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Verfahren zum kippartigen Umschalten eines Wechselspannungsverstärkers
und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens, insbesondere für einen
Tonfrequenzverstärker für Gegensprechanlagen Die Erfindung betrifft ein Verfahren
zum kippartigen Umschalten eines Wechselspannungsverstärkers und Schaltungsanordnung
zur Durchführung des Verfahrens, insbesondere für einen Tonfrequenzverstärker für
Gegensprechanlagen, der durch einen ersten Steuervorgang vom Ruhezustand in den
Betriebszustand umgeschaltet wird, sich in diesem Zustand hält und durch einen zweiten
Steuervorgang wieder in den Ruhezustand zurückgeschaltet wird.
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Derartige Steueranforderungen werden beispielsweise in Gegensprechanlagen
an den Mikrofonverstärker des angesprochenen Teilnehmers gestellt. Dieser Verstärker
soll erst eingeschaltet werden, wenn der angesprochene Teilnehmer zuvor eine Taste
oder eine Schalteinrichtung betätigt hat (Abhörsperre). Soll diese Abhörsperre nach
der Trennung der Gegensprechverbindung automatisch wieder wirksam werden, so darf
hierfür nicht einfach ein Mikrofonschalter verwendet werden, weil dessen Rückstellung
oft vergessen wird. Vielmehr muß die Taste bzw. Schalteinrichtung, durch die der
Verstärker eingeschaltet wird, so ausgebildet sein, daß der Verstärker für die Dauer
der Verbindung eingeschaltet bleibt und danach automatisch wieder abgeschaltet wird.
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Es ist bekannt, Verstärker mit Hilfe von Schaltern oder Relaiskontakten,
die im Betriebsstromkreis liegen, ein- oder auszuschalten. Soll dagegen der Verstärker
durch kurze Impulse in bzw. außer Betrieb gesetzt werden, so ist ein erheblicher
zusätzlicher Aufwand nötig, um mit einem bistabilen oder monostabilen Glied diese
Steuerbefehle zu speichern und dann den Verstärker entsprechend ein- bzw. auszuschalten.
Dieser Aufwand ist beispielsweise auch erforderlich, wenn ein Verstärker durch einen
kurzzeitigen Steuervorgang eingeschaltet werden und nach kurzzeitiger oder auch
längerer Abschaltung der Speisespannung (Betriebsspannung) im ausgeschalteten Zustand
verbleiben soll. Weiterhin gibt es Fälle, bei denen ein Verstärker nur für einen
bestimmten kurzen Zeitabschnitt eingeschaltet und danach wieder ausgeschaltet werden
soll. Hierfür ist unter Umständen ein zusätzliches Zeitglied notwendig.
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Es sind bereits einstufige Transistorverstärker mit zur linearen Verstärkung
üblicher Dimensionierung bekannt, die durch Hinzufügung einer nur als Schalter wirkenden
Stufe zu einer Anordnung erweitert sind, die auf die Größe bestimmter, ständig anliegender
Eingangsspannungen mit sprunghaftem Umschaltverhalten reagieren (deutsche Patentschrift
1128 470, deutsche Auslegeschrift 1141339). Die ausschließlich als Schalter
wirkende Stufe stellt einen unerwünschten Aufwand dar. Aufgabe der Erfindung ist
es, ein Verfahren anzugeben, das die genannten Steuer- bzw. Schaltvorgänge mit geringstem
Aufwand zu erfüllen gestattet.
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Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß diese Aufgabe dadurch
gelöst werden kann, daß der Verstärker oder ein Teil desselben so ausgebildet wird,
daß er die genannten Steuerung- bzw. Schaltaufgaben selbst übernimmt.
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Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß für die Umschaltung
des Verstärkers eine aus den Verstärkerelementen gebildete komplementäre Flip-Mop-Anordnung
verwendet wird, die sich im Betriebszustand des Verstärkers durch eine Stromstabilisierungsschaltung
auf einen für die Verstärkung günstigen Arbeitspunkt einstellt, und daß zur Festhaltung
der Anordnung im jeweiligen Zustand eine im wesentlichen nur gleichstrommäßig wirksame
Rückführung vom Ausgang auf den Eingang dient.
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Die Erfindung wird im folgenden an Hand von in den F i g. 1 bis 5
der Zeichnung dargestellten Schaltungsbeispielen zur Durchführung des erfindungsgemäßen
Verfahrens näher erläutert.
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F i g,. 1 zeigt die wesentlichen Teile einer Schaltung mit zwei komplementären,
in Emitterschaltung betriebenen Transistoren Tsl und Ts2. Der Emitter des pfip-Transistors
Tsl ist über einen Emitterwiderstand R 1 mit dem Pluspotential der Betriebsspannung
U, seine Basis über einen Koppelkondensator C 1 mit der Verstärker-Eingangsklemme
E und sein
Kollektor direkt mit der Basis des npn-Transistors Ts2
verbunden, die ihrerseits über einen Basiswiderstand R 2 am Bezugspotential (0)
liegt. R 3 ist der mit dem Bezugspotential verbundene Emitterwiderstand des Transistors
Ts2, dessen Kollektor einerseits über einen Koppelkondensator C2 mit der Verstärker-Ausgangsklemme
A verbunden ist und andererseits über einen Rückkopplungswiderstand R 4 und einen
Basisspannungsteiler für den Transistor Tsl, bestehend aus der von einer in Sperrichtung
betriebenen Zenerdiode D 1 überbrückten Reihenschaltung zweier Widerstände R 5 und
R 6 an das Potential + U angeschlossen ist.
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Die zwischen der Klemme E und dem Potential + U angelegte nieder-
oder hochfrequente Eingangsspannung wird im Betriebszustand des Verstärkers in den
Transistoren Ts 1 und Ts2 verstärkt und die verstärkte Ausgangsspannung an
der Klemme A entnommen. Da die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung die gleiche
Phasenlage haben und über die Widerstände R 4 und R 5 eine störende Rückwirkung
vom Ausgang auf den Eingang des Verstärkers auftreten kann, wird durch die Zenerdiode
D 1 eine Stabilisierung und Siebung der am Basisspannungsteiler R 5, R 6 liegenden
Gleichspannung bewirkt. Die Zenerdiode kann bei gegebenem Verstärkungsgrad des Verstärkers
unter Umständen nicht ausreichend sein, um die gewünschte Stabilisierung der Basisspannung
des Transistors Tsl zu
gewährleisten. In diesem Falle kann, wie gestrichelt
angedeutet, der Zenerdiode noch ein Kondensator C3 parallel geschaltet werden, der
die Diode wechselspannungsmäßig überbrückt und die Siebwirkung verbessert. Durch
die Stabilisierung der Spannung am Basisspannungsteiler R 5, R 6 und die Wirkung
des Emitterwiderstandes R 1 bleibt der Kollektorstrom des Transistors Tsl konstant,
und es kann ein günstiger fester Arbeitspunkt dieses Transistors eingestellt werden.
Der konstante Kollektorstrom des Transistors Tsl liefert auch einen konstanten Basisstrom
des Transistors Ts2, so daß auch dessen Arbeitspunkt durch entsprechende Dimensionierung
der Widerstände R 2 und R 3 richtig eingestellt werden kann und stabil bleibt.
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Durch die Konstanthaltung des Ruhestromes beider Transistoren ist
die Verstärkung in weiten Grenzen unabhängig von Schwankungen der Speisespannung
U. Um eine lineare Verstärkung zu erzielen, dürfen die Transistoren - im Gegensatz
zu normalen Flip-Flop-Schaltungen - nicht in den völlig durchgesteuerten Zustand
gelangen, sondern nur auf dem linearen Teil ihrer Kennlinie betrieben werden. Außerdem
darf die Rückführung vom Ausgang auf den Eingang des Verstärkers im wesentlichen
nur gleichstrommäßig wirksam sein. Beide Bedingungen werden durch die Schaltungsanordnung
nach F i g. 1 erfüllt.
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Wird die Speisespannung angelegt, so bleiben beide Transistoren Ts
1 und Ts 2 gesperrt. Gelangt an die Klemme E ein erster Steuerimpuls (Einschaltimpuls)
negativer Polarität, so wird der Transistor Tsl leitend und schaltet auch den Transistor
Ts 2 ein. Nach Aufhören des Einschaltimpulses bleiben beide Transistoren im leitenden
Zustand und die Schaltung arbeitet als Verstärker. Wird nach Beendigung der Übertragung
des Nutzsignals, beispielsweise Sprache, ein zweiter Steuerimpuls (Ausschaltimpuls)
positiver Polarität an die Eingangsklemme E angelegt oder die Speisespannung kurz
unterbrochen, so werden beide Transistoren gesperrt und verbleiben nach Aufhören
des Ausschaltimpulses bzw. der Speisespannungsunterbrechung im gesperrten Zustand.
Der Verstärker zeigt also bezüglich seines Ein- und Ausschaltens ein bistabiles
Verhalten. Der Wechselspannungspegel muß stets unterhalb des Steuerpegels liegen,
es sei denn, der Verstärker soll durch kurzzeitige, besonders hohe Nutzpegel ein-
oder ausgeschaltet werden.
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Die Schaltung nach F i g. 2 unterscheidet sich von der nach F i g.
1 dadurch, daß in die Verbindungsleitung zwischen dem Kollektor des Transistors
Ts 1
und der Basis des Transistors Ts2 und damit in den Rückführkreis eine
durch einen Schalter S 1 überbrückbare Parallelschaltung eines Kondensators C 4
und eines Widerstandes R 7 eingeschaltet und außerdem ein Umschalter S2 vorgesehen
ist, in dessen einer Stellung (»Ein«) der Verbindungspunkt zwischen der Zenerdiode
D 1 und dem Widerstand R 4
über einen Widerstand R 8 an das Bezugspotential
gelegt und in dessen anderer Stellung (»Aus«) der Widerstand R 2 kurzgeschlossen
wird.
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Die Schaltung kann in der vorbeschriebenen Weise durch Steuerimpulse,
die an die Eingangsklemme E angelegt werden, ein- und ausgeschaltet werden. Dasselbe
kann aber auch durch kurze Betätigung des Umschalters S 2 erreicht werden, da in
der Stellung »Ein« das Basispotential des Transistors Tsl negativer wird (Ts
1 leitend) und in der Stellung »Aus« die Basis des Transistors Ts2 auf Bezugspotential
gebracht wird (Ts 2 gesperrt).
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Mittels des Schalters S1 kann wahlweise ein bistabiles oder monostabiles
Umschaltverhalten des Verstärkers erreicht werden. Bei geschlossenem Schalter S
1 ist das RC-Glied C 4/R 7 kurzgeschlossen, und der Verstärker zeigt, wie in F i
g. 1, ein bistabiles Umschaltverhalten. Bei offenem Schalter S1 dagegen hält sich
der Verstärker nach erfolgter kurzzeitiger Einschaltung infolge der Zeitkonstante
des Gliedes C4lR7 so lange im eingeschalteten Zustand (Betriebszustand), wie der
Ladestrom des Kondensators C 4 groß genug ist, um den Transistor Ts 2 genügend
leitend zu steuern. Nach Ablauf dieser Zeit kippen beide Transistoren wieder in
den Sperrzustand zurück. Der Verstärker zeigt also monostabiles Umschaltverhalten.
Der Widerstand R 7 ist dabei so hochohmig gewählt, daß er einerseits nach Rufladung
von C4 keinen ausreichenden Basisstrom (Haltestrom) für den Transistor Ts2 zuläßt,
andererseits aber im gesperrten Zustand der Transistoren die Entladung des Kondensators
C 4 in einer bestimmten Zeit bewirkt. Soll dieser Kondensator zur Erzielung einer
kurzen Wiederbereitschaftszeit des Verstärkers schneller entladen werden, so kann.
statt des Widerstandes R7, wie gestrichelt angedeutet, zwischen den Kollektor des
Transistors Ts1 und Bezugspotential ein Widerstand R 9 eingeschaltet werden. Dieser
Widerstand kann niederohmiger sein als der Widerstand R 7, da er keinen unerwünschten
Haltestrom an die Basis des Transistors Ts2 liefern kann. Die Emitterwiderstände
R 1 und R 3 können, wie gestrichelt gezeigt, zur Verringerung der Gegenkopplung
durch Kondensatoren C 6 und C 6' überbrückt sein.
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Der Verstärker kann bei geschlossenem Schalter S 1, d. h. in der bistabilen
Ausführungsform, auch durch impulsartige Erhöhung oder Erniedrigung der Betriebsgleichspannung
U ein- und ausgeschaltet werden. Zu diesem Zweck ist die gestrichelt gezeichnete
Reihenschaltung
eines Widerstandes R 10 und eines Kondensators C 5 zwischen die Emitter beider Transistoren
einzufügen. Beim Anlegen der Betriebsspannung lädt sich der Kondensator C5 auf.
Der von - über R 1, R 10, C 5, R 3 nach 0 fließende Ladestrom bewirkt an den Emitterwiderständen
R 1 und R 3 jeweils einen Spannungsabfall, der den zugehörigen Transistor sicher
gesperrt hält. Der bei Abschaltung oder Verringerung der Betriebsspannung fließende
Entladestrom des Kondensators C5 steuert dagegen beide Transistoren in den leitenden
Zustand. Wird die Betriebsspannung also sprunghaft verringert bzw. erhöht, so kann
dadurch der Verstärker eingeschaltet bzw. gesperrt werden. Es kann auch mit gleichbleibender
Betriebsspannung gearbeitet werden, der Gleichstrom-Steuerimpulse gleicher oder
entgegengesetzter Polarität überlagert werden. F i g. 3 zeigt den Verlauf der durch
sprunghafte Änderung der Betriebsspannung entstehenden Steuersignale in Abhängigkeit
von der Zeit t. Die gestrichelte Kurve 1 gilt für den Fall, daß die Betriebsspannung
im Zeitpunkt t 1 sprunghaft um einen bestimmten Betrag absinkt und im Zeitpunkt
t2 sprunghaft um den gleichen Betrag wieder erhöht wird. In diesem Fall ist der
Verstärker entsprechend dem gestrichelten Rechteck 2 von tl bis t2 eingeschaltet.
Die der besseren übersieht halber über der Kurve 1 gezeichnete Kurve 3 zeigt den
Fall, daß der an sich konstanten Betriebsspannung ein erster im Zeitpunkt t 1 endender
positiver Impuls und danach ein zweiter im Zeitpunkt t 2 endender negativer Impuls
überlagert wird. Der erste positive Impuls führt zunächst zu einer stärkeren Aufladung
des Kondensators C5. Die Rückflanke dieses Impulses bewirkt jedoch die Entladung
des Kondensators und die Einschaltung des Verstärkers. Der zweite negative Impuls
bewirkt zunächst eine weitere Entladung des Kondensators C5. Die Rückflanke dieses
Impulses führt jedoch eine Aufladung dieses Kondensators und damit eine Sperrung
bzw. Abschaltung des Verstärkers herbei.
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Die erste Stufe des in F i g. 1 und 2 dargestellten Verstärkers kann
statt in Emitterschaltung auch in Basisschaltung betrieben werden, wobei die zu
verstärkende Wechselspannung dem Emitter des Transistors zugeführt wird. Eine entsprechende
Schaltung der ersten Stufe zeigt die F i g. 4. Der Widerstand R 6 ist hier durch
die Reihenschaltung zweier in Durchlaßrichtung betriebener Dioden D 2 und
D 3 ersetzt, wodurch das Basispotential und damit der Strom des Transistors
Ts 1 stabilisiert wird. Die Zenerdiode D 1
kann dann entfallen.
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Die Stabilisierung des richtigen Arbeitspunktes durch Konstanthaltung
des Kollektorstromes kann auch dadurch erfolgen, daß im Emitterkreis des Transistors
Ts 1 (F i g. 1) statt des Widerstandes R 1 eine Strombegrenzerdiode (vgl. z. B.
Funkschau 1964, Ileft 1, S. 2) vorgesehen wird. Die Zenerdiode D 1 entfällt in diesem
Fall, der Kondensator C3 muß vorgesehen werden. Die Strombegrenzerdiode erhöht von
einer bestimmten Stromhöhe ab ihren Widerstand und steuert durch Veränderung der
Emitterspannung den Transistor Tsl und damit auch Ts2 auf den richtigen Arbeitspunkt.
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In F i g. 5 ist die Schaltung eines vierstufigen Mikrofonverstärkers
für Gegensprechanlagen nach der Erfindung dargestellt. Die Schaltung hat vier galvanisch
gekoppelte Transistoren Ts3, Ts4, Ts5 und Ts6, von denen Ts5 vom pfip-Typ, die anderen
drei vom ripfi-Typ sind. Während die letzten drei Transistoren in Emitterschaltung
betrieben sind, arbeitet der erste Transistor Ts3 in Basisschaltung. Zwischen dem
Emitter und dem Bezugspotential ist das Mikrofon M eingeschaltet. Seine Basis ist
über die Reihenschaltung eines Widerstandes R 11 und einer in Durchlaßrichtung betriebenen
Diode D 4 und über eine in der Ruhelage offene Einschalttaste T 1 mit dem Pluspotential
der Betriebsspannung U verbunden. Dieses Potential kann auch über eine in der Ruhelage
offene Ausschalttaste T2 an den Verbindungspunkt der Diode D 4 und des Widerstandes
R 11
angelegt werden. Die Basis des Transistors Ts3 ist außerdem über die
Reihenschaltung eines Kondensators C 7 und eines veränderbaren Widerstands R
12
mit Bezugspotential verbunden und der Verbindungspunkt dieser beiden Schaltelemente
ist über die Reihenschaltung eines KondensatorsC8 und eines Widerstandes R 13 an
den Emitter des zweiten Transistors Ts 4 angeschlossen. Der Kollektor des
Transistors Ts3 ist über die Reihenschaltung zweier Widerstände R 14 und R15 mit
dem Emitter des vierten Transistors Ts6 verbunden. Der Verbindungspunkt der beiden
letzten Widerstände ist einerseits über einen Kondensator C 9 an das Bezugspotential
angeschlossen und andererseits über die Reihenschaltung eines Widerstandes R16 und
einer in Durchlaßrichtung betriebenen Diode D 5 mittels der Einschalttaste T 1 an
+ U anschaltbar. R 17 bzw. R 18 sind der Emitter- bzw. Kollektorwiderstand des zweiten
Transistors Ts 4 und R19 bzw. R20 der Emitter- bzw. Kollektorwiderstand des
dritten Transistors Ts5. Im Kollektorkreis des vierten Transistors Ts 6 liegt die
Primärwicklung des Ausgangsübertragers Ue, an dessen Sekundärwicklungsklemmen
a, b
die verstärkte Ausgangsspannung zur Verfügung steht. Der Emitterwiderstand
R 19 ist an eine Anzapfung der Primärwicklung des Ausgangsübertragers angeschlossen.
Der Emitterwiderstand des letzten Transistors Ts 6 besteht aus der Reihenschaltung
zweier Widerstände R 21 und R 22, deren Verbindungspunkt über einen Widerstand R
23 an die Basis des ersten Transistors Ts3 angeschlossen ist.
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Die Wirkungsweise der Schaltung ist folgende: Wird die Betriebsspannung
eingeschaltet, so bleiben alle Transistoren gesperrt. Der Eingangstransistor Ts
3 erhält keine positive Basisspannung, da am Widerstand R 22 keine Spannung
abfällt. Der zweite Transistor Ts4 bleibt stromlos, weil der Kondensator C 9 leer,
d. h. nicht geladen ist und daher auch keinen Basisstrom über den Widerstand R 14
liefern kann. Die beiden übrigen Transistoren Ts5 und Ts6 bleiben deshalb ebenfalls
gesperrt.
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Um den Verstärker einzuschalten, wird die Taste T 1 kurz gedrückt,
wodurch sich der Kondensator C 9
über die Diode D 5 und den verhältnismäßig
niederohmigen Widerstand R 16 auflädt und der Transistor Ts 4 über den Widerstand
R14 Basisstrom erhält, so daß er leitend wird und die beiden übrigen Transistoren
Ts5 und Ts6 durch die an den Widerständen R 18 und R 20 auftretenden Spannungsabfälle
unverzögert ebenfalls in den leitenden Zustand steuert. Vom Ausgangstransistor Ts
6 erhält der zweite Transistor Ts 4 über die Widerstände R 15 und R 14 auch
dann noch Basisstrom, wenn die Taste T 1 losgelassen wird. Die Transistoren Ts5
und Ts6 bleiben also auch leitend. Der Spannungsabfall am Widerstand R 22 bewirkt
über die Widerstände R 23 und R 12
eine Aufladung des Kondensators
C7, so daß auch der Eingangstransistor Ts 3 leitend wird. Hierdurch
wird der Basisstrom des Transistors Ts4 verringert, die Ströme in den Transistoren
Ts 5 und Ts 6 sinken, und der Spannungsabfall am Widerstand R22 nimmt
wieder ab, bis er einen konstanten Wert erreicht hat und den richtigen Arbeitspunkt
für alle vier Transistoren sicherstellt. Die Reihenschaltung C 8/R 13 bewirkt eine
Verringerung der Wechselspannungsgegenkopplung durch R 17. Mit dem Widerstand R
17 kann der Grad der Gesamtgegenkopplung und damit die Verstärkung geändert werden.
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Da die Zeitkonstante des RC-Gliedes R 23, R 12/C 7 verhältnismäßig
groß sein muß, wird beim Drücken der Taste T 1 über die Diode D 4
und den Widerstand R 11 eine schnelle Aufladung des Kondensators C 7 und damit eine
sofortige Betriebsbereitschaft des Verstärkers erzielt.
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Zur Ausschaltung des Verstärkers kann entweder die Taste
T 2 oder die Taste T 3 gedrückt werden. Im ersteren Fall wird der
Eingangstransistor Ts3 über den Widerstand R 11 völlig leitend gesteuert, so daß
er den zweiten Transistor Ts4 und damit auch die beiden nachfolgenden Transistoren
Ts5 und Ts6 sperrt. Der Kondensator C9 wird entladen. Nach dem Loslassen der Taste
T2 erfolgt eine Entladung des Kondensators C7, der Transistor Ts3 sperrt
ebenfalls, und der Verstärker bleibt gesperrt.
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Beim Drücken der Taste T3 wird der Kondensator C9 ebenfalls entladen,
und derVerstärker bleibt auch nach Loslassen der Taste gesperrt.
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Entscheidend für die Funktion der Schaltung ist das Zusammenwirken
der bistabilen Flip-Flop-Anordnung, bestehend aus der zweiten, dritten und vierten
Verstärkerstufe mit der Rückführung von Emitter des vierten Transistors Ts
6 über die Widerstände R 15 und R 14 zur Basis des zweiten Transistors Ts
4 bei ausreichender Siebung durch das RC-Glied R 15/C 9, mit dem die Widerstände
R 22 und R 23 enthaltenden, vom Ausgangstransistor zum Eingangstransistor geführten,
stromstabilisierenden Gegenkopplungskreis.
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Der zusätzliche Aufwand für das bistabile Umschaltverhalten des Verstärkers,
bei dem im Normalfall der Widerstand R 15 direkt am Betriebspotential + U liegen
würde, besteht lediglich in den beiden Dioden D 5 und D 4 und den
beiden Widerständen R 16 und R 11. Er ist also sehr gering.
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Statt über Tasten kann die Ansteuerung des Verstärkers auch elektronisch
erfolgen.