DE1766734C - Oszillatorschaltung für den UHF Bereich mit einem Transistor - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Oszillatorschaltung für den UHF-Bereich (500 bis 900MHz) mit einem in Basisschaltung betriebenen Transistor mit einer Rückkopplung vom Ausgang auf den Eingang, einem mittels einer ersten Kapazitätsdiode abstimmbaren Ausgangskreis und einer im Eingangskreis wirksamen zweiten Kapazitätsdiode, die durch die Abstimmspannung im gleichen Sinne beeinflußt wird wie die erste Kapazitätsdiode.

Wegen der bei niedrigeren Frequenzen geringeren Güte der Kapazitätsdioden haben derartige Schaltungen am oberen Ende des Frequenzbereiches ein anderes Schwingverhalten als am unteren Ende. Daher oszilliert eine solche Schaltung nicht bei 500 MHz, obwohl sie bei 900 MHz gut schwingt; wenn die Schaltung jedoch so ausgelegt ist — bei kapazitiver Rückkopplung beispielsweise dadurch, daß parallel zum Transistoreingang ein Kondensator von einigen pF geschaltet ist —, daß sie bei 500 MHz schwingt, treten bei 900 MHz Überrückkopplungseffekte oder zumindest eine starke Temperaturabhängigkeit der Oszillatorfrequenz auf.

Man hat die Überrückkopplungseffekte schon zu umgehen versucht, indem man die Spannung vom Ausgang auf den Eingang über eine Kapazitätsdiode rückkoppelte, die in gleicher Weise wie die Kapazitätsdiode im Ausgangskreis gesteuert wurde, so daß bei niedrigeren Frequenzen ein größerer Teil der Ausgangsspannung rückgekoppelt wurde. Die Kapazität der Diode kann jedoch nicht beliebig groß gemacht werden, weil sie dann zusammen mit dem induktiven Transistoreingang in den Bereich der Serienresonanz gelangen könnte. Es kann daher auch bei dieser Schaltung nicht auf einen Kondensator von 1 bis 2 pF parallel zum Basis-Emitter-Eingang verzichtet werden. Auch hierbei besteht eine starke Temperaturabhängigkeit der höheren Oszillatorfrequenzen. Desgleichen wirken sich Streuungen der Transistorparameter stark auf die Oszillatorfrequenz aus, so daß diese Schaltung für die Serienfertigung ungeeignet ist.

Die Schaltung nach der Erfindung soll bei annähernd gleichmäßigem Schwingverhalten weitgehend temperaturunabhängig sein. Die Lösung dieser Aufgabe gemäß der Erfindung ist gekennzeichnet durch eine solche Bemessung des Eingangskreises, daß der Eingangsleitwert der Oszillatorschaltung stets induktiv bleibt.

Es sei bemerkt, daß bereits eine Verstärkerschaltung bekannt ist, bei der die Kollektor-Basis-Diode eines in Basisschaltung betriebenen Transistors zur Abstimmung des Ausgangsresonanzkreises benutzt wird. Da auch bei dieser Schaltung bei tieferen Frequenzen eine größere Dämpfung des Ausgangsresonanzkreises auftritt, ist parallel zum Eingang eine direkt mit dem Emitter verbundene Kapazitätsdiode eingeschaltet, deren Vorspannung gegensinnig zu derjenigen der Kollektor-Basis-Diode geändert wird. Dadurch ändert sich auch ihre Dämpfung gegensinnig zur Dämpfung der Kollektor-Basis-Diode, so daß die Verstärkung in etwa konstant bleibt. Bei einem UHF-Oszillator ist es nicht möglich, eine Kapazitätsdiode in der beschriebenen Weise parallel zum Eingang zu schalten, weil dann die am Eingang wirksame Kapazität bei höheren Frequenzen vergrößert wird, so daß die eingangs erwähnten unerwünschten Effekte womöglich noch in verstärktem Maße auftreten.

Es ist weiterhin bekannt, bei einem Oszillator je einen auf die gleichen Frequenzen abgestimmten Eingangs- und Ausgangskreis vorzusehen, die bei der Abstimmung gleichsinnig abgestimmt werden, wobei die Resonanzfrequenzen der beiden Kreise gleichbleiben. Demgegenüber ist bei der Erfindung der Eingangskreis so bemessen, daß der resultierende Eingangsleitwert stets induktiv bleibt, d. h., daß die Resonanzfrequenz des Eingangskreises stets höher ist als die jeweilige Oszillatorfrequenz.

ίο Die Erfindung wird nachstehend an Hand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Schaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 2 einen Vierpol (α) bzw. ein Vierpol-Ersatz-Schaltbild (b), mit dessen Hilfe ein für die Erläuterung der Erfindung geeignetes Stabilitätskriterium abgeleitet wird,

F i g. 3 ein Stabilitätsdiagramm, mittels dessen die Wirkung der erfindungsgemäßen Schaltung mit dem Stand der Technik verglichen wird.

In Fig. 1 ist eine selbstschwingende Mischstufe gemäß der Erfindung zum Empfang von Fernsehsignalen im UHF-Bereich von 470 bis 860 MHz dargestellt. Da die Zwischenfrequenz für diese Zwecke

»5 ungefähr 35 MHz beträgt, muß die Schaltung im Bereich von etwa 500 bis etwa 900 MHz schwingen. Die Schaltung arbeitet mit einem pnp-Transistor 1 vom Typ AF 239, dessen Basis an einen zwischen den Pluspol der Versorgungsspannung (+12V) und Erde geschalteten Spannungsteiler mit den Widerständen 3 und 4 von 2,2 bzw. 8,2 kQ angeschlossen ist und dessen Emitter über einen Widerstand 2 von 1,2 kQ mit dem Pluspol verbunden ist, während der Kollektor über eine zur Entnahme der ZF bestimmte, für Gleichstrom durchlässige Impedanz 5 an Erde liegt. Die Basis des Transistors ist durch einen Kondensator 6 von 820 pF für die auftretenden Wechselspannungen geerdet (Basisschaltung).

Die empfangenen UHF-Schwingungen werden der Mischschaltung über eine mit dem nicht näher dargestellten Topfkreis der Vorstufe magnetisch gekoppelte Koppelschleife 7 zugeführt, die zwischen den Emitter des Transistors 1 und den für Wechselspannungen durch einen Kondensator 8 von 1000 pF kurzgeschlossenen Emitterwiderstand 2 eingeschaltet ist.

Der Kollektor des Transistors ist über eine Kapazität 9 von 3,9 pF mit einem am anderen Ende geerdeten, als Topfkreis ausgebildeten Parallelresonanzkreis verbunden, dessen einer Zweig einen Kondensator 10 von 12 pF und dessen anderer Zweig die Serienschaltung einer Induktivität 11 und einer Kapazitätsdiode 12 vom Typ BB 105 enthält. Die Induktivität 11 kann durch den Anschlußdraht der Kapazitätsdiode 12 gebildet werden, wie das etwa in dem deutschen Gebrauchsmuster 1 981 340 beschrieben ist. Die Kapazität der Diode wird durch die positive Abstimmspannung gesteuert, die an einem Potentiometer 13 von 50 kß liegt, dessen für Wechselspannungen durch einen Kondensator 14 von 820 pF geerdeter Abgriff über einen Widerstand 15 von 100 kQ mit der Kathode der Kapazitätsdiode 12 verbunden ist. Am Verbindungspunkt der Kondensatoren 9 und 10 ist ein Rückkopplungskondensator 16 von 0,8 pF angeschlossen, dessen anderes Ende unmittelbar mit dem Emitter verbunden ist. Die Schaltung schwingt daher annähernd mit der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises 10,11,12.

Der Emitter des Transistors 1 ist außerdem noch über einen Kondensator 17 von 15 pF mit der Kathode einer weiteren Kapazitätsdiode 18 verbunden, deren anderes Ende geerdet ist. Die Kapazität der Diode 18 wird durch die Abstimmspannung, die ihrer Kathode über einen Widerstand 19 zugeführt wird, zwischen 0,8 und 4 pF gesteuert. Dadurch, daß die Abstimmspannung sowohl an der Abstimmdiode 12 als auch an der im Eingangskreis wirksamen Diode 18 anliegt, wird erreicht, daß die Kapazitäten in gleichem Sinne gesteuert werden.

Die Wirkung der Diode 18 wird an Hand eines Stabilitätskriteriums erläutert, dessen Voraussetzungen nachstehend kurz abgeleitet werden:

F i g. 2 a zeigt einen Vierpol, für den bekanntlich die Beziehungen

Z₁ = F₁₁M₁ + Y₁₂U₂

I₂ = Y₂i^Mi ~f~ ^22^Μ2

gelten.

Ein solcher Vierpol kann daher durch ein Ersatzschaltbild gemäß F i g. 2 b ersetzt werden. Bei dieser Ersatzschaltung wird durch die Rückwirkung über Y₁₂ im Eingang ein Strom

erzeugt. Bei Leerlauf am Ausgang (Z₂ = 0) ist

U₂= -U₁- Y₂₁ZY₂₂. '

Da U₁ = J₁ / Y₁₁ ist, ergibt sich

(2)

U₂=-I₁-Y₂₁ZY_n-S₂. (2')

Gleichung (2^ eingesetzt in Gleichung (1) ergibt

(3)

'ι · ^yi2 ■ ^y2i! ^Yu

'i R
Wenn der Faktor

Y · Y IY · Y > ι

¹ 12 ' 21' ^l 11 ' 22 <-

(4)

ist, ist I_{1 R} > I₁, und somit schwingt die Schaltung.

Wenn, wie bei der Schaltung gemäß F i g. 2, der Ausgangsleitwert Y₂₂ praktisch durch einen Parallelresonanzkreis gebildet wird, ist

Y₂₂= G₂-(1 + /VQ),

wobei G₂ der Resonanzleitwert, ν die relative Verstimmung und Q die Güte des Parallelresonanzkreises sind. Damit wird die Bedingung (4) zu

Y₁₂- Y₂₁ZG₂-(I + /vß)> Y₁₁. (4')

Der linke Term dieser Ungleichung stellt in der komplexen Leitwertebene einen Kreis mit dem Vektor Y₁₂Y₂JG₂ als Durchmesser dar. Die Schaltung schwingt, wenn Y₁₁ mit seiner Spitze innerhalb des Kreises oder auf dem Kreisumfang liegt.

In F i g. 3 sind derartige Kurven für eine Schaltung gemäß F i g. 1 — allerdings ohne den Zweig mit dem Kondensator 17 und der Kapazitätsdiode 18 — bei 500 und bei 900MHz dargestellt; dabei gelten die mit den Bezugsziffern 20 bis 24 versehenen Teile des Diagramms für 500 MHz, während die mit 30 bis 34 bezeichneten Teile für 900MHz gelten. Die Kurve 20 entspricht dem Kreis für 500 MHz. Der Vektor 21 des Eingangsleitwertes Y₁₁ liegt außerhalb des Kreises; die Schaltung schwingt also nicht. Der Kreis 30 für 900 MHz hat einen größeren Durchmesser als der Kreis 20, obwohl Y₂₁ (die Steilheit) bei 900 MHz kleiner als bei 500 MHz ist. Dafür ist aber bei dieser Frequenz der Resonanzleitwert G₂ und der Rückwirkungsleitwert Y₁₂, der praktisch durch die (negative) Impedanz des Rückkopplungskondensators gegeben ist. größer als bei 500MHz. Außerdem ist der Kreis 30 gegenüber dem Kreis 20 in Richtung auf die negativ-imaginäre Achse verschoben, weil der Vektor Y₂₁ sich um den gleichen Winkel gedreht hat. Auch der Vektor 31 des Eingangsleitwertes Y₁₁ ist gegenüber dem Vektor 21 gedreht und außerdem kleiner als dieser. Seine Spitze

ίο liegt daher innerhalb des Kreises 30, und daher schwingt die Schaltung mit einer Frequenz, die etwa dem Schnittpunkt des (verlängerten) Vektors 31 mit dem Kreis 30 entspricht.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß die Darstellung der Bedingung (4') durch ein Diagramm gemäß F i g. 3 nur dann exakt ist, wenn am Ausgang tatsächlich ein Parallelresonanzkreis liegt und wenn die Leitwerte Y₁₁, Y₁₂ und Y₂₁ frequenzunabhängig sind. Der Resonanzkreis 10, 11, 12 der Schaltung gemäß F i g. 1 verhält sich jedoch nur in der Umgebung der Parallelresonanzfrequenz wie ein Parallelresonanzkreis, und die Vierpol-Leitwerte hängen stark von der Frequenz ab. Das Stabilitätsdiagramm in F i g. 3 ist daher nur bei kleinen Verstimmungen ν (ζ. Β. bei

as ν = ± 1 °/o, was bei 900 MHz einer Frequenzabweichung von 4,5 MHz entspricht) eine gute Näherung. Wenn in diesem Falle die Kreisgüte Q = 100 ist, ist Q- ν = +1, was auf den Kreisen 20 bzw. 30 den Punkten 22, 22' bzw. 32, 32' entspricht. Zumindest zwischen den Punkten 22 und 22' bzw. 32 und 32' ist also die Darstellung gemäß F i g. 3 hinreichend genau.

Wenn dem Eingang des Transistors ein Kondensator parallel geschaltet wird, verschiebt sich die Spitze des Vektors 21 für den Eingangsleitwert parallel zur imaginären Achse nach oben. Dadurch kann zwar erreicht werden, daß der Vektor des Eingangsleitwertes innerhalb des 500-MHz-Kreises 20 liegt (vgl. Vektor 23), jedoch wird durch den Kondensator am Transistoreingang der Vektor für den 900-MHz-Eingangswert noch stärker verschoben (vgl. Vektor 33), weil der Blindleitwert ja proportional mit der Frequenz wächst. Der Vektor 33 ist dabei so kurz, daß Uberrückkopplungseffekte auftreten.

Diese Effekte werden zwar bei der bekannten Schaltung vermieden, bei der der Rückkopplungskondensator durch eine Kapazitätsdiode ersetzt ist, denn dabei wird mit steigender Frequenz die Rückkopplungskapazität verringert, so daß auch Y₁₂ und damit der Kreis 30 kleiner werden, wie das in F i g. 3 durch den gestrichelten Kreis 30' angedeutet ist. Der Kreis 30' wird jedoch verhältnismäßig weit außerhalb der Resonanz des Ausgangsschwingkreises von der Verlängerung des Vektors 33 geschnitten. Tn diesem Bereich ist aber der Abstand zweier Punkte mit einem bestimmten Frequenzunterschied auf dem Kreisbogen wesentlich kleiner als im Bereich der Resonanzfrequenz /₀. Das bedeutet, daß sich die Oszillatorfrequenz verhältnismäßig stark ändert, wenn der Eingangsleitwert — bedingt beispielsweise durch Temperaturänderungen — seine Phasenlage etwas ändert bzw. wenn der Vektor 33 etwa gedreht wird, so daß er die Lage 33' einnimmt. Dieser Effekt wird noch wesentlich infolge der Tatsache verstärkt, daß der Leitwert · eines Parallelresonanzkreises — der zum Eingang parallele Kondensator bildet ja zusammen mit dem induktiven Leitwert der Koppelschleife und des Transistoreinganges ebenfalls einen Parallel-

resonanzkreis — bei Änderung eines seiner frequenzbestimmenden Elemente seine Phase um so stärker ändert, je kleiner sein Phasenwinkel ist. So wird beispielsweise die Phase eines komplexen Leitwertes mit einem Phasenwinkel von 30° durch Änderung des Blindleitwertes dreimal so stark beeinflußt wie bei 60° (bei gleicher Größe des Realteils des Leitwertes).

Bei Temperaturschwankungen, bei denen stets auch der Blindleitwert des Eingangskreises geringfügig schwankt, ändert sich wegen der geschilderten Effekte die Oszillatorfrequenz in einem nicht vertretbaren Ausmaß. (Diese starke Temperaturabhängigkeit im Bereich der höheren Oszillatorfrequenzen besteht natürlich auch bei der bekannten Schaltung mit festem Rückkopplungskondensator; hier tritt sie jedoch hinter den Uberrückkopplungseffekten zurück.) Außerdem ist diese Schaltung bei der Serienfertigung stark den Streuungen der Transistorparameter unterworfen.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung, bei der die Rückkopplungskapazität konstant, dafür aber die parallel zum Eingang wirksame Kapazität veränderlich ist, ist bei niedrigeren Frequenzen der kapazitive Eingangsblindleitwert größer als bei höheren Frequenzen. Der Vektor 21 wird daher parallel zur imaginären Achse um einen größeren Betrag nach oben verschoben (resultierender Vektor: 24) als der Vektor 31 (resultierender Vektor: 34), dessen Winkel mit der reellen Achse daher verhältnismäßig groß bleibt. Die Schaltung schwingt bei 500MHz also, ohne bei 900MHz die geschilderte Temperaturabhängigkeit oder gar Überrückkopplungseffekte zu zeigen.

Obwohl die Erfindung an Hand einer Schaltung mit kapazitiver Rückkopplung erläutert wurde, ist es auch möglich, statt dessen eine induktive Rückkopplung vorzusehen. Ebenso ist es möglich, den Ausgangskreis, bei dem eine feste Kapazität parallel zu der Serienschaltung einer Induktivität und einer Kapazitätsdiode geschaltet ist (sogenannte A/2-Technik), durch einen Ausgangskreis zu ersetzen, bei dem die Induktivität der Serienschaltung einer festen Kapazität und einer Kapazitätsdiode parallel geschaltet ist (sogenannte 2/4-Technik), wobei bei kapazitiver Rückkopplung die Spannung über der Kapazitätsdiode auf den Eingang rückgeführt wird. Gegebenenfalls könnte auch der Rückkopplungskondensator wie bei der bekannten Schaltung durch eine Kapazitätsdiode ersetzt werden.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Oszillatorschaltung für den UHF-Bereich mit einem in Basisschaltung betriebenen Transistor mit einer Rückkopplung vom Ausgang auf den Eingang, einem mittels einer ersten Kapazitätsdiode abstimmbaren Ausgangskreis und einer im Eingangskreis wirksamen zweiten Kapazitätsdiode, die durch die Abstimmspannung im gleichen Sinne beeinflußt wird wie die erste Kapazitätsdiode, gekennzeichnet durch eine solche Bemessung des Eingangskreises, daß der Eingangsleitwert der Oszillatorschaltung stets induktiv bleibt.

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgangskreis und den Emitter des Transistors (1) eine Kapazitätsdiode geschaltet ist, die so gesteuert ist, daß ihr Blindleitwert mit steigender Frequenz abnimmt.

3. Selbstschwingende Mischstufe mit einer Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zu mischende Signal über eine mit dem Eingang verbundene Koppelschleife (7) zugeführt wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen