DE1623723A1 - Schaltungsanordnung fuer einen als Zustandsfuehler dienenden Phasenschieber-Oszillator - Google Patents

Description

"Schaltungsanördhung für einen als Zustandsfühler
dienenden Phasenschieber-Oszillator.''

Die Erfindung bezieht sieh auf elektrische Oszillatoren, insbesondere auf Phasenschieber-Oszillatoren, die als Zustandsfühler arbeiten. Die Erfindung benutzt die Verstärkungs- und Phasenschiebereigenschaften eines Elementes in einem Phasenschieber-Null-lTetzwerk, das einen verteilten Widerstand und eine verteilte Kapazität hat-. .

Es wurde bereits erwähnt, daß solche Netzwerke in Zustandefühler-Oszillatoren benutzt werden könnten* Es traten jedoch beim Aufbau solcher Oszillatoren Probleme auf.Die bisher ungelösten Probleme bestanden darin, daß die Einrichtungen nur ein sehr langsames Anschwingverhalten hätten, also nicht vom

Λ iiU υ Unterlagen (Art 7 § I Abs. 2 Nr. T Satz 3 dos ÄndtronflSflet. v. 4. i. 11621

Aus-Zustand in den Ein-Zustand schnappten. Außerdem änderte sich die Schwingungsfrequenz über einen verhältnismäßig "breiten Bereich, und die Genauigkeit des Überganges zwischen den Ein-Zustand und dem Aus-Zustand war schlecht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung vorzuschlagen, die die bisher bekannten Probleme und Schwierigkeiten vermeidet. ■ . '

Es wurde bereits versucht, Zustandsfühler-Phasenschieber-Oszillatoren als integrierte Halbleiterschaltungen aufzubauen.' Diese Versuche waren im wesentlichen jedoch erfolglos, und zwar_ aus den oben erwähnten Gründen. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden jedoch geeignete Schaltungsanordnungen vorgeschlagen, die sich zum Aufbau von integrierten Schaltungen auf einem einzelnen Halbleiterstreifen eignen.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärker und ein steuerbares Phasenschiebernetzwerk vorgesehen sind, das im Rückkopplungsweg um den Verstärker angeordnet ist, daß das Phasenschiebernetzwerk einen verteilten Widerstand und eine verteilte Kapazität enthält, die ein phasenverschobenes Signal erzeugen, und eine Impedanzcharakteristik hat, die entweder wesentlich höher oder wesentlich niedriger als die Impedanzen an seinem Eingang und Ausgang ist, und zwar derart, daß das Phasenschiebernetzwerk als Übertragungsleitwert bzw. als Übertragungsimpedanz arbeitet, daß ein weiterer Schaltungskreis, vorgesehen ist, der aus einem Koppelnetzwerk besteht, das zwischen den Ausgang des Verstärkers und das Phasenschiebernetzwerk geschaltet ist und eine Phasenverschiebung hat, die etwa gleich der des Phasenschiebernetzwerkes ist, oder einen solchen Wert hat, daß er in einer solchen vorbestimmten Beziehung zur Impedanzcharakteristik steht, daß die Betriebsweise durch die Beziehung zwischen der Verstärkerimpedanz und der Impedanz des Phasenschiebernetzwerkes best immt wird.

Bisher bekannte Oszillatoren wurden so aufgebaut, daß das Phasenschiebernetzwerk im spannungsabhängigen Betrieb arbeitete.

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•Das Phasenschiebernetzwerk kann "bewußt so "betrieben werden, daß es als Üb er tr agungs impedanz oder als Übertragungs^!leitwerk arbeitet, indem die Ein- und Ausgangsimpedanzen des Phasenschiebernetzwerkes und die Impedanzen bestimmter anderer Elemente der Schaltungsanordnung entsprechend dimensioniert wer-den.

Nachfolgend sollen die in dieser Beschreibung benutzten Definitionen für die Begriffe "Übertragungsimpedanz" und "Übertragungsleitwert" in Verbindung mit Netzwerk-Übertragungsfunktionen allgemeiner. Vierpolnetzwerke definiert werden. Der Betrieb als Übertragungsimpedanz liegt dann vor, we'nn die Netzx^erk-Übertragungsfiinktion gleich der Aus gangs spannung des Netzwerkes dividiert durch den Eingangsstrom, des Netzwerkes ist, und zwar wenn der Ausgangsstrom gleich Null ist ( das heißt ο ;

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i a Q). Dieser Betrieb kann erreicht werden, wenn die ο _ ■ . >

Eingangsimpedanz des Phasenschiebernetzwerkes niedrig gegenüber der an den Eingang des Netzwerkes angeschlossenen effektiven Impedanz ist und wenn die Ausgangsimpedanz des Phasenschiebernetzwerkes niedrig gegenüber dem effektiven Ausgangswiderstand ist. Der Betrieb mit einer Übertragungsimpedanz kann ebenso erreicht werden, wenn die Eingangsimpedanz des Phasenschiebernetzwerkes niedrig gegenüber der -Ausgangsimpedanz des Verstärkers ist und gleichzeitig im Phasenwinkel an die Impedanz des Koppelnetzwerkes angepaßt ist und wenn die Ausgangsimpedanz des Phasenschiebernetzwerkes niedrig gegenüber der Eingangsimpedanz des Verstärkers ist. Der Betrieb mit einem Übertragungsleitwert liegt vor, wenn die Netzwerk-Übertragungsfunktion gleich dem Ausgangsstrom dividiert durch die Eingangsspannung ist, wenn die Aus gangs spannung gleich Null istf (das heißt ¹O." ; ν =* O) . Der' Betrieb mit einem Übertragungsleit-

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wert kann erreicht werden, wenn die Eirigangsimpedanz des Phasenschiebernetzwerkes hoch gegenüber der effektiven Impedanz ist, die an den Eingangskreis des Netzwerkes angeschlossen ist, und wenn die Ausgangsimpedanz des Phasenschiebernetzwerkes hoch gegenüber der effektiven Impedanz ist, die an den Ausgangskreis des Netzwerkes angeschlossen ist. Für diese Betriebsweise können die Impedanzen als niedrig¹ oder hoch gegenüber einer anderen betrachtet werden,p'jwenn.'"sie um mehr als den Faktor 3 voneinander abweichen. Ein -h&sner es ..Verhalten^Wird je-

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doch erreicht, wenn die Impedanzen um mehr als den Faktor 10 voneinander abweichen. "■ -

Die Betriebsweise mit einer Übertragungsimpedanz ist zweckmäßig in Verbindung mit widerstands-gesteuerten und kapazitätsgesteuerten Null-Phasenschiebernetzwerken. Der Betrieb mit einem Übertragungsleitwert ist besonders zweckmäßig in Verbindung .mit kapazitäts-gesteuerten Phasenschiebernetzwerken.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die beigefügten Figuren näher erläutert. Es zeigt:

Ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ,

ein Schaltbild einer Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes , .

ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes,

eine vereinfachte, perspektivische Ansicht eines Halbleiterstreifens für einen integrierten Aufbau des Ausführungsbeispiels nach Fig. 2, das Schaltbild eines für den Erfindungsgegenstand geeigneten Phasenschiebernetzwerkes, das Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines Phasenschiebernetzwerkes,

das Schaltbild eines Oszillators gemäß der Erfindung mit variabler Frequenz.

Die Beschreibung beginnt am besten mit den Phasenschiebernetzwerken der Figuren 5 und 6. Fig. 5 zeigt ein Phasenschiebernetzwerk (B-Netzwerk),. bei dem ein Widerstand durch einen Zustand gesteuert wird. Dieses Netzwerk kann für den Erfindungsgegenstand benutzt werden. Eine verteilte Widerstands-Kapazitäts-Zone (HC-Zone) 50 hat einen Widerstandsbereich (R) 51 und einen Kapazitätsbereich (C) 52. Ein Zustandsfühlerelement ist hier als variabler Widerstand (IL,) 53 ausgebildet und ist mit einem Anschluß mit dem kapazitiven Bereich 52 und mit dem anderen Ende mit dem gemeinsamen Eingangs- und Ausgangsanschluß des R-Ne-tzwerkes verbunden. Dieses R-Netzwerk kann als ein Vierpolnetz-

Fig.	1
Fig.	2
Fig.	3
Fig.	4
Fig.	5
Fig.	6
Fig.	7

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werk aufgefaßt werden, das einen Eingangskreis zwischen den Punkten 10 und 11 und einen Ausgängskreis zwischen den Punkten 12 und 13 hat« Das zustandsfühlende Element in einem solchen Netzwerk könnte auch ein variabler Kondensator sein. Der Widerstandsbereich 51 kann in diesem Netzwerk zusätzlich oder anstelle des Widerstandes 53r falls gewünscht, als zustandsabhängiges Element benutzt werden.

Das R-Netzwerk der Fig. 5 ist symmetrisch. Aus diesem Grunde sind Eingangs- und Ausgangsimpedanzen identisch und können als die Eigenimpedanz des Netzwerkes bezeichnet werden. Dieses R-Netzwerk ist außerdem ein Null-Netzwerk mit einer Null-Frequenz (α-Ό ), die durch die folgende Gleichung gegeben ist: - -· ^o HC »11,1. -

Die Null-Charakteristik des R-Netzwerkes ist für die vorliegende Erfindung nicht so wichtig. Die Null-Frequenz (<-*>O) ist jedoch wichtig, weil es sich hierbei um die Frequenz handelt, bei der das R-Netzwerk eine Phasenverschiebung von -180 für ein Signal bewirkt, das unter den entsprechenden Bedingungen an den Eingangskreis angelegt wird.

In einem Fall der Erfindung wird das R-Netzwerk der Fig. 5 als Übertragungsimpedanz benutzt. Bei dieser Betriebsweise wird die Impedanzcharakteristik des R-Netzwerkes so dimensioniert, daß sie verhältnismäßig niedrig gegenüber den effektiven Impedanzen am Eingang und Ausgang des Netzwerkes ist. In der Nähe der Null-Frequenz ist die Impedanzcharakteristik des R-Netzwerkes etwa gleich der Impedanzcharakteristik des verteilten RO-Bereiches innerhalb des Netzwerkes. Die ImpQdanzcharakteristik des R-Netzwerkes In der Nähe dieser Frequenz kann durch entsprechende Wahl der Größen von R und/οder C beeinflußt werden.

Das R-Netzwerk der Fig. 5 Jiat die folgenden kritischen Verhältnisse der Widerstände für: bestimmte Phasenverschiebungen:

S - 17,7*

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Im Betrieb mit einer Übertragungsimpedanz bewirkt das R-Netzwerk bei keiner Frequenz eine Phasenverschiebung von -180°, wenn dieses Verhältnis niedriger als 17·>! ist. Die Phasenverschiebung bei der Null-Frequenz ist 0°. In der gleichen Betriebsweise bewirkt das R-Netzwerk immer dann genau eine Phasenverschiebung von -180° bei der Null-Frequenz, wenn dieses Verhältnis gleich oder größer als 17,7 ist, und zwar unabhängig davon,, um wieviel das Verhältnis diesen kritischen Wert übersteigt. Diese Eigenschaft ist bei anderen Betriebsweisen und bei den bisher bekannten Schaltungsanordnungen nicht vorhanden. Dieses Verhältnis kann durch Änderung des Widerstandes 53 und/oder des ,Widerstandsbereiches 51 erreicht werden. Hieraus geht also hervor, daß im Betrieb mit einer Ubertragungsimpedanz das B-Netzwerk ein sehr kritisches Verhältnis hat, oberhalb dessen bei der gleichen Frequenz (^q ) immer eine Phasenverschiebung von -180° erreicht wird und unterhalb dessen für keine Frequenz diese Phasenverschiebung von -180 erreicht werden kann. * .

In Fig. 6 ist ein Phasenschiebernetzwerk (G-Netzwerk) gezeigt, bei der eine Kapazität durch den zu fühlenden Zustand gesteuert wird. Der verteilte RG-Bereich 50 enthält ein zustandsabhängiges Element, das hier als variabler Kondensator (Go) 54 gezeigt ist, der an die Enden des Widerstandsbereiches 51 angeschlossen ist. Dieser kapazitive Bereich kann in diesem Netzwerk zusätzlich oder anstelle des Kondensators 54- als zustandsabhängiges Element benutzt werden. Dieses C-Netzwerk kann als ein symmetrisches Vierpolnetzwerk betrachtet werden, dessen •Impedanzcharakteristik sich nur geringfügig von der Impedanzcharakteristik des verteilten RC-Bereiches 50 unterscheidet. Das C-Netzwerk der Fig. 6 ist ebenfalls ein Null-Netζwerk mit einer Null-Frequenz, die durch die gleiche Gleichung wie für das R-Netzwerk definiert wird«

In einem anderen Fall der Erfindung wird das C-Netzwerk der Fig. 6 als Ubertragungsimpedanz benutzt. Dies kann dadurch erfolgen, daß die Impedanzen genauso wie bei dem R-Netzwerk ausgewählt werden« Das C-Netzwerk kann außerdem als Übertragungsimpedanz betrieben .werden, wenn ein Koppelnetzwerk an den Eingangskreis des

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C-Netzwerkes angeschlossen ist und wenn die Impedanz des Koppelnetzwerkes an die Impedanzcharakteristik des C-Netzwerkes angepaßt ist. Ein .solches Koppelnetz_Werk muß eine Impedanz haben, deren Phasenwinkel im wesentlichen gleich dem der Impedanzchärakteristik des G-Netzwerkes ist, und zwar bei der interessierenden Frequenz. Ein solches Koppelnetzwerk wird durch eine Verlängerung des RG-Bereiches gebildet.

Die Eigenschaften des C-Netzwerkes der Fig. 6 hängen ebenfalls wie die des R-Netzwerkes von einem bestimmten Verhältnis der Einzelteile ab. Das kritische Verhältnis liegt bei

§ = 17,7-

Die PhasenheZiehungen sind jedoch nicht so genau wie beim R-

C
Netzwerk. Ist der Wert ·»■' kleiner als 17,7 und arbeitet das C-

2
Wetzwerk als Übertragungsimpedanz, so ist die Phasenverschiebung bei der Null-Frequenz zwischen 0° und -13,4°. In der gleichen Betriebsweise und bei der gleichen 3?re'qu.enz ist dann, wenn, die

C¹
Größe ^ gleich oder größer ist als 17,7ν die Phasenverschiebung

zwischen -180° und -203,4-°, und zwar abhängig davon, um wieviel das Verhältnis diesen kritischen Wert überschreitet. Der Wert des Verhältnisses wird durch .Änderung des Kondensators 5^ und/ oder des kapazitiven Bereiches 52 beeinflußt* Das C-Netzwerk hat jedoch bei keiner Frequenz eine Phasenverschiebung von -180°, wenn der kritische Wert niedriger als 17,7 liegt. Wenn das Verhältnis gleich oder größer als 17»7 ist, so wird für eine Frequenz sehr nahe der Null-Frequenz eine Phasenverschiebung von -180° erhalten. Obwohl' die Frequenz, bei der eine Phasenverschiebung von -180° auftritt-, sich geringfügig mit dem Wert des Verhältnisses -π ändert, ist diese Variation jedoch erheblich kleiner als bei aen bisher bekannten Schaltungsanordnungen. Dieser kleinere V.ariationsbereich ist sehr wichtig, insbesondere bei integrierten Schaltungen, bei denen eine Impedanzanpassung benutzt werden muß, um die Phasenwinkel der Impedanzcharakteristik: des G-Netzwerkes an die Koppelimpedanz über den möglichen Bereich der interessierenden Frequenzen anzupassen.

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Bei einer anderen Form der Erfindung wird das C-Netzwerk der Fig. 6 als Übertragungsleitwert betrieben. Dieser Betrieb wird dadurch, erreicht, daß die Impedanzcharakteristik des C-Netzwerkes verhältnismäßig hoch gegenüber den Impedanzen am Eingang und Ausgang des C-Netzwerkes bemessen wird. Beim Betrieb als Übertragungsleitwert liefert"das C-Netzwerk immer eine Phasenverschiebung von +90° bei der Null-Frequenz, wenn der Wert γτ kleiner als 17*7 ist. Eine Phasenverschiebung von -90 wird

G immer dann bei der Null-Frequenz bewirkt, wenn der Wert 77

L/p

gleich oder größer als 17 ?7 ist, und zwar unabhänjg davon, um wieviel das Verhältnis diesen kritischen Wert überschreitet. Keine bisher bekannte Betriebsart oder keine bisher bekannte .Schaltungsanordnung hat diese Eigenschaft. Da das C-Netzwerk symmetrisch ist, kann ein anderes symmetrisches Netzwerk mit einem gleichen Phasenwinkel der Impedanzcharakteristik an den Eingang oder Ausgang des G-Netzwerkes angeschlossen werden und als eine Verlängerung des gleichen Vierpolphasenschiebernetz— werkes betrachtet werden. E und/oder C werden so eingestellt, daß sie große Werte und eine geeignete Verlängerung des BC-Bereiches 50 bewirken, um bei der.Null-Frequenz genau eine Phasenverschiebung von —90° zu erreichen. Es wurde gezeigt, daß eine EC-Verlängerung von 2/3 der Länge des E-B.ereiches 50 diese geeignete Phasenverschiebung bewirkt. Ein solches Netzwerk kann als Übertragungsleitwert arbeiten und liefert bei der Null-Frequenz eine Phasenverschiebung von 0° oder -180°, und zwar

C
abhängig davon, ob das Verhältnis γ, kleiner als 1717 ist oder

• ^υρ

nicht.

In den vorher erwähnten Netzwerken können die Verhältnisse E

E und CJ durch zustandsempfindliche Mittel wie z.B. Wider- 2

standselemente oder variable Kondensatoren gesteuert werden, die z.B. durch mechanische Spannungen oder elektrische Spannungen beeinflußt werden.

Die Erfindung kombiniert die neuen Betriebsarten der oben beschriebenen Phasenschiebernetzwerke mit Verstärkungsmitteln und Koppelnetzwerken, um Oszillatoren zu schaffen, wie sie in Fig.1 zu sehen sind. In Fig. 1 sind ein Verstärker 1 und ein Phasenschiebernetzwerk 3 de als Vierpole gezeigt. Außerdem ist ein

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■■_.9 -■'.

Koppelnetzwerk 2 mit zwei Anschlüssen vorgesehen. Der Verstärker 1 zeigt zwischen den Punkten 4 und 5eine Eingangsimpedanz und zwischen den Punkten 6 und 7 eine Ausgangsimpedanz.,Das Phasenschiebernetzwerk 3 zeigt zwischen den Punkten 10 und 11 und zwischen den Punkten 12 und 13 eine Eigenimpedanzcharakteristik. Das Koppelnetzwerk 2 hat zwei Anschlüsse 8 und 9. Der Ausgangskreis für den Verstärker 1 verlauft vom Punkt 6 über die Leitung 14·, die Parallelschaltung aus dem zweipoligen Koppelnetzwerk 2 und der Impedanzcharakteristik zwischen den Punkten 10 und 11 des Phasenschiehernetζwerkes 3, dann durch die Leitung 15 zum Punkt 7 und von hier durch die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 1 zum Punkt 6. Der Eingangskreis des Verstärkers 1 verläuft vom Punkt 4- über die Leitung 16, die Impedanzcharakteristik zwischenden Punkten 12 und 13 des Phasenschiebernetzwerkes 3? über die Leitung 17 zum Punkt 5 und von hier über die Eingangsimpedanz des Verstärkers 1 zum Punkt 4-. Die Eingangs spannung v. , der Eingangsstrom i. , die Ausgangsspannung ν und der Ausgangsstrom i sowie ihre entsprechenden Polaritäten sind durchmPfeile in Fig.1 gezeigt. Diese vier Parameter beziehen sich auf das Vierpolphasenschiebernetzwerk 3· Das Koppelnetzwerk 2 liefert eine Koppelimpedanz zwischen den Klemmen 8 und 9« Der Verstärker 1 kann einer einer Anzahl von verschiedenen Verstärkern sein. Wenn die hohe Eingangsimpedanz von der Verstärkung abgeleitet wird, so müssen lediglich die Forderungen einer genügend hohen Stromverstärkung erfüllt sein, um eine verhältnismäßig hohe Eingangsimpedanz zu erreichen, außerdem muß das Ausgangssignal gegenüber dem Eingangssignal um 180° phasenverschoben und die Ausgangsimpedanz hoch sein. Die Betriebsweise kann dann bestimmt werden, indem die Impedanz des Phasenschiebernetzwerkes 3 entsprechend festgelegt wird. Das Phasenschiebernetzwerk 3 kann entweder wider stands -ge steuert oder kapazitäts-gesteuert sein und entspricht dem Netzwerk der Figuren 5 oder 6. Das Koppelnetzwerk 2 kann aus einem Widerstand und einer Blindkomponenten bestehen, und zwar abhängig von den entsprechenden An&rderungen, die gäe stellt werden.

Der Ein-Aus-Steuerpunkt der erfindungsgeinäßen Oszillatoren kaim sehr genau festgelegt werden und ist auch sehr stabil_? weil die Phasenverschiebung von -180° durch das Phasenscliiefeernetgwerk 3

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immer sehr nahe an der Null-Frequenz erreicht wird. Wenn der Verstärker 1 bei der Betriebsfrequenz als Übertragungsleitwert (g ) arbeitet, so ist die Koppelimpedanz hoch, und das Phasenschiebernetzwerk 3 ist widerstands-gesteuert und arbeitet als Übertragungsimpedanz. In diesem Fall wird nach Nyquist das Unstabilitätskriterium überschritten, und der Oszillator schwingt nur dann, wenn folgende Bedingung erfüllt ist:

Für einen Iszillator mit einem kapazitäts-gesteuerten Netzwerk als Übertragungsleitwert hat das Kriterium für die Aus-Ein-Steuerung die gleiche Form wie oben, jedoch mit der Ausnahme, daß der Ausdruck _2 für den Ausdruck __2 gesetzt und eine konstante Ziffer auf der linken Seite eingeführt wird.

Ein Oszillator mit einem, kapazitäts-gesteuerten Netzwerk als Übertragungsimpedanz ist die Schwingungsbedingung nur dann er füllt, wenn folgende Verhältnisse herrschen:

1777 ₄_ ₁

Die Genauigkeit der Gleichung (2) ist etwas geringer als die der Gleichung (1), die genau stimmt. Dies kommt daher, daß als

Folge der Funktion der Größe 2 eine geringe Abweichung von der Phasenverschiebung von - 180° in dem C-Netzwerk auftritt. Wenn die Impedanz des Koppelnetzwerkes nicht hoch,sondern an die Impedanz des Null-Netzwerkes angepaßt ist, so besteht der einzige Unterschied zwischen den 'beiden Gleichungen darin, daß die linken Seiten mit dem Faktor 1/2 multipliziert sind.

Aus den Gleichungen (1 und 2) geht hervor, daß die Ein-Aus-Schwel-le nicht von kritischen Verhältnissen_; sondern von dem Überschreiten von kritischen Verhältnissen abhängt. Der genaue Punkt kann aus den Gleichungen (1 und 2) "bestimmt werden. Bisher bekannte Schaltungsanordnungen zeigen nicht diese einfachen Beziehungen, so daß der Ein-Aus-Punkt sehr viel schwerer vorherzuaagen ist«

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In Fig. 2 ist eine bevorzugte Ausführungsform' der vorliegenden Erfindung gezeigt, wobei mit .einerÜbertragungsimpedanz gearbeitet vri.rd. Ein erster M³N-Transistor 20 ist mit seinem Emitter ander Basis eines zweiten KPH-Transistors 21 angeschlossen. Der. Emitter des Transistors 21 ist mit der negativen Klemme einer Betriebsspannungsquelle verbunden, die .liier'als Batterie 22 gezeigt ist. Die positive Klemme der Batterie 22:ist^vmit dem Kollektor des Transistors 20 verbünd.en. Eine verteilte Widerst ands-Kapazität s-Zone 23 hat Verbindungsmittel, die hier als Anschlüsse 24* und 26 gezeigt sind, an entgegengesetzten Enden des Widerstandsbereiches der Zone 23 und Verbindungsmittel, hier als Anschluß 25 gezeigt, zwischen den Enden der Zone 23^!. Der Anschluß 25 teilt die Zone 23 in zwei Abschnitte 50und 55· Außerdem ist ein austandsempfindliches Element 30 als spannungsgesteuerte Kapazität gezeigt, die aus einer N-Typ-Halbleiterzone 3^t einer P-Typ-Zone 35und einer !"-Typ-Zone 36 besteht und einen Anschluß 27 auf der Zone 36, einen Anschluß 28 auf der Zone 3^ und einen Steueranschluß 29 auf der Zone 35 enthält. Als Element 30 kann z.B. ein Transistor (z.B. Transistor 2N 708) mit variabler Kapazität benutzt werden. Der Anschluß 28 ist mit dem Anschluß 25 und der Anschluß 27 mit dem Anschluß 26 verbunden. Eine Steuerspannungsquelle (nicht gezeigt), ist zwischen den Anschluß 29 und einen Referenzpunkt der Schaltungsanordnung geschaltet. Der Referenzpunkt kann einer der Anschlüsse 24, 25, 27 und 28 sein. Die Anschlüsse 26 Und 27 sind mit der Basis des Transistors 20 durch leitfähige Mittel Verbunden. Der Anschluß 24 erstreckt sich über die kapazitive Barriere zur verteilten Kapazität der Zone 23, um ein Ende des Widerstandsbereiches.des RG-Abschnittes 55 zu den kapazitiven Bereichen des RC-Abschnittes 55 kurzzuschließen. . . ■

Das verteilte RC-Netzwerk 23 kann entweder ein Halbleiter- oder Dünnfilmnetzwerk sein. Der Abschnitt 50 des ".verteilten Netzwer- ' kes 23 und das zustandsempfindliche Element $0 bilden zusammen das Phasenschiebernetzwerk. Es können auch Phasenschiebernetzwerke benutzt werden, wie das der Fig./ 5· In Fig. 2 bildet der Abschnitt 55 der RC-Zone 23 das Koppelnetzwerk.. Anstelle des Abschnittes 55 kann auch ein Widerstand mit hoher Impedanz benutzt werden.

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In der Schaltungsanordnung nach· FIg. 2 arbeitet das Phasenschiebernetzwerk als Übertragungsimpedanz. Die Impedanzcharakteristik des Phasenschiebernetzwerkes ist so dimensioniert, daß sie niedrig gegenüber der Impedanz zwischen dem Kollektor des Transistors 21 und dem positiven Anschluß der Batterie 22 ist. Der Abschnitt '55 bildet eine Koppelimpedanz mit dem gleichen Phasenwinkel wie der der Impedanzcharakteristik des Phasenschiebernetzwerkes bei der Schwingungsfrequenz. Die Impedanzcharakteristik des Phasenschiebernetzwerkes ist ebenso niedrig gegenüber der Eingangsimpedanz' des Verstärkers zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 20* Der Abschnitt 55 der RG-Zone 23 wurde in der vorliegenden Ausführungsform als Koppelimpedanz benutzt, so daß die Schaltungsanordnung als integrierte Schaltung auf einem Halbleiterstrelfen aufgebaut werden konnte, wie Fig. 4 zeigt. Die Benutzung des Abschnittes"55 als Koppelnetzwerk erhöht die zum Schwingen erforderliche Verstärkung des Verstärkers, die Betriebsweise des Phasenschiebernetzwerkes wird jedoch nicht geändert. Wenn die Impedanz des · Abschnittes 55 etwa gleich der Impedanzcharakteristik des Phasenschiebernetzwerkes ist, muß der Verstärker einen doppelt, so hohen Übertragungsleitwert erzeugen gegenüber dem Fall, in dem ein verhältnismäßig hoher Widerstand benutzt wird, wenn die Schwingungen aufrechterhalten werden sollen. Es wurde gefunden, daß der in Fig. 2 gezeigte zweistufige Transistorverstärker eine genügend hohe Verstärkung hat, um diesen Betrieb zu gewährleisten.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 wird ein Signal, das an die Basis des Transistors 20 gelangt, verstärkt, und dieses Signal- erscheint am Kollektor des Transistors 21 um 180° phasenverschoben. Das Phasenschiebernetzwerk, das durch den Abschnitt 50 der R.C-Zone 23 und den spannungsempfindlichen Kondensator 30 gebildet wird, bildet einen Rückkopplungsweg für das Ausgangssignal zur Basis des Transistors 20. Dieser Rückkopplungsweg entspricht dem der Fig. 6. Die Phasenverschiebung und die Verstärkung, die durch das Phasenschiebernetzwerk erzeugt werden, werden durch das dem Anschluß 29 zugeführte Potential bestimmt, das die Kapazität C^ des spamungsempfindlichen Kondensators 30

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beeinflußt. Wenn die verteilte Kapazität des Abschnittes- 50 als C bezeichnet wird, schalten kleine Variationen in dem dem Anschluß 29 zugeführten Potential den Oszillator aus und ein, indem die Größe G~ durch G über den von der Gleichung(2) bestimmten Schwellwert hin und her variiert wird. Der Gleichstromarbeitspunkt und damit die Leistungsaufnahme der Schaltungsanordnung wird durch die Widerstände des Phasenschiebernetzwerkes und des Koppelnetzwerkes bestimmt, weil sie für den Verstärker als zweite Funktion die Vorspannungswiderstände bilden. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist besonders zweckmäßig_v weil der .Widerstandsbereich der EG-Zone 23 den Gleichstrom-Vorspannungspunkt und damit den Übertragungsleitwert des Verstärkers steuert, wodurch das Produkt g R unabhängig von R wird. In dieser Schaltungsanordnung ist das Ein-Aus-Schwingungskriterium völlig unabhängig von dem Wert des Widerstandes in der Zone Die Ein-Aus-Steuerung wird nur durch die Großen C und Cp bestimmt. Der Widerstand beeinflußt nur die Schwingungsfrequenz *

Fig. 4 zeigt in vereinfachter Form den Aufbau einer integrierten Schaltung für die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 auf einem einzigen Kristallstreifen 4-0 aus Silizium oder einem anderen Halbleitermaterial. Eine N-Typ-Zone 31 bildet den Kollektor des Transistors 20 und die N-Seite einer verteilten PN-Übergangs-Kapazität in der verteilten RC-Zone 23· Eine metallisierte Zone 38 überdeckt die untere Oberfläche der Zone 31» um den Querwiderstand zu erniedrigen. Eine P-Typ-Zone 32 bildet die Basis des Transistors 20, den Widerstandsbereich der RC-Zone 23 und die P-Seite der verteilten P-Ubergangs-Kapazität in der RG-Zone 23· Die Zone J2 kann durch bekannte Diffusionsverfahren hergestellt werden. Eine N-Typ-Zone 33 bildet den Emitter des Transistors 20 und kann durch bekannte Diffusionsverfahren hergestellt werden. Der Transistor 21und der variable Kondensator 30 sind vom Transistor 20 und der ·RC-Zone 23 durch eine P-Typ-Isola- tionszone 37 getrennt. Die Zone 37 ist derart an die Schaltung angeschlossen, daß die Übergänge zwischen den Zonen 37 und 34- und zwischen 37 und 31 beide in Sperrichtung vorgespannt, sind. Die N-Typ-Zone 34, die P-Typ-Zone 35 und die N-Typ-Zone.36 bilden einen spannungsabhängigen Kondensator 30, wenn beide Über-,gänge in Sperrichtung vorgespannt werden. Die Zone 34- dient

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außerdem als Kollektor des Transistors 21 und kann eine Verlängerung der Zone 31 sein, die durch die isolationsdiffusion isoliert ist. Ein metallisierter Bereich 39 überdeckt die gesamte untere Oberfläche der Zone 34-, um den Quer wider st and herabzusetzen. Der Bereich 39 erniedrigt den Querwiderstand über die Zone 3^·? er ist für die Funktion der Schaltungsanordnung jedoch nicht erforderlich. Die P-Typ-Zonen 32 und 35 und die Basis des Transistors 21 können alle in einem Diffusionsschritt gebildet werden. Die N-Typ-Zonen 33 und 36 und der Emitter des Transistors 21 können alle in einem zweiten Diffusionsschritt gebildet werden. Die ohmschen Kontakte und Leitungen können dann durch bekannte Aufdampf- und Ätzverfahren auf den Streifen aufgebracht werden. Ein Kontakt 4-1 auf der Basis des Transistors 21 ist leitend mit einem Kontakt 4-3 auf dem Emitter des Transistors 20 verbunden. Ein Kontakt 4-2 auf dem Emitter des Transistors 21 ist mit dem negativen Anschluß der Batterie 22 verbunden, der hier als Masse gezeigt ist. _. ' .

Anstelle der spannungs-gesteuerten Kapazität 30 kann eine externe Kapazitätssteuerung oder ,ein Wandler benutzt werden, wenn die entsprechenden Leitungen herausgeführt und die interne Verbindung zu 30 weggelassen werden. Jede der vier Betriebsarten des Phasenschiebernetzwerkes (das heißt Spannung^ ^V2 ; i~ = Ό J ,

StromJ _2 ; Tp ⁼ 0 }> Übertragungsimpedanz *- 1 oder Über-cra-

L, ixi _J -■ ·
gungsleiiiwert) kann in einer integrierten Schaltung wie die der Fig. 4- durch eine entsprechende Dimensionierung der Impedanzen der einzelnen Elemente erreicht werden. . ^f:

Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem kap'azitäts-gesteuerten Null-Netζwerk als Ubertragungsleitwert. Die verteilte RC-Zone 58 hat Abschnitte 50, 55"und 60. Der Abschnitt 50 ist das verteilte RC für das Null-Netzwerk, die. Zone 60 ist ein zusätzliches Phasenschiebernetzwerk zum Erreichen einer Phasenverschiebung von -90° bei der Null-Frequenz und die Zone 55 ist das Koppelnetzwerk.

Ein Anschluß 56 auf der RO-Zone 58 definiert den gemeinsamen Punkt für die Abschnitte 50 und 60. Sin Anschluß 57 auf der RO-Zone 58 definiert den gemeinsamen Punkt für die Abschnitte 55

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und 50· Das zustandsempfindliche Element 30 ist über den Abschnitt 50 geschaltet. Es wurde festgestellt, daß die Schaltungsanordnung auch dann arbeitet, wenn das Element 3Q: über die Anschlüsse 26 und 57 geschaltet ist, dies führt jedoch zu einer geringeren Genauigkeit; der Ein-Aus-Steuerung und der Frequenz. Die Impedanzcharakteristik der Kombination der verteilten EG-Abschnitte 50 und 60 ist so dimensioniert, daß sie "verhältnismäßig hoch gegenüber der Eingangsimpedanz des Verstärkers und der Koppelimpedanz ist. Es ist also zu sehen, daß die Impedanzcharakteristik des Phasenschiebernetzwerkes eine ähnliche Beziehung zu den effektiven Impedanzen hat, die an den Eingang und Ausgang des Phasenschiebernetzwerkes angeschlossen sind.

Die LängenVerhältnisse der Abschnitte 50, 55 und 60 sind in der vorliegenden Ausführungsform sehr kritisch.' Wird die Länge des Abschnittes 50 vom Punkt 56 zum Punkt 26 mit L bezeichnet, dann muß der Abschnitt 60 die Länge 2/3 L und der-Abschnitt 55 eine Länge'von weniger als 0,05 L haben. Die Ein-Aus-Steuerung: wird in der gleichen Weise bewirkt wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2. Die Schwingungsfrequen^ entspricht der Null-Frequenz und die Frequenzabweichungen durch nicht lineare Begrenzung werden minimal.

Der in Fig. 7 gezeigte Oszillator ist ein freischwingender Oszillator mit variabler Frequenz, der mit einer Übertragungsimpedanz arbeitet. Die Schwingungsfrequenz wird durch ein zustandsempfindlich.es R-Netzwerk, etwa in der Form"der Schaltung nach Fig. 5 gesteuert. Das Netzwerk enthält einen Abschnitt einer verteilten RC-Leitüng 123 und einen konzentrierten Widerstand 153. Der verteilte Widerstand 151 des BC-Abschnittes I50 ist in dieser Schaltungsanordnung das zustandsempfindiiche Element. Ein Abschnitt 155 der verteilten RC-Leitung 123 bildet das Koppelnetzwerk, und ein Punkt 124· dieses Koppelnetzwerkes ist an einen Punkt 17O angesChIossen, der sich zwischen der verteilten. Kapazität und dem kpnzentrierten Widerstand 153 befindet. Es wurde gefunden, daß die gezeigte Schaltüngsanordnung das gewünschte zustandsempfindliche Phasenschiebernetzwerk bildet. Eine Betrachtung der Wechselstrome in dem Emitter-Kollektor-

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Kreis des Transistors-121 zeigt, daß der Widerstand 153 den ' doppelten Effekt hat, wenn er, wie gezeigt, angeordnet ist, im Vergleich zu einem Anschluß zwischen der -verteilten Kapazität und dem Punkt 170. Da die Eingangsimpedanz des Transistors hoch ist, fließt von dem Punkt 126 nur ein kleiner Wechselstrom-Kollektorstrom im Transistor 121 zur Basis des Transistors 120, so daß also praktisch der gesamte Strom durch den Widerstand 153 und entweder den EC-iVbschnitt 155 oder den EC-Abschnitt 150 fließt. Es wurde gefunden, daß dann, wenn -der Koppelabschnitt 155 eine große elektrische Länge hat, das heißt wenn er lang genug ist, um nicht als konzentriertes sondern als verteiltes. Element zu wirken, sich der Strom etwa gleichmäßig auf die Abschnitte I50 und-155 aufteilt. Aus diesem Grunde führt der Widerstand 155 im wesentlichen den gesamten Kollektorwechselstrom, während er nur den halben Strom führen würde, wenn er zwischen der verteilten Kapazität des Abschnittes I50 und dem Punkt 170 angeordnet wäre. Die in I¹Ig. 7 gezeigte Anordnung des Widerstandes 153 beeinflußt die Wechselstrombetriebsweise der Schaltungsanordnung sonst nicht. ' ■

Der freischwingende Oszillator der Fig. 7 ist so ausgebildet, -daß er als druckempfindlicher Oszillator mit variabler Frequenz arbeitet. Die RC-Leitung 123 kann aus einem Halbleitermaterial bestehen, das einen Piezowiderstandseffekt hat, so daß geringe Druckänderungen den Widerstand der verteilten Zone I5I ändern, was zu einer Änderung der Schwingungsfrequenz führt. Die Widerstandswerte der Schaltungsanordnung nach -Fig. 7 sind so gewählt, daß der Oszillator über den.gesamten Widerstandsbereich des verteilten Widerstandes I5I schwingt, das heißt, daß das kritische Verhältnis immer überschritten ist und daß die Verstärkungsanforderungen erfüllt sind. Die Schwingungsfrequenz des Oszillators ist gleich der Null-Frequenz t^o , die sich gegenüber dem Wert des WiderStandes der verteilten Zone I5I invers ändert J das heißtwc - Ou) ( )_J . Der vorliegende Oszillator hat gegenüber den im Spannungsbetrieb arbeitenden Vorteile, weil ■ seine Schwingungsfrequenz unabhängig von dem Widerstandsverhältnis ist, während die im Spannungsbetrieb arbeitenden Oszillatoren von diesen nicht unabhängig sind. ÖAD

Patentansprüche: λ η α ο ο e / η c ο *3

Claims (1)

1. Pat e η t a η s ρ r- ü c h e : - -

   1. Schaltungsanordnung für einen als Zustandsfühler dienenden Phasenschieber-Oszillator, dadurch ge k e η η ζ e i c h η e t , daß ein Verstärker und ein steuerbares Phasenschiebernetzwerk !vorgesehen sind, das im Bückkopplungsweg ■

   um den Verstärker angeordnet, ist, daß_das Phasenschiebernetzwerk einen verteilten Widerstand und eine verteilte Kapazität enthält, die ein phasenverBehobenes Signal erzeugen, und eine Impedanzcharakteristik hat, die entweder wesentlich höher oder wesentlich niedriger als die Impedanzen an seinem Eingang und Ausgang ist, und zwar derart, daß das Phasenschiebernetzwerk als Übertragungsleitwert bzw. als Übertragungsimpedanz arbeitet, daß ein weiterer Schaltungskreis vorgesehen ist, der aus einem Koppelnetzwerk besteht, das zwischen den Ausgang des Verstärkers und das Phasenschiebernetzwerk geschaltet ist und eine Phasenverschiebung hat, die etwa gleich der des Phasenschiebernetzwerkes ist, oder einen solchen Wert hat, daß er in einer solchen vorbestimmten Beziehung zur Impedanzcharakteristik steht, daß die Betriebsweise durch die Beziehung zwischen der Verstärkerimpedanz und der Impedanz des Phasenschiebernetzwerkes bestimmt wird. _: . '■ . .

   2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h ge k e n η ζ e i ohne t, daß die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen des Verstärkers größer sind als die· Impedanzcharakteristik des Phasenschieber net ζ werke S' und daß das Koppelnetz, werk eine Impedanz hat, die bei der Schwingungsfrequenz größer als die Impedanzcharakteristik ist oder gegenüber dem Phasenschiebernetzwerk einen etwa gleichen Phasenwinkel hat, so daß das Phasenschiebernetzwerk als Übertragungsimpedanz arbeitet.

   3» Schaltungsanordnung, nach Anspruch T, dadurch g e -r ' k e η η ζ e i c h n: et, daß die Eingangs- und Ausgangsimpejdanzen des Verstärkers niedriger sind als die Impedanzcharakteristik des PhasenscMebernetzwerkes und daß das Koppelnetzwerk eine Impedanz hat, die bei der Schwingungsfrequenz niedriger als die Impedanzcharakteristik ist, so daß das Phasensehie- '«bernetzwerk als Übertragungsleitwert arbeitet.

   ' BAD ORIG¹NAL

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   4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, d a d u r c r ge k e η η ζ e ic h η e t, -daß das Phasenschiebernetzwerk eine konzentrierte Impedanz hat.

   5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, .dadurch g e k e nn ζ e ichn e t, daß die konzentrierte Impedanz einen konzentrierten Wider-stand hat.

   6. Scha L tungs anordnung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die konzentrierte Impedanz eine konzentrierte Kapazität hat.

   7· Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2-6, gekennzeichnet durch einen Abschnitt, der den verteilten Widerstand und die verteilte Kapazität bildet und' der aus einem ersten Teil besteht, der ein Element des Phasenschiebernetzwerkes enthält, und einem zweiten Teil, der das Koppelnetzwerk enthält.

   8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7? d a durchgekennzeichnet, daß der zweite Teil, der den verteilten Widerstand und die verteilte Kapazität bildet, eine weitere Verbindung hat, die das Ende des verteilten Widerstandes zur verteilten Kapazität kurzschließt.

   '9· Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t, daß der erste Teil, der den verteilten Widerstand und die verteilte Kapazität bildet, ein leitfähiges Element hat, das über mindestens einen Teil des verteilten Widerstandes geschaltet ist. .

   10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9> dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t, daß das leitfähige Element steuerbar

   11. Schaltungsanordnung nach, einem oder mehreren der Ansprüche 7 - 10> g e k e η η ζ ei c h η e t d ure h eine gemein same Verbindung zwischen den beiden Teilen.

   009BB6/0521 bad

   12. Schaltungsanordnung nach, einem oder mehreren der Ansprüche 7-10, gekennzeichnet durch eine Zone mit verteiltem Widerstand, die die "beiden Teile voneinander trennt.

   13. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 7-12, dadurch g e It e η η, ζ e i c"h η e t, daß der erste Teil ein Zustandsfühlerelement; enthalte

   Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, el- a d u r C h g e k e η η ze i c h η e t, .daß der verteilte Widerstand des er- ' st en Teiles vom zu fühlenden. Zustand steuerbar ist.. ■

   15· Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch ge kennzeichnet, daß die" verteilte Kapazität vom zu fühlenden Zustand steuerbar ist.

   16. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 4 - 12, dadurch g e k e η η ζ e i c h η et, daß die konzentrierte Impedanz vom zu fühlenden Zustand steuerbar ist.

   17·: Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2, 6, 15 und 16, d a d u r c h g e k e η η ze ich η e tr, daß die konzentrierte Kapazität über den gesamter verteilten Widerstand des ersten Teiles geschaltet ist.

   18« Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche' 2, 6, 15 und 16, d a d u r c h g e k en η ζ e ic h η e t, daß die konzentrierte Kapazität nur über einen Teil des verteilten Widerstandes des ersten Teiles geschaltet ist. .

   19. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 6 - 18, d a d u r c h g e k e η η ζ e i ch η e t, daß die konzentrierte Impedanz mit dem. Ausgangskreis des Verstärkers in Serie geschaltet ist.

   20. Schaltungsanordnung-nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dad u r c h -g e k e η η ze i eh η e t, daß sie als integrierte Halbleiterschaltung auf einem Halblei-

   0 0 98 36/0 52.% ^ ^ ÖWQ»NAL

   terblock angeordnet ist.

   21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie als,integrierte Halbleitereinheit mit einem Halbleiterblock aufgebaut und gekennzeichnet ist durch- einen ersten Bereich, der einen Transistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor bildet; einen zweiten Bereich, der ein verteiltes Widerstands-Kapazitätsfeld mit einem verteilten Widerstand und einer verteilten Kapazität bildet ; ein Verbindungsmittel, das ein Ende des verteilten Widerstandes mit der Basis verbindet; ein leitfähiges Mittel, das das andere Ende des verteilten Widerstandes zur verteilten Kapazität kurzschließt; einen ersten ohm'sehen Kontakt auf dem verteilten Widerstand in der Mitte zwischen den Enden und zusätzliche ohmsche Kontakte am Emitter, an der Basis und am Kollektor, wobei der Emitter, der Kollektor und der erste ohm^u sehe Kontakt so ausgebildet sind, daß sie elektrisch mit einem weiteren Transistor und einer Betriebsspannungsquelle verbunden werden können, um den von einem Zustand steuerbaren Phasenschieber-Oszillator zu bilden. ·

   22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, d a d u r c h g e k e η η ζ e i c h η e t, daß der Block folgende Zonen enthält: eine erste Zone einer ersten Leitfähigkeitstype mit ersten und zweiten Abschnitten, eine zweite Zone einer zweiten Leitfähigkeitstype mit ersten und zweiten Abschnitten, die von denen des ersten Feldes durch erste und zweite Teile eines ersten P-N-Übergangs getrennt sind, und eine dritte Zone der ersten Leit-

   'fähigkeitstype, die von dem ersten Abschnitt des zweiten Feldes durch einen zweiten P-N-Übergang getrennt ist, daß die ersten Abschnitte der ersten, zweiten und dritten Zonen den Kollektor, die Basis bzw. den Emitter bilden, daß der zweite Abschnitt der zweiten Zone den verteilten Widerstand bildet, daß der zweite Teil des ersten Übergangs die verteilte Kapazität bildet, daß das Verbindungsmittel aus Halbleitermaterial .besteht, das die ersten und zweiten Abschnitte der zweiten Zonen miteinander verbindet, daß das leitfähige Mittel ein zweiter ohm¹scher Kontakt ist, der die zweiten Abschnitte der ersten"und zweiten Zonen be-

   0098 86/0 52 3 bad orsginal

   rührt, und daß der ohm'sche Kontakt zum Kollektor im wesentlichen die gesamte Oberfläche der ersten Zone gegenüber dem ersten Übergang berührt.

   2J. Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß das Verbindungsmittel ein Ende des verteilten Widerstandes mit der Basis verbindet und aus einem Halbleitermaterial der zweiten Leitfähigkeitstype besteht, daß ein erster ohm¹scher Kontakt auf dem verteilten Widerstand zwischen dessen Enden vorgesehen ist, daß ein zweiter 0hm¹scher Kontakt vorgesehen ist, der ein Ende des verteilten Widerstandes zur Kapazität kurzschließt, daß eine vierte Zone der ersten Leitfähigkeitstype vorgesehen ist,' daß fünfte und sechste Zonen der zweiten Leitfähigkeitstype vorgesehen, sind, die so angeordnet sind, daß sie mit der vierten Zone dritte und vierte Übergänge bilden, daß eine siebte Zone der ersten Leitfähigkeitstype so angeordnet ist, daß-sie mit der fünften Zone einen fünften Übergang bildet, daß die siebte Zone so ausgebildet ist, daß sie mit den vierten und fünften Zonen einen -spannungsabhängigen Kondensator bildet, daß eine achte Halbleiterzone· der ersten Leitfähigkeitstype vorgesehen und so angeordnet ist, daß sie mit der sechsten Zone einen-sechsten Übergang bildet, daß die achte Zone so ausgebildet ist, daß sie mit den vierten und sechsten Zonen einen Transistor bildet, daß Isolationsmittel so angeordnet sind, daß sie die ersten und vierten Zonen elektrisch voneinander isolieren und mit diesen eine feste räumliche Einheit bilden, daß Verbindungsmittel vorgesehen sind, die die siebte Zone mit dem Basiskontakt verbinden, daß leitfähige Mittel vorgesehen sind, die die vierte Zone mit dem ersten ohm¹-sehen Kontakt verbinden und somit ein spannungsabhängiges Phasenschiebernetzwerk bilden, daß leitfähige Mittel vorgesehen sind, die den Emitterkontakt mit der sechsten Zone verbinden und •somit einen Verstärker bilden, der mit dem Phasenschiebernetzwerk zusammenarbeitet, daß auf der achten Zone ein dritter ohm'-scher Kontakt vorgesehen ist ^ daß die zweiten und dritten Kontakte so ausgebildet sind, daß sie an Betriebsmittel für die - Schaltungsanordnung ^angeschlossen werden können, und daß ein vierter ohm¹scher Kontakt auf der fünften Zone vorgesehen und

   *■""·" 009886/052 3

   so ausgebildet ist, daß er an Mittel zum Liefern.eines Steuerpotentials für die Ein-Aus-Steuerung der Schwingungen der Schaltungsanordnung angeschlossen werden kann.

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