DE1766734B1 - Oszillatorschaltung fur den UHF Bereich mit einem Transistor - Google Patents
Oszillatorschaltung fur den UHF Bereich mit einem TransistorInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Oszillatorschaltung für den UHF-Bereich (500 bis 900MHz)
mit einem in Basisschaltung betriebenen Transistor mit einer Rückkopplung vom Ausgang auf den Eingang,
einem mittels einer ersten Kapazitätsdiode abstimmbaren Ausgangskreis und einer im Eingangskreis
wirksamen zweiten Kapazitätsdiode, die durch die Abstimmspannung im gleichen Sinne beeinflußt
wird wie die erste Kapazitätsdiode.
Wegen der bei niedrigeren Frequenzen geringeren Güte der Kapazitätsdioden haben derartige Schaltungen
am oberen Ende des Frequenzbereiches ein anderes Schwingverhalten als am unteren Ende. Daher
oszilliert eine solche Schaltung nicht bei 500 MHz, obwohl sie bei 900 MHz gut schwingt; wenn die
Schaltung jedoch so ausgelegt ist — bei kapazitiver Rückkopplung beispielsweise dadurch, daß parallel
zum Transistoreingang ein Kondensator von einigen pF geschaltet ist —, daß sie bei 500 MHz schwingt,
treten bei 900 MHz Uberrückkopplungseffekte oder zumindest eine starke Temperaturabhängigkeit der
Oszillatorfrequenz auf.
Man hat die Überrückkopplungseffekte schon zu umgehen versucht, indem man die Spannung vom
Ausgang auf den Eingang über eine Kapazitätsdiode rückkoppelte, die in gleicher Weise wie die Kapazitätsdiode
im Ausgangskreis gesteuert wurde, so daß bei niedrigeren Frequenzen ein größerer Teil der Ausgangsspannung
rückgekoppelt wurde. Die Kapazität der Diode kann jedoch nicht beliebig groß gemacht
werden, weil sie dann zusammen mit dem induktiven Transistoreingang in den Bereich der Serienresonanz
gelangen könnte. Es kann daher auch bei dieser Schaltung nicht auf einen Kondensator von 1 bis 2 pF
parallel zum Basis-Emitter-Eingang verzichtet werden. Auch hierbei besteht eine starke Temperaturabhängigkeit
der höheren Oszillatorfrequenzen. Desgleichen wirken sich Streuungen der Transistorparameter
stark auf die Oszillatorfrequenz aus, so daß diese Schaltung für die Serienfertigung ungeeignet ist.
Die Schaltung nach der Erfindung soll bei annähernd gleichmäßigem Schwingverhalten weitgehend
temperaturunabhängig sein. Die Lösung dieser Aufgabe gemäß der Erfindung ist gekennzeichnet durch
eine solche Bemessung des Eingangskreises, daß der Eingangsleitwert der Oszillatorschaltung stets induktiv
bleibt.
Es sei bemerkt, daß bereits eine Verstärkerschaltung bekannt ist, bei der die Kollektor-Basis-Diode
eines in Basisschaltung betriebenen Transistors zur Abstimmung des Ausgangsresonanzkreises benutzt
wird. Da auch bei dieser Schaltung bei tieferen Frequenzen eine größere Dämpfung des Ausgangsresonanzkreises
auftritt, ist parallel zum Eingang eine direkt mit dem Emitter verbundene Kapazitätsdiode
eingeschaltet, deren Vorspannung gegensinnig zu derjenigen der Kollektor-Basis-Diode geändert wird.
Dadurch ändert sich auch ihre Dämpfung gegensinnig zur Dämpfung der Kollektor-Basis-Diode, so
daß die Verstärkung in etwa konstant bleibt. Bei einem UHF-Oszillator ist es nicht möglich, eine
Kapazitätsdiode in der beschriebenen Weise parallel zum Eingang zu schalten, weil dann die am Eingang
wirksame Kapazität bei höheren Frequenzen vergrößert wird, so daß die eingangs erwähnten unerwünschten
Effekte womöglich noch in verstärktem Maße auftreten.
Es ist weiterhin bekannt, bei einem Oszillator je einen auf die gleichen Frequenzen abgestimmten
Eingangs- und Ausgangskreis vorzusehen, die bei der Abstimmung gleichsinnig abgestimmt werden, wobei
die Resonanzfrequenzen der beiden Kreise gleichbleiben. Demgegenüber ist bei der Erfindung der
Eingangskreis so bemessen, daß der resultierende Eingangsleitwert stets induktiv bleibt, d. h., daß die
Resonanzfrequenz des Eingangskreises stets höher ist als die jeweilige Oszillatorfrequenz.
ίο Die Erfindung wird nachstehend an Hand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels
näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 eine Schaltung gemäß der Erfindung, F i g. 2 einen Vierpol (a) bzw. ein Vierpol-Ersatzschaltbild
(b), mit dessen Hilfe ein für die Erläuterung der Erfindung geeignetes Stabilitätskriterium
abgeleitet wird,
F i g. 3 ein Stabilitätsdiagramm, mittels dessen die Wirkung der erfindungsgemäßen Schaltung mit dem
Stand der Technik verglichen wird.
In Fig. 1 ist eine selbstschwingende Mischstufe gemäß der Erfindung zum Empfang von Fernsehsignalen
im UHF-Bereich von 470 bis 860 MHz dargestellt. Da die Zwischenfrequenz für diese Zwecke
ungefähr 35 MHz beträgt, muß die Schaltung im Bereich von etwa 500 bis etwa 900 MHz schwingen.
Die Schaltung arbeitet mit einem pnp-Transistor 1 vom Typ AF 239, dessen Basis an einen zwischen
den Pluspol der Versorgungsspannung (+12V) und Erde geschalteten Spannungsteiler mit den Widerständen
3 und 4 von 2,2 bzw. 8,2 kQ angeschlossen ist und dessen Emitter über einen Widerstand 2 von
1,2 kQ mit dem Pluspol verbunden ist, während der Kollektor über eine zur Entnahme der ZF bestimmte,
für Gleichstrom durchlässige Impedanz 5 an Erde liegt. Die Basis des Transistors ist durch einen Kondensator
6 von 820 pF für die auftretenden Wechselspannungen geerdet (Basisschaltung).
Die empfangenen UHF-Schwingungen werden der Mischschaltung über eine mit dem nicht näher dargestellten
Topfkreis der Vorstufe magnetisch gekoppelte Koppelschleife 7 zugeführt, die zwischen den
Emitter des Transistors 1 und den für Wechselspannungen durch einen Kondensator 8 von 1000 pF
kurzgeschlossenen Emitterwiderstand 2 eingeschaltet ist.
Der Kollektor des Transistors ist über eine Kapazität 9 von 3,9 pF mit einem am anderen Ende geerdeten,
als Topfkreis ausgebildeten Parallelresonanzkreis verbunden, dessen einer Zweig einen Kondensator
10 von 12 pF und dessen anderer Zweig die Serienschaltung einer Induktivität 11 und einer Kapazitätsdiode
12 vom Typ BB 105 enthält. Die Induktivität 11 kann durch den Anschlußdraht der Kapazitätsdiode 12 gebildet werden, wie das etwa in
dem deutschen Gebrauchsmuster 1 981 340 beschrieben ist. Die Kapazität der Diode wird durch die positive
Abstimmspannung gesteuert, die an einem Potentiometer 13 von 50 kQ liegt, dessen für Wechselspannungen
durch einen Kondensator 14 von 820 pF geerdeter Abgriff über einen Widerstand 15 von 100 kQ
mit der Kathode der Kapazitätsdiode 12 verbunden ist. Am Verbindungspunkt der Kondensatoren 9 und
10 ist ein Rückkopplungskondensator 16 von 0,8 pF angeschlossen, dessen anderes Ende unmittelbar mit
dem Emitter verbunden ist. Die Schaltung schwingt daher annähernd mit der Resonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises
10,11,12.
3 4
Der Emitter des Transistors 1 ist außerdem noch und der Rückwirkungsleitwert F12, der praktisch
über einen Kondensator 17 von 15 pF mit der Ka- durch die (negative) Impedanz des Rückkopplungs-
thode einer weiteren Kapazitätsdiode 18 verbunden, kondensators gegeben ist, größer als bei 500 MHz.
deren anderes Ende geerdet ist. Die Kapazität der Außerdem ist der Kreis 30 gegenüber dem Kreis 20
Diode 18 wird durch die Abstimmspannung, die 5 in Richtung auf die negativ-imaginäre Achse ver-
ihrer Kathode über einen Widerstand 19 zugeführt schoben, weil der Vektor F21 sich um den gleichen
wird, zwischen 0,8 und 4 pF gesteuert. Dadurch, daß Winkel gedreht hat. Auch der Vektor 31 des Ein-
die Abstimmspannung sowohl an der Abstimmdiode gangsleitwertes F11 ist gegenüber dem Vektor 21 ge-
12 als auch an der im Eingangskreis wirksamen dreht und außerdem kleiner als dieser. Seine Spitze
Diode 18 anliegt, wird erreicht, daß die Kapazitäten io liegt daher innerhalb des Kreises 30, und daher
in gleichem Sinne gesteuert werden. schwingt die Schaltung mit einer Frequenz, die etwa
Die Wirkung der Diode 18 wird an Hand eines dem Schnittpunkt des (verlängerten) Vektors 31 mit
Stabilitätskriteriums erläutert, dessen Voraussetzun- dem Kreis 30 entspricht.
gen nachstehend kurz abgeleitet werden: An dieser Stelle sei bemerkt, daß die Darstellung
Fig. 2a zeigt einen Vierpol, für den bekanntlich 15 der Bedingung (4') durch ein Diagramm gemäß
die Beziehungen F i g. 3 nur dann exakt ist, wenn am Ausgang tatsächlich ein PaiallelTesonanzkieis liegt und wenn die
h = Yuui + Yi2u2 Leitwerte F11, F1., und F21 frequenzunabhängig sind.
h = ^2ΐΜι + ^22M2 Der Resonanzkreis 10, 11, 12 der Schaltung gemäß
gelten. 20 F i g. 1 verhält sich jedoch nur in der Umgebung der Ein solcher Vierpol kann daher durch ein Ersatz- Parallelresonanzfrequenz wie ein Parallelresonanzschaltbild
gemäß Fig. 2b ersetzt werden. Bei dieser kreis, und die Vierpol-Leitwerte hängen stark von
Ersatzschaltung wird durch die Rückwirkung über der Frequenz ab. Das Stabilitätsdiagramm in F i g. 3
F1, im Eingang ein Strom ist daher nur bei kleinen Verstimmungen ν (z.B. bei
_ _γ /i\ 25 v = +1 0Io, was bei 900 MHz einer Frequenz lK
12 2 ν abweichung von 4,5 MHz entspricht) eine gute Näheerzeugt. Bei Leerlauf am Ausgang (ι«, = 0) ist rung. Wenn in diesem Falle die Kreisgüte Q = 100
_ _ Y /v ' /7\ ist, ist Q- ν = + 1, was auf den Kreisen 20 bzw. 30
2 !' 21' 22 ■ K ' den Punkten 22, 22' bzw. 32, 32' entspricht. Zumin-Da
U1 = I1IY11 ist, ergibt sich 3° dest zwischen den Punkten 22 und 22' bzw. 32 und
_ _. γ , γ _ (2'\ 32' ist also die Darstellung gemäß F i g. 3 hin-2
1 21 11 22· ν reichend genau.
Gleichung (2') eingesetzt in Gleichung (1) ergibt Wenn dem Eingang des Transistors ein Konden-
_ ■ Y Y ,γ Y /o\ sator parallel geschaltet wird, verschiebt sich die
hR h ■ * 12 · 2 21 / x 11 · J 22 · y·3' 35 spitze des Vektors 21 für den Eingangsleitwert par-
Wenn der Faktor allel zur imaginären Achse nach oben. Dadurch kann
Y Y1Y Y ~> 1 (ΑΛ zwar erreicht werden, daß der Vektor des Eingangs-12 2l/
" 22— K ' leitwertes innerhalb des 500-MHz-Kreises 20 liegt
ist, ist I1K > Z1, und somit schwingt die Schaltung. (vgl. Vektor 23), jedoch wird durch den Kondensator
Wenn, wie bei der Schaltung gemäß F i g. 2, der 40 am Transistoreingang der Vektor für den 900-MHz-
Ausgangsleitwert F22 praktisch durch einen Parallel- Eingangswert noch stärker verschoben (vgl. Vektor
resonanzkreis gebildet wird, ist 33), weil der Blindleitwert ja proportional mit der
γ _ ^ (λ \ ■ π\ Frequenz wächst. Der Vektor 33 ist dabei so kurz,
x 22 - °2- \L "+"1v H) >
daß Überrückkopplungseffekte auftreten.
wobei G2 der Resonanzleitwert, ν die relative Ver- 45 Diese Effekte werden zwar bei der bekannten
Stimmung und Q die Güte des Parallelresonanzkreises Schaltung vermieden, bei der der Rückkopplungs-
sind. Damit wird die Bedingung (4) zu kondensator durch eine Kapazitätsdiode ersetzt ist,
Y YiC (Λ A- ' rf\"> Y (Α'λ denn dabei wird mit steigender Frequenz die Rück- 1 12
· J 21 / ^2 · K1- "I" / v Sl) ^- 1 11 · V+) kopplungskapazität verringert, so daß auch F12 und
Der linke Term dieser Ungleichung stellt in der 50 damit der Kreis 30 kleiner werden, wie das in Fi g. 3
komplexen Leitwertebene einen Kreis mit dem Vek- durch den gestrichelten Kreis 30' angedeutet ist. Der
tor Y10Y21IG, als Durchmesser dar. Die Schaltung Kreis 30' wird jedoch verhältnismäßig weit außerschwingt,
wenn F11 mit seiner Spitze innerhalb des halb der Resonanz des Ausgangsschwingkreises von
Kreises oder auf dem Kreisumfang liegt. der Verlängerung des Vektors 33 geschnitten. In
In F i g. 3 sind derartige Kurven für eine Schal- 55 diesem Bereich ist aber der Abstand zweier Punkte
tung gemäß F i g. 1 — allerdings ohne den Zweig mit mit einem bestimmten Frequenzunterschied auf dem
dem Kondensator 17 und der Kapazitätsdiode 18 — Kreisbogen wesentlich kleiner als im Bereich der Re-
bei 500 und bei 900 MHz dargestellt; dabei gelten sonanzfrequenz Jn. Das bedeutet, daß sich die Oszil-
die mit den Bezugsziftern 20 bis 24 versehenen Teile latorfrequenz verhältnismäßig stark ändert, wenn der
des Diagramms für 500 MHz, während die mit 30 60 Eingangsleitwert — bedingt beispielsweise durch
bis 34 bezeichneten Teile für 900MHz gelten. Die Temperaturänderungen — seine Phasenlage etwas
KuiMelO entspricht dem Kieis iür 500MHz. DeT ändert bzw. wenn dei Vektw 33 etwa gedieht w«d,
Vektor 21 des Eingangsleitwertes F11 liegt außerhalb so daß er die Lage 33' einnimmt. Dieser Effekt wird
des Kreises; die Schaltung schwingt also nicht. Der noch wesentlich infolge der Tatsache verstärkt, daß
Kreis 30 für 900 MHz hat einen größeren Durch- 65 der Leitwert eines Parallelresonanzkreises — der
messer als der Kreis 20, obwohl F.n (die Steilheit) zum Eingang parallele Kondensator bildet ja zusam-
bei 900 MHz kleiner als bei 500 MHz ist. Dafür ist men mit dem induktiven Leitwert der Koppelschleife
aber bei dieser Frequenz der Resonanzleitwert G2 und des Transistoreinganges ebenfalls einen Parallel-
resonanzkreis — bei Änderung eines seiner frequenzbestimmenden Elemente seine Phase um so stärker
ändert, je kleiner sein Phasenwinkel ist. So wird beispielsweise die Phase eines komplexen Leitwertes
mit einem Phasenwinkel von 30° durch Änderung des Blindleitwertes dreimal so stark beeinflußt wie
bei 60° (bei gleicher Größe des Realteils des Leitwertes).
Bei Temperaturschwankungen, bei denen stets auch der Blindleitwert des Eingangskreises geringfügig
schwankt, ändert sich wegen der geschilderten Effekte die Oszillatorfrequenz in einem nicht vertretbaren
Ausmaß. (Diese starke Temperaturabhängigkeit im Bereich der höheren Oszillatorfrequenzen
besteht natürlich auch bei der bekannten Schaltung mit festem Rückkopplungskondensator; hier tritt sie
jedoch hinter den Überrückkopplungseffekten zurück.) Außerdem ist diese Schaltung bei der Serienfertigung
stark den Streuungen der Transistorparameter unterworfen.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltung, bei der die Rückkopplungskapazität konstant, dafür aber die
parallel zum Eingang wirksame Kapazität veränderlich ist, ist bei niedrigeren Frequenzen der kapazitive
Eingangsblindleitwert größer als bei höheren Frequenzen. Der Vektor 21 wird daher parallel zur
imaginären Achse um einen größeren Betrag nach oben verschoben (resultierender Vektor: 24) als der
Vektor 31 (resultierender Vektor: 34), dessen Winkel mit der reellen Achse daher verhältnismäßig groß
bleibt. Die Schaltung schwingt bei 500 MHz also, ohne bei 900 MHz die geschilderte Temperaturabhängigkeit
oder gar Überrückkopplungseffekte zu zeigen.
Obwohl die Erfindung an Hand einer Schaltung mit kapazitiver Rückkopplung erläutert wurde, ist es
auch möglich, statt dessen eine induktive Rückkopplung vorzusehen. Ebenso ist es möglich, den Ausgangskreis,
bei dem eine feste Kapazität parallel zu der Serienschaltung einer Induktivität und einer
Kapazitätsdiode geschaltet ist (sogenannte Λ/2-Technik), durch einen Ausgangskreis zu ersetzen, bei
dem die Induktivität der Serienschaltung einer festen Kapazität und einer Kapazitätsdiode parallel geschaltet
ist (sogenannte 2/4-Technik), wobei bei kapazitiver Rückkopplung die Spannung über der Kapazitätsdiode
auf den Eingang rückgeführt wird. Gegebenenfalls könnte auch der Rückkopplungskondensator
wie bei der bekannten Schaltung durch eine Kapazitätsdiode ersetzt werden.
Claims (3)
1. Oszillatorschaltung für den UHF-Bereich mit einem in Basisschaltung betriebenen Transistor
mit einer Rückkopplung vom Ausgang auf den Eingang, einem mittels einer ersten Kapazitätsdiode
abstimmbaren Ausgangskreis und einer im Eingangskreis wirksamen zweiten Kapazitätsdiode,
die durch die Abstimmspannung im gleichen Sinne beeinflußt wird wie die erste Kapazitätsdiode, gekennzeichnet durch
eine solche Bemessung des Eingangskreises, daß der Eingangsleitwert der Oszillatorschaltung stets
induktiv bleibt.
2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgangskreis
und den Emitter des Transistors (1) eine Kapazitätsdiode geschaltet ist, die so gesteuert
ist, daß ihr Blindleitwert mit steigender Frequenz abnimmt.
3. Selbstschwingende Mischstufe mit einei Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das zu mischende Signal über eine mit dem Eingang verbundene Koppelschleife
(7) zugeführt wird.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19681766734 DE1766734C (de) | 1968-07-11 | Oszillatorschaltung für den UHF Bereich mit einem Transistor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1766734B1 true DE1766734B1 (de) | 1971-03-11 |
Family
ID=5699071
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1766734A Pending DE1766734B1 (de) | 1968-07-11 | 1968-07-11 | Oszillatorschaltung fur den UHF Bereich mit einem Transistor |
Country Status (4)
Country | Link |
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AT (1) | AT287087B (de) |
DE (1) | DE1766734B1 (de) |
DK (1) | DK123197B (de) |
SE (1) | SE344857B (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2443533A1 (de) * | 1973-09-21 | 1975-04-17 | Schrader Elect Nv | Elektronisch abstimmbarer verstaerkerkreis |
FR2415910A2 (fr) * | 1978-01-25 | 1979-08-24 | Lignes Telegraph Telephon | Dispositif de limitation du taux d'harmoniques d'un oscillateur |
-
1968
- 1968-07-11 DE DE1766734A patent/DE1766734B1/de active Pending
-
1969
- 1969-07-08 SE SE9688/69A patent/SE344857B/xx unknown
- 1969-07-08 DK DK368569AA patent/DK123197B/da unknown
- 1969-07-09 AT AT656969A patent/AT287087B/de not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2443533A1 (de) * | 1973-09-21 | 1975-04-17 | Schrader Elect Nv | Elektronisch abstimmbarer verstaerkerkreis |
FR2415910A2 (fr) * | 1978-01-25 | 1979-08-24 | Lignes Telegraph Telephon | Dispositif de limitation du taux d'harmoniques d'un oscillateur |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DK123197B (da) | 1972-05-23 |
SE344857B (de) | 1972-05-02 |
AT287087B (de) | 1971-01-11 |
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