt:
am ersten Stromspiegel einen ersten Vorspannwiderstand, der zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Zweig verbunden ist und einen ersten Kaskodenaus gangstransistor, der zwischen dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors und dem Ladungspumpausgang geschaltet ist, um den Ausgangsstrom zu liefern, wobei der erste Kaskodenausgangs transistor einen Gate-Anschluß hat, der mit dem zweiten Zweig verbunden ist, um den ersten Kaskodenausgangstransistor zu steuern; und
am zweiten Stromspiegel einen zweiten Vorspannwider stand, der zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Zweig verbunden ist, und einen zweiten Kasko denausgangstransistor, der zwischen dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors und dem Eingang des dritten Stromspiegels verbunden ist, um den Ausgangsstrom zu liefern, wobei der zweite Kaskodenausgangstransistor einen Gate-Anschluß hat, der mit dem zweiten Zweig verbunden ist, um den zweiten Kas kodenausgangstransistor zu steuern.
am ersten Stromspiegel einen ersten Vorspannwiderstand, der zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Zweig verbunden ist und einen ersten Kaskodenaus gangstransistor, der zwischen dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors und dem Ladungspumpausgang geschaltet ist, um den Ausgangsstrom zu liefern, wobei der erste Kaskodenausgangs transistor einen Gate-Anschluß hat, der mit dem zweiten Zweig verbunden ist, um den ersten Kaskodenausgangstransistor zu steuern; und
am zweiten Stromspiegel einen zweiten Vorspannwider stand, der zwischen dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Zweig verbunden ist, und einen zweiten Kasko denausgangstransistor, der zwischen dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors und dem Eingang des dritten Stromspiegels verbunden ist, um den Ausgangsstrom zu liefern, wobei der zweite Kaskodenausgangstransistor einen Gate-Anschluß hat, der mit dem zweiten Zweig verbunden ist, um den zweiten Kas kodenausgangstransistor zu steuern.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/607,914 US5722052A (en) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | Switching current mirror for a phase locked loop frequency synthesizer and communication device using same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19707990A1 true DE19707990A1 (de) | 1997-11-13 |
DE19707990C2 DE19707990C2 (de) | 1999-04-15 |
Family
ID=24434226
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19707990A Expired - Fee Related DE19707990C2 (de) | 1996-02-28 | 1997-02-27 | Kommunikationsvorrichtung mit einem lokalen Oszillator mit einem Phasenvergleicher |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5722052A (de) |
DE (1) | DE19707990C2 (de) |
GB (1) | GB2310771B (de) |
MX (1) | MX9701577A (de) |
MY (1) | MY114576A (de) |
TW (1) | TW317676B (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4018221B2 (ja) * | 1998-02-06 | 2007-12-05 | 富士通株式会社 | チャージポンプ回路、pll回路、及び、pll周波数シンセサイザ |
US6049233A (en) * | 1998-03-17 | 2000-04-11 | Motorola, Inc. | Phase detection apparatus |
US6229347B1 (en) * | 1999-01-11 | 2001-05-08 | United Microelectronics, Corp. | Circuit for evaluating an asysmetric antenna effect |
DE19928545C1 (de) * | 1999-06-22 | 2001-01-25 | Siemens Ag | Empfänger und Verfahren zur Kalibrierung eines Koinzidenz-Demodulators für FM-modulierte Signale |
DE19934723A1 (de) * | 1999-07-23 | 2001-02-01 | Infineon Technologies Ag | Steuerbare Stromquellenschaltung und hiermit ausgestatteter Phasenregelkreis |
US6611160B1 (en) * | 2000-11-21 | 2003-08-26 | Skyworks Solutions, Inc. | Charge pump having reduced switching noise |
US6747494B2 (en) * | 2002-02-15 | 2004-06-08 | Motorola, Inc. | PLL arrangement, charge pump, method and mobile transceiver |
DE10209044A1 (de) * | 2002-03-01 | 2003-06-12 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzstromes und Oszillatorschaltung mit der Schaltungsanordnung |
AU2003215854A1 (en) * | 2002-04-19 | 2003-11-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Power amplifier |
US9615744B2 (en) * | 2007-01-31 | 2017-04-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement |
US8781595B2 (en) | 2007-04-30 | 2014-07-15 | Medtronic, Inc. | Chopper mixer telemetry circuit |
US20190025135A1 (en) * | 2017-07-24 | 2019-01-24 | Qualcomm Incorporated | Non-linearity correction technique for temperature sensor in digital power supply |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4322643A (en) * | 1980-04-28 | 1982-03-30 | Rca Corporation | Digital phase comparator with improved sensitivity for small phase differences |
US5142696A (en) * | 1991-04-16 | 1992-08-25 | Motorola, Inc. | Current mirror having increased output swing |
US5363066A (en) * | 1993-06-16 | 1994-11-08 | At&T Global Information Solutions Company (Fka Ncr Corporation) | Fast CMOS charge pump circuit |
US5473283A (en) * | 1994-11-07 | 1995-12-05 | National Semiconductor Corporation | Cascode switched charge pump circuit |
US5495206A (en) * | 1993-10-29 | 1996-02-27 | Motorola, Inc. | Fractional N frequency synthesis with residual error correction and method thereof |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2530900A1 (fr) * | 1982-07-23 | 1984-01-27 | Thomson Csf | Dispositif de recuperation de frequence d'horloge adapte aux radiocommunications a haute frequence en milieux perturbes |
ATE66105T1 (de) * | 1986-09-24 | 1991-08-15 | Siemens Ag | Stromspiegel-schaltungsanordnung. |
US5304869A (en) * | 1992-04-17 | 1994-04-19 | Intel Corporation | BiCMOS digital amplifier |
US5422604A (en) * | 1993-12-07 | 1995-06-06 | Nec Corporation | Local oscillation frequency synthesizer for vibration suppression in the vicinity of a frequency converging value |
US5331293A (en) * | 1992-09-02 | 1994-07-19 | Motorola, Inc. | Compensated digital frequency synthesizer |
US5359299A (en) * | 1993-01-21 | 1994-10-25 | Gennum Corporation | High speed and low drift charge pump circuit |
US5517148A (en) * | 1994-10-31 | 1996-05-14 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Low current differential level shifter |
FI98330C (fi) * | 1994-12-15 | 1997-05-26 | Nokia Mobile Phones Ltd | UHF-syntesoija |
-
1996
- 1996-02-28 US US08/607,914 patent/US5722052A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-01-14 TW TW086100338A patent/TW317676B/zh not_active IP Right Cessation
- 1997-01-16 MY MYPI97000159A patent/MY114576A/en unknown
- 1997-02-06 GB GB9702437A patent/GB2310771B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-02-27 DE DE19707990A patent/DE19707990C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-02-28 MX MX9701577A patent/MX9701577A/es unknown
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4322643A (en) * | 1980-04-28 | 1982-03-30 | Rca Corporation | Digital phase comparator with improved sensitivity for small phase differences |
US5142696A (en) * | 1991-04-16 | 1992-08-25 | Motorola, Inc. | Current mirror having increased output swing |
US5363066A (en) * | 1993-06-16 | 1994-11-08 | At&T Global Information Solutions Company (Fka Ncr Corporation) | Fast CMOS charge pump circuit |
US5495206A (en) * | 1993-10-29 | 1996-02-27 | Motorola, Inc. | Fractional N frequency synthesis with residual error correction and method thereof |
US5473283A (en) * | 1994-11-07 | 1995-12-05 | National Semiconductor Corporation | Cascode switched charge pump circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB9702437D0 (en) | 1997-03-26 |
MX9701577A (es) | 1997-08-30 |
TW317676B (de) | 1997-10-11 |
GB2310771A (en) | 1997-09-03 |
MY114576A (en) | 2002-11-30 |
GB2310771B (en) | 2000-04-19 |
DE19707990C2 (de) | 1999-04-15 |
US5722052A (en) | 1998-02-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19502111C2 (de) | TDMA/TDD-Sendeempfänger | |
DE60317669T2 (de) | Lc-oszillator mit grossem abstimmbereich und geringem phasenrauschen | |
DE2623782C3 (de) | Überlagerungsempfänger für mehrere Frequenzbänder mit digital steuerbarem Normalfrequenzgenerator und einem Speicher zur wahlweisen Vorgabe bestimmter Empfangsfrequenzen | |
DE69834875T2 (de) | Frequenzumsetzungsschaltung | |
DE69534121T2 (de) | Dual-mode satelliten/zellulares-telefon mit einem frequenzsynthetisierer | |
DE60212174T2 (de) | Integrierte Halbleiter-Kommunikationsschaltungsvorrichtung und drahtloses Kommunikationssystem | |
DE69637274T2 (de) | TDMA-Funkgerätschaltung mit variablem zweiten Lokaloszillator | |
DE60128904T2 (de) | Persönliche kommunikationsanlage mit gps empfänger und gemeinsamer taktquelle | |
DE19707990C2 (de) | Kommunikationsvorrichtung mit einem lokalen Oszillator mit einem Phasenvergleicher | |
DE60131065T2 (de) | Automatische Schaltung zur Arbeitspunkteinstellung für eine Phasenregelkreisschaltung | |
DE19952867A1 (de) | Phasendetektor mit Frequenzsteuerung | |
DE69837070T2 (de) | Zweibandfunkgerät | |
DE2551543C2 (de) | Funkempfänger | |
DE60225498T2 (de) | PLL-Frequenzsynthesizer | |
US5142696A (en) | Current mirror having increased output swing | |
DE19630404A1 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator für Aufwärts-/Abwärtswandler in digitalen Funkkommunikationssystemen | |
DE2836724A1 (de) | Schaltungsanordnung zur bestimmung von zeitintervallen | |
DE60020789T2 (de) | Frequenzsynthetisierer und mobiles Funkgerät mit einem solchen Frequenzsynthetisierer | |
EP0527360B1 (de) | Integrierter Frequenzsynthesizer-Schaltkreis für Sende- und Empfangsbetrieb | |
DE19837204B4 (de) | Totzeitreduzierung bei Frequenzsprüngen in Mehrfachbandsyntheseeinheiten | |
DE60009908T2 (de) | Variabler oszillator | |
DE3931513C2 (de) | ||
DE4237614A1 (de) | ||
DE60033762T2 (de) | Verbrauchsarmer mehrfrequenzoszillator für telekommunikations-ic's | |
DE602004007010T2 (de) | Bereitstellung von lokalen oszillatorsignalen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: MOTOROLA MOBILITY, INC. ( N.D. GES. D. STAATES, US |
|
R081 | Change of applicant/patentee |
Owner name: MOTOROLA MOBILITY, INC. ( N.D. GES. D. STAATES, US Free format text: FORMER OWNER: MOTOROLA, INC., SCHAUMBURG, US Effective date: 20110324 Owner name: MOTOROLA MOBILITY, INC. ( N.D. GES. D. STAATES, US Free format text: FORMER OWNER: MOTOROLA, INC., SCHAUMBURG, ILL., US Effective date: 20110324 |
|
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |