DE2910243A1 - Monostabile multivibratorschaltung und sie verwendende fm-detektorschaltung - Google Patents
Monostabile multivibratorschaltung und sie verwendende fm-detektorschaltungInfo
- Publication number
- DE2910243A1 DE2910243A1 DE19792910243 DE2910243A DE2910243A1 DE 2910243 A1 DE2910243 A1 DE 2910243A1 DE 19792910243 DE19792910243 DE 19792910243 DE 2910243 A DE2910243 A DE 2910243A DE 2910243 A1 DE2910243 A1 DE 2910243A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- transistor
- positive feedback
- monostable multivibrator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/04—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K9/00—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal
- H03K9/06—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal of frequency- or rate-modulated pulses
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
BESCHREIBUNG
Die Erfindung bezieht sich auf eine monostabile Multivibrator
schaltung, bei weicherein Signalverstärkungstransistor
im nichtgesättigten Zustand arbeitet, und richtet sich ferner auf eine FM-Detektorschaltung, welche die monostabile
MuItivibratorschaltung verwendet.
Eine monostabile Multivibratorschaltung umfaßt üblicherweise eine Zeitkonstantenschaltung, welche einen Kondensator
verwendet, eine Verstärkerschaltung, die eine Eingangsschwellenspannung hat und mit dem Ausgang der
Zeitkonstantenschaltung verbunden ist, eine Mitkopplungsschaltung, welche zwischen dem Ausgang der Verstärkerschaltung
und dem Eingang der Zeitkonstantenschaltung angeschlossen ist, und einen Triggeranschluß, welcher an einer
bestimmten Stelle der Schaltungsschleife angeordnet ist«, Was den in der Verstärkerschaltung oder der Mitkopplungsschaltung
verwendeten Signalverstärkungstransistor anbelangt, so fällt, wenn die Kollektor-Emitterspannung unter
die Sättigungsspannung abgesunken ist,, die Stromverstärkung ab und die Änderung des auf Änderungen eines Eingangssignal
ansprechenden Kollektorstroms verschwindet. Es wird daher
unmöglich, einen Treiberstrom scharfer Änderung auf eine mit dem Transistor verbundenen Last zu geben, und die Rechteckform
des Ausgangssignals der Schaltung wird rund bzw. stumpf. Wegen der Sättigung kommt es zu einer Ladungsträgeransammlung
im Kollektor- und Basisbereich des Transistors. Die angesammelten Ladungsträger verursachen eine
vergleichsweise lange Verzögerungszeit des Ausgangssignals.
Es ist wünschenswert, eine geringere Abgerundetheit des Signals und kürzere Verzögerungszeit zu haben.
Bei sogenannten Impulszähl-Detektorschaltungen bei-
909038/0884
spielsweise, bei welchen ein Impulssignal mit einem der
Frequenz eines PM- {frequenzmodulierten} Signals entsprechenden Tastverhältnis durch die monostabile Multivibratorschaltung
erzeugt und zur Gewinnung eines demodulierten Signals geglättet wird, erreicht das demodulierte Signal,
wenn das Impulssignal abgerundet ist, nicht einen Wert, der genau dem jeweiligen Tastverhältnis entspricht.
Bei langer Verzögerungszeit ist das wiederholte Arbeiten in kurzen Zeitabschnitten behindert, und man erhält kein
Ansprechen auf FM-Signale hoher Frequenz.
Demgegenüber schafft die Erfindung eine monostabile Multivibratorschaltung, welche eine günstige Ausgangssignalform
und eine hohe Ansprechgeschwindigkeit zeigt.
Ferner schafft die Erfindung eine monostabile Multivibratorschaltung,
welche einer Impulszähl-Detektorschaltung
angepaßt ist.
Ferner schafft die Erfindung eine monostabile Multivibratorschaltung,
welche geeignet in beispielsweise einer linearen integrierten Halbleiterschaltung aufgebaut ist.
Darüber hinaus schafft die Erfindung eine FM-Detektorschaltung, welche eine monostabile Multivibratorschaltung
verwendet.
Gemäß der Erfindung ist das Kollektorpotential eines in der monostabilen Multivibratorschaltung verwendeten
Signalverstärkungstransistors hinsichtlich seines untersten Werts so begrenzt, daß es höher als das Basispotential
des Transistors liegt. D. h., der Signalverstärkungstransistor ist auf ein Arbeiten im ungesättigten Bereich beschränkt.
Die Folge davon ist, daß die Änderung eines am Kollektor des Signalverstärkungstransistors zu liefernden
Signals, welche durch im Kollektor vorhandene
909838/0884
Streukapazitäten,, wie die Kollektorkapazität und die Vertragungskapazität,
begrenzt ist» nicht- durch das Absinken der Stromverstärkung oder die Anhäufung von Ladungsträgern
beeinflußt wird, die von der Tatsache herrühren,- daß die
Kollektor-Emitterspannung unter die Sättigungsspannung abgefallen ist.
Zur Begrenzung des untersten Werts des Kollektorpotentials, wie oben beschrieben, ist eine Klemmschaltung an
den Kollektor des Signalverstärkungstransistors angeschlossen. Bei Verwendung der Klemmschaltung in dieser Weise erhält
der Kollektorstrom des Transistors eine Größe, die über derjenigen eines durch einen Kollektorlastwiderstand
fließenden Stroms liegt, so daß die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten eines Ausgangssignals voneinander verschieden
werden. Im einzelnen heißt dies, daß der Anstieg und der Abfall des Ausgangssignals durch die Ladegeschwindigkeit
der Streukapazitäten aufgrund des Stroms, der vom KoI-lektorlastwiderstand
her während des Abschaltens des Transistors fließt, bzw. durch die Entladegeschwindigkeit der
Steukapazitäten durch den Kollektorstrom des Transistors während des Einschaltens desselben bestimmt werden« Da in
diesem Fall, wie oben ausgeführt, der Kollektorstrom während des Einschaltens größer gemacht ist als der Strom, der
durch den Kollektorlastwiderstand fließt, ist die Entladegeschwindigkeit
größer als die Ladegeschwindigkeit, Dementsprechend
ist die Abfallgeschwindigkeit des Signals größer als seine Anstiegsgeschwindigkeit.
Wird die oben erwähnte Klemmschaltung nicht verwendet,
dann wird die Amplitude des am Kollektorlastwiderstand erscheinenden Signals durch den Kollektorstrom des Transistors
909838/0884
bestimmt, der wiederrum ein Konstantstrom ist (.welche durch
den Basisstrom des Transistors bestimmt wird* so daß die
Ladegeschwindigkeit und die Entladegeschwinäigkeit für die
Streukapazitäten im wesentlichen gleich sind« Im Falle des Betriebs der monostabilen Multivibratorschaltung mit kurzen Wiederholzeiten, muß die Rücksetzzeit
schneller gemacht werden. Die Zeitdauer für das Erzeugen des Ausgangssignals wird durch die Zeitdauer bestimmt, während welcher ein Ausgangssignal der Zeitkonstantenschaltung
die Eingangschwellenspannung der Verstärkerschaltung übersteigt.
Gemäß der Erfindung schaltet der nicht in Sättigung arbeitende Signalverstärkungstransistor, welcher mit einem
Ausgang einer Mitkopplungsschaltung verbunden ist, vom nichtleitenden in den leitenden Zustand um, wenn ein Triggersignal
eingegeben wird. Durch Anordnung der Mitkopplungsschaltung des vorstehenden Aufbaus auf der Eingangsseite
der Zeitkonstantenschaltung läßt sich eine monostabile Multivibra tor schaltung gewinnen, welche voll die vorstehend erwähnten
wünschenswerten Eigenschaften, die der nicht in Sättigung betriebe Signalverstärkungstransistor zeigt, ausnützt.
Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung baut der Signalverstärkungstransistor eine Differenzverstärkersehaltuncr auf,
mit dem Ergebnis, daß die monostabile Multivibratorschaltung für verschiedene Vorspannungen stabil arbeitet. Dieser Aufbau
ist einer integrierten Schaltung {IC) angepaßt.
Das Ausgangssignal der Mitkopplungsschaltung wird über
eine Trennverstärkerschaltung, welche aus EmitterfοIgertransistoren
aufgebaut, auf die Zeitkonstantenschaltung gegeben.
Da die Trennverstärkerschaltung eine niedrige Ausgangsimpe-
S09838/0884
danz hat, verkürzt sich die Rücksetz zeit der monostabilen
Multivibratorschaltung.
Im folgenden wird eine Äusführungsform der Erfindung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung beschrieben»
Auf dieser ist bzw. sind
Fig. 1 ein Schaltbild, welches eine Aus führung s form für
den Fall zeigt, wo ein monostabiler Multivibrator gemäß der Erfindung bei einer FM-Detektorschaltung
des Impulszählsystems angewandt istf
Fig. 2A Darstellungen von Arbeitssignalformen bei der in
iS Fig. 1 gezeigten Äusführungsform der Erfindung,
und
15
15
Fig. 3 eine graphische Darstellung zur Erläuterung einer Arbeitssignalform im einzelnen.
Im folgenden wird nun eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben.
Die monostabile Multivibratorschaltung gemäß der Erfindung ist, wie oben ausgeführt, für eine Impulszähl-Detektorschaltung,
die aus einem Impulssignal ein Analogsignal erzeugt, besonders geeignet. Dementsprechend wird
eine Aus führungs form der Erfindung, angewandt auf eine Impulszähl-Detektorschaltung,
im folgenden unter Bezugnahme auf die Fig. 1 beschrieben.
In dieser bezeichnet 1 eine Begrenzerschaltung, 2 eine
Trigger signaler zeuger schaltung, 3 eine Trennverstärker schaltung, welche eine Amplitudenbegrenzung durchführt, und 4
eine Signalkombinierschaltung. 5 und 9 bezeichnen eine Vor-
$09833/0884
spannung liefernde Schaltungen^ und 6 und 12 Differenzverstärker
schaltungen. 7 bezeichnet eine Pegelkleiranschaltung,
8 eine Differentiatortreiber- und Pegelklemmschaltung, 10 eine Zeitkonstantenschaltung, und 11 eine Differentiatorausgangsklemmschaltung«
Bei 13 und 14 sind Konstant spannungs schaltungen gezeigt« Für Spannungen ^cc-tf
Vpr,2 und Vc_3 an den Ausgängen a, b und c der Konstantspannungschaltung
14 gilt die Beziehung Vcc^ ^- ^cc2 >^VCC3*
In obiger Schaltung bilden die Schaltungen 4 und 12 die monostabile MuIt!vibratorschaltung.
Der in der Figur durch eine strichpunktierte Linie umschlossene Bereich wird in eine integrierte Halbleiterschaltung
(IC) gesetzt. P- bis P^ stellen äußere Anschlußpunkte
des IC dar.
Signalformen an den Punkten Ä bis I der Schaltung sind in den
Figuren 2A bis 21 dargestellt.
Ein gesendetes und empfangenes FM-Signal, welche auf
eine Zwischenfrequenz vergleichsweise niedrigen Wertes gewandelt worden ist, wird über einen Anschluß IN und einem
Koppelkondensator C1 auf den Anschlußpunkt P1 gegeben.
Dieses FM-Signal wird durch die Begrenserschaltung 1
geformt, um später ein Triggersignal zu gewinnen. Die Begrenzerschaltung 1 verstärkt das in Fig. 2A gezeigte FM-Eingangssignal
und begrenzt die Amplitude des verstärkten Signals. Wie in Fig. 2B dargestellt, wird das Ausgangssignal
der Begrenzerschaltung 1 im wesentlichen rechteckförmig und hat die gleichen Perioden wie das FM-Eingangsignal.
Die Triggersignalerzeugerschaltung 2 enthält beispielsweise eine Signalformungsschaltung aus Widerständen und Kondensatoren
und eine Verstärkerschaltung (keine von beiden
909838/0884
ist in der Figur gezeigt). Ansprechend auf das Rechteck-Eingangs signal in Fig. 2B liefert sie das Triggersignal
synchron mit dem Anstieg des Eingangssignals. Das Ausgangssignal
der Schaltung 2 nimmt die in Fig. 2C dargestellte Form an.
Das Triggersignal wird auf die Trennverstärkerschaltung 3 gegeben. In der Trennverstärkerschaltung 3 arbeiten
Transistoren Q5 bis Q- wegen einer von der Konstantspannungsschaltung
14 gelieferten Basisvorspannung als Konstantstromtransistoren.,
Das Triggersignal wird über einen Emitterfolgertransistor Q1 und damit in Serie verbundenen Pegelschiebetransistor
in Diodenverschaltung Q2 auf die Basis des einen
Differenztransistors Q- gegeben. Das Ausmaß der Pegelverschiebung
durch die Transistoren Q1 und Q7 ist konstant,
da ihre Emitterströme durch den Transistor Qn. festgelegt
sind.
Eine Ausgangsspannung Vcc- der Konstantspannungsschaltung
14 wird über einen Widerstand R5 und als Dioden verschaltete
Transistoren Q„ und Q-, welche in Serie liegen,
auf die Basis des anderen Differenztransistors Q. gegeben. Das Basispotential V^1 des anderen Differenztransistors
Q. wird auf einen Zwischenwert im Pegelvariationsbereich
des Triggersignals, das auf den einen Differenztransistor Q3 gegeben wird, eingestellt. Dieser eine Differenztransistor
Q3 führt den Ein-Aus-Vorgang durch, wobei seine Schwellenspannung das Potential V_- ist.
Auf das in Fig. 2C gezeigte Eingangstriggersignal hin
liefert dementsprechend die Trennverstärkerschaltung 3 ein
909838/0804
invertiertes Signal, das, wie in Fig. 2D gezeigt, zu einer
festen Amplitude und Dauer geformt, wird«
Das der Impulsformung unterworfene Triggersignal und
ein Rückkopplungssignal von der Differenzverstärkerschaltung
12 werden auf die Signalkombinierschaltung 4 gegeben.
Transistoren Q10 und Q11 sowie Transistoren Q1 ^ und
Q13 der Signalkombinierschaltung 4 sind jeweils Darlingtonverbunden.
Die Emitter der Transistoren Q11 und Q17 sind
zusammengeschaltet und mit dem Kollektor eines Konstant-Stromtransistors Q1,- über einen Pegel schiebe tr an si stör in
Diodenverschaltung Q.. und einen Widerstand R„ verbunden.
Die Transistoren Q^„ und Q11 sowie Q12 und Q13 in
Darlington-Verbindung arbeiten wegen der Zusammenschaltung
der Emitter als eine Art Schaltelement .für zwei Eingangssignale. Das Potential der zusammengeschalteten Emitter
entspricht dem höheren der Basispotentiale der Transistoren Q10 und Q13. Die Transistoren in Darlington-Verbindung arbeiten
auch als Pegelschiebeschaltung. Das Ausmaß der Pegelverschiebung, welches zwischen der Basis und dem gemeinsamen
Emitter der Darlington-verschalteten Transistoren im
Ein-Zustand auftritt, ist gleich der Summe der Basis-Emittervorwärtsspannungen
der beiden Transistoren. Dabei wird der Emitterstrom durch den Konstantstromtransistor Q15 konstant
gemacht, weshalb die Basis-Emittervorwärtsspannung
konstant ist. Entsprechend ist die vorgenannte Pegelverschiebung unabhängig vom Wert des auf die Basis des Darlington-verschalteten
Transistors gegebenen Eingangssignals konstant.
In der Schaltung der Fig. 1 wird das in Fig. 2D gezeigte
Signal auf die Basis des Darlington-verschalteten
S09838/0884
Transistors Q1 gegeben, während das in Pig; 2E gezeigte
Rückkopplungssignal auf die Basis des Transistors Q1- gegeben
wird. Deshalb erscheint das in Fig. 2F gezeigte zusammengesetzte Signal auf den zusammengeschalteten Emittern.
Dabei haben sowohl die Versorgungsspannung der Trennverstärkerschaltung
3 als auch die Versorgungsspannung des Transistors Q_g in der Differenzverstärkerschaltung 12 einen Wert, welcher durch die Basisspannungen V ο der Emitterfolgertransistoren
Q,g und Q.« bestimmt wird, so daß
die hohen Pegel der zwei miteinander in der Kombinierschaltung 4 zu kombinierenden Signale gleich sind. Dementsprechend
nimmt der hohe Pegel des zusammengesetzten Signals einen konstanten Wert an, der kaum eine Fluktuationskomponente
enthält.
Wie später noch klar wird, wird die monostabile Multivibratorschaltung
dieser Ausführungsform durch die Anstiegsflanke der zusammengesetzten Signale getriggert. Da hierbei
das zusammengesetzte Signal, wie oben ausgeführt, kaum eine Fluktuationskomponente enthält, arbeitet die Schaltung stabil.
Das zusammengesetzte Signal wird über eine Pegelschiebeschaltung, welche aus dem diodenverschalteten Transistor
Q14 und dem Widerstand Rg besteht, auf die Differenzverstärkerschaltung
6 gegeben. Die Differenzverstärkerschaltung 6 besteht aus Differenztransistoren Q18 und Q^g/ einem
Konstantstromtransistor Q20 und einem Lastwiderstand
R13 und invertiert und verstärkt das eingegebene zusammengesetzte
Signal. Das Ausgangssignal am Ausgang der Differenzverstärkerschaltung 6 ist hinsichtlich seines hohen
und seines niedrigen Pegels durch die Klemmschaltung 7 be-
909833/0884
grenzt. Da bei der Klemmschaltung 7 der Emitter des Transistors Q21 mit dem Ausgang b der Konstantspannungsschaltung
14 verbunden ist, wird der hohe Pegel ν_Η durch die
Spannung V-,r2 und die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des
Transistors Q21 - bestiitcit. Da die Basis'des Transistors Q2" über einen
Widerstand R11- vergleichsweise kleinen Werte eine Konstantspannung von der eine Vorspannung liefernden Schaltung
9 erhält, wird der niedrige Pegel VCLL durch die Konstantspannung
und die Basis-Emittervorwärtsspannung des Transistors Q22 bestinmfc. Der ifert der Spannung ^3Q2 liegtlniedriger
als der der Versorgungsspannung Vr_^ der Differenzverstärkerschaltung
6. Der untere Klemmpegel wird zurückgehend auf den Transistor Q22 vergleichsweise hoch gemacht,
damit das Kollektorpotential des Differenztransistors Q-Q
nicht niedriger wird als sein Basispotential.
Die Änderung eines Ausgangssignals Vn der Differenzverstärkerschaltung
6 ist in Fig. 3 dargestellt. Im Zeitpunkt t10 wird der Transistor Q1Q durch sein Eingangssignal
aus dem nichtleitenden Zustand in den leitenden Zustand
umgeschaltet. Danach beginnt der Kollektorstrom I des Konstantstromtransistors
Q20 in den Transistor Q1g zu fließen
und das Potential an einem Ausgangsanschluß G vom hohen Klemmpotential V_„ aus abzusinken. Wenn R den Widerstandswert
des Kollektorlastwiderstands R13 und C die (nicht gezeigte)
Ausgangskapazität am Anschluß G bezeichnen, genügt dabei das Ausgangssignal VQ der folgenden Gleichung (1):
_t_ - R-I (1 - e/-K) ... (1)
Die Änderung entsprechend Gleichung (1) hält an, bis
909833/0884
das Ausgangssignal VQ das untere Klemmpotential VCLL erreicht.
Wenn umgekehrt der Transistor Q1g vom leitenden in
den nichtleitenden Zustand umgeschaltet hatf wird die
Ausgangskapazität, die auf dem Potential V TT gewesen ist, über den Widerstand R13 durch die Versorgungsspannung
V1 aufgeladen. Daher ändert sich die Ausgangsspannung
Vn entsprechend folgender Gleichung (2):
_t_ ""pt?
Vo - VCLL + <VCC1 - WI1 - e >
'·· W
Die Änderung entsprechend Gleichung (2) dauert zwischen einer Zeit t13 und einer Zeit t... an.
Der Wert R-I in Gleichung {1} wird größer als der Wert von (Vp01 - Vp-. j.) in Gleichung (2} gemacht, womit
der niedrige Klemmpegel V bestimmt wird. In Fig. 3 ist
dementsprechend die Abfallgeschwindigkeit des Signals höher als seine Anstiegsgeschwindigkeit.
Die Differenzverstärkerschaltung 6 liefert ansprechend auf das Fig. 2F gezeigte Eingangssignal an ihrem Ausgang
ein invertiertes Signal, wie es in Fig. 2G gezeigt ist.
Der Differenztransistor Q1_ arbeitet nicht in Sättigung,
weil die üntergrenze seines Kollektorpotentials durch die Klemmschaltung 7 festgesetzt ist. Dementsprechend arbeitet
er mit hoher Geschwindigkeit. Wenn dagegen die Untergrenze für das Kollektorpotential nicht festgelegt ist, arbeitet
der Transistor Q1n in Sättigung, wenn ansprechend
ι y
auf das Eingangssignal das Kollektorpotential niedriger als das Basispotential geworden ist. Da die Stromverstärkung des
Transistors in Sättigung klein wird, kommt es zu einer Ver-
909838/0884
rundung des Ausgangssignals,, wie es durch eine unt.erbroch.ene
Linie 1 in Fig. 2G angedeutet ist« Daneben hinkt es, wie durch
eine unterbrochene Linie 2 in Fig. 2G-angedeutet, wegen der
Anhäufung von Ladungsträgern in der Basis und dem Kollektor
nach.
Das Ausgangssignal der Differen2verstärkerschaltung 6
wird auf die Differentiatortreiberschaltung gegeben, welche Emitterfolgertransistoren Q33 und Q24 in Darlingtonschaltung
aufweist. Die Differentiatortreiberschaltung weist eine Klemmschaltung auf, welche aus Transistoren Q2^ und Q36 aufgebaut
ist. Der untere Grenzwert des Emitterpotentials des Transistors Q34 wird durch diese Klemmschaltung festgelegt*
Das Ausgangssignal der Trennverstärkerschaltung 8 wird über einen äußeren Änschlußpunkt P_ auf die Zeitkonstantenschaltung
10 gegeben, welche aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R_,- aufgebaut ist. Das Ausgangssignal der Zeitkonstantenschaltung
wird über einen äußeren Anschlußpunkt P^
sowie die Differentiatorausgangsklemmschaltung 11 auf die
Differenzverstärkerschaltung 12 gegeben.
Ein Ende des Widerstands R36 der Zeitkonstantenschalfcung
10 ist mit einem Glättungskondensator C. und einem Ausgangsanschluß
f der Konstantspannungsschaltung 14 verbunden. Im stabilen Zustand der monostabilen Multivibratorschaltung ist.
der Basis-Emitterpfad des pnp-Transistors Q35 der Differentiatorausgangsklemmschaltung
11 durch einen Strom vom Widerstand R36 her vorwärtsvorgespannt. Dementsprechend ist das
Emitterpotential des Transistors Q,_ höher als sein Basispotential. Wegen der genannten Potentiale der Differentiatorausgangsklemmschaltung
11 ist ein Transistor Q3, der Differenzverstärleerschaltung
Jm Ein-Zustand und ein Transistor Q3., derselben im Aus-Zustand.
909838/0.884
Der niedrige Pegel des Kollektorpotentials jedes der Transistoren
Q-,- und Q__ ist durch einen beschränkten Strom von einem Kon-
Jb i I
stantstromtransistor Q^8 höher als deren Basispotentiale gemacht.
Die Zeitkonstantenschaltung 10 liefert ein in Fig. 2H
gezeigtes Signal, während die Differenzverstärkerschaltung 12 ein in Fig. 21 gezeigtes Signal an ihrem Ausgang I liefert.
Der Kollektor des Transistors Q37 der Differenzverstärkerschaltung
12 ist über einen Lastwiderstand R_o insbesondere
mit demjenigen Ausgang a der Konstantspannungsschaltung 14 verbunden, welcher noch über den Spannungen v"cc2 und V .
liegende Spannung V .. liefert. Daher kann der Wert des Lastwiderstands
R30 so gewählt werden, daß der Transistor Q37
nicht in Sättigung betrieben wird, und die Amplitude des Ausgangssignals am Ausgangsanschluß I groß gemacht werden. Dies
ermöglicht es, in einfacher Weise eine gewünschte Spannung an eine Schaltung 15 zu liefern, welche die Detektorschaltung benützt.
Ferner optimiert dies, die Arbeitsbedingungen des Transistors Q-,,. Dies heißt im einzelnen, da die Kollektorausgangsspannung
(die Spannung am Anschluß E) des Transistors
Q,,., der die Zeitkonstantenschaltung 10 als seine Eingangs-Jb
schaltung hat, eine für das Betreiben der Mitkopplungsschaltung
ausreichende kleine Spannung (beispielsweise 1/10 der
Spannung vom Anschluß I) sein kann, daß der Transistor Q36
in einem ausreichend ungesättigten Zustand betrieben werden kann. Die Folge davon ist, daß die Basiseingangsspannung des
Transistors Q36# selbst wenn sie im Übergangszustand beim
Einschalten dieses Transistors hoch wird, nicht über die Kollektorspannung des Transistors Q36 hinaus ansteigt und
ihn in Sättigung bringt.
909838/0884
Auf diese Weise ist es sehr wirkungsvoll/ die Ausgangsspannung
am Transistor Q37 abzunehmen, der dem Transistor
Q36, der die Zeitkonstantenschaltung 10 als seine Eingangsschaltung hat, gegenüberliegt.
In der Schaltung 9 zur Lieferung einer Vorspannung dient ein Kondensator C„, welcher zwischen einem Anschluß P„ und
einem Erdungspunkt der Schaltung angeordnet ist, der Glättung.
Bei der oben beschriebenen Anordnung fällt basierend auf dem Anstieg des in Fig. 2D gezeigten Triggersignals,
welches auf die Basis des Transistors Q10 der Signalkonibinierschaltung
gegeben wird, das Eingangssignal der Zeitkonstantenschaltung 10 auf eine Zeit tn, und ihr Ausgangssignal
fällt auf das Abklingen dieses Eingangssignals.
Durch das Äusgangssignal der Zeitkonstantenschaltung
wird das Basispotential des Transistors Q--ß der Differenzverstärkerschaltung
niedriger als das Basispotential des Transistors Q0-, so daß der Transistor Q0,, vom Ein-Zustand in
den Aus-Zustand und der Transistor Q__ vom Aus-Zustand in
den Ein-Zustand übergeht. Dementsprechend nimmt das Kollektorpctential
des Transistors Q_fi den hohen Wert an. Das Potential
dieses hohen Wertes wird auf die Kombinierschaltung
4 gegeben. Als Folge der Rückkopplung durch die Schaltungen 4, 6 und 8 bleibt das Signal der Zeitkonstantenschaltung 10
so lange auf dem niedrigen Wert, bis der Transistor Q__ der
Differenzverstärkerschaltung 12 im Aus-Zustand ist.
Der Kondensator C3 der Zeitkonstantenschaltung 10 wird
über den Widerstand R36 durch die Konstantspannungsschaltung
14 geladen. Deshalb nimmt das Potential am Ausgang der Zeitkonstantenschaltung
10 in der in Fig. 2H gezeigten Weise
909838/0884
entsprechend ihrer Zeitkonstanten zu.
Das Basispotential des Transistors Q3g der Differenzverstärkerschaltung
12 überschreitet wegen des Ausgangspotentials der Zeitkonstantenschaltung 10 im Zeitpunkt t3 das
Basispotential des Transistors Q37-
Als Folge davon kehrt der Transistor Q,fi wieder in den
Ein-Zustand zurück. Mit Zunahme des Kollektorpotentials des Transistors Q_fi steigt das Eingangssignal der Zeitkonstantenschaltung
10 über die Schaltungen 4, 6 und 8 in einem Zeitpunkt t. an.
Mit dem Anstieg des Eingangssignals der Zeitkonstantenschaltung
10 steigt auch ihr Ausgangssignal an. Dabei wird
das Ausgangssignal durch den Transistor Q35 begrenzt, weil
der Basis-Emitterpfad des Transistors Q35 der Differentiatorausgangsklemmschaltung
11 durch dieses Signal vorwärtsvorgespannt ist.Da der Emitteranschluß des Transistors Q35 eine
ausreichend niedrige Impedanz zeigt/ werden im Kondensator C3 der Zeitkonstantenschaltung 10 gespeicherte Ladungen
über den Transistor Q35 rasch entladen.
Die monostabile Multivibratorschaltung, bestehend aus
den Schaltungen 4 bis 12, führt auf das nächste Triggersignal hin die gleiche Operation durch wie oben beschrieben.
In der Schaltung der Fig. 1 liefert die monostabile MuI-tivibratorschaltung
ein Impulssignal fester Dauer, wie in Fig. 21 gezeigt, für jede Periode des in Fig.2A gezeigten
FM-Signals.
Dieses Signal wird auf den Anschluß P4 und die Tiefpaßfilterschaltung
15 gegeben. An der Tiefpaßfilterschaltung 15
wird ein demoduliertes Signal gewonnen. Das demodulierte Signal wird durch eine Verstärkerschaltung 16 verstärkt.
909838/0884
2310243
Bei dieser Ausführungsform sind das Triggersignal und
das Rückkopplungssignal über die Emitterfolgertransistoren
kombiniert, so daß die elektrische gegenseitige Beeinflussung von Rückkopplungssignalanschluß und Triggersignalan-Schluß
auf ein vernachlässigbaresÄusmaß abnimmt. Da der Triggeranschluß nur das Signal der Trennverstärkerschaltung 3
erhält und dieses Signal keine Wertänderung durch diese Beeinflußung durchmacht, triggert es den monostabilen Multivibrator
selbst bei einer anderen Triggerperiode stabil.
Der Rückkopplungsanschluß erhält nur das Signal der Differenzverstärkerschaltung 12, und dieses Signal ist nicht
durch den Triggeranschluß usw. beeinflußt« Infolgedessen bewirkt die Differenzverstärkerschaltung 12 keinerlei Verzerrung,
die einer Beeinflussungdurch das Triggersignal zuschreibbar wäre.
Im Gegensatz dazu ist beispielsweise dort, wo der Triggeranschluß
durch den Rückkopplungsanschluß beeinflußt ist, der Wert am Triggeranschluß hoch, solange der Wert am Rückkopplungsanschluß
hoch ist, und geht auf niedrigen Wert, wenn der Rückkopplungsanschluß den niedrigen Wert angenommen
hat. Dabei ist die Änderung des Signals am Triggeranschluß durch die Streukapazität C01 des Triggeranschlusses
d.-'h.;.des Ausgangsanschlusses der Trennverstärkerschaltungr
beschränkt, und daher nimmt der wegen der gegenseitigen Beeinflussung am Triggeranschluß erschienene Signalwert nicht
sofort ab. Die Folge davon ist, daß bei schwankender Triggersignaldauer
sich der Triggersignalpegel ändert, weil der am Triggeranschluß bewirkte Signalwert durch die gegenseitige
Beeinflussung schwankt.
Bei der beschriebenen-Ausführungsform-der Erfindung
ist die gegenseitige Beein-
909838/0884
flussung von Rückkopplungsanschluß und Triggeranschluß durch die Kombinierschaltung, wie oben beschrieben, vermindert.
Wie in Fig. 1 dargestellt, ist der Ausgang der monostabilen
Multivibratorschaltung mit dem Kollektor des Differenztransistors
Q3- verbunden und vom Rückkopplungsanschiuß getrennt.
Dementsprechend leckt das Triggersignal nicht über den Rückkopplungsanschluß in den Ausgangsanschluß.
Die Emitterfolgertransistoren der Kombinierschaltung
4 haben ausreichend niedrige Ausgangsimpedanzen und können
infolgedessen die Anstiegsgeschwindigkeit des zusammengesetzten Signals ausreichend hoch machen. Wenn der Triggeranschluß
und der Rückkopplungsanschluß direkt verbunden sind, werden Streukapazitäten C01 bis C0-,, zu denen die
Kollektorkapazitäten der Transistoren Q3, Q15 und Q36 etc.
gehören,am Punkt der direkten Verbindung zu einem vergleichsweise
hohen Wert kombiniert. Die Emitterfolgertransistoren der Kombinierschaltung 4 machen die Kapazitäten voneinander
unabhängig. Deshalb bleiben die Kapazitäten des Triggeranschlussesund des Rückkopplungsanschlussesklein und ermöglichen
ausreichend rasche Signaländerungen an diesen Anschlüssen.
Gemäß der vorstehenden Ausführungsform der Erfindung
läßt sich ein Impulssignal fester Impulsbreite gewinnen. Wenn daher der monostabile Multivibrator gemäß der Erfindung
für die FM-Detektorschaltung des Irapulszählsystems verwendet
werden, läßt sich ein Sprechsignal sehr geringer Verzerrung wiedergeben. Im einzelnen heißt dies, daß Impulssignale
mit der in Fig. 21 gezeigten festen Impulsdauer "C synchron mit den Phasen entsprechender Perioden des
in Fig. 2A gezeigten FM-Modulationssignals erhalten werden
909838/0 8 84
können. Deshalb kann durch Integration der Impulssignale mit der Tiefpaßfilterschaltung 15 das übertragene Sprechsignal
mit hoher Wiedergabetreue reproduziert werden.
Die Erfindung ist besonders wirkungsvoll angewandt, wenn die zusätzliche Inversionsausgangsschaltung 6 in der Mitkopplungsschaltung
in einem Fall erforderlich ist, wo die durch die Zeitkonstantenschaltung 10 zu treibende Verstärkerschaltung
12 das Phaseninversionsausgangssignal an die Mitkopplungsschaltung liefert, d. h., wo das Kollektorausgangssignal
des Transistors Q-.^ an die Mitkopp lungs schaltung geliefert
wird. Der Grund liegt darin, daß die Emitterfolgerschaltung,
welche das Transistorenpaar Q1n und Q13 enthält, welche
die oben angegebenen Wirkungen haben und gleichphasige Ausgangsignale
liefern, auf die Triggersignaleingangsschaltung (Kombinierschaltung) 4 anwendbar ist,und daß die Emitterfolgerschaltung, welche die niedrige Ausgangsimpedanz zeigt und
die Charakteristik gleichphasiger Ausgangssignale hat, als Treiberschaltung für die Zeitkonstantenschaltung 10 verwendbar
ist.
Ki/s
909838/0884
-ZV-
Leerseite
Claims (8)
1. Monostabile Multivibratorschaltung mit einer einen
Kondensator enthaltenden Zeitkonstantenschaltung, einer Verstärkerschaltung, welche einen Signalverstärkungstransistor
enthält und ein Ausgangssignal der Zeitkonstantenschaltung empfängt, einer Mitkopplungsschaltung, welche einen Signalverstärkungstransistor
enthält und zwischen einem Ausgang der Verstärkerschaltung und einem Eingang der Zeitkonstanten-
909838/0884
schaltung angeschlossen ist, und einem Triggereingangsanschluß,
welchermit einer aus der Zeitkonstantenschaltung, der Verstärkerschaltung
und der Mitkopplungsschaltung bestehenden Schaltungsschleife verbunden ist und auf welchen ein Triggersignal
gegeben wird, dadurch gekennzeichnet f
daß die in der Verstärkerschaltung (12) und der Mitkopplungsschaltung
enthaltenen Signalverstärkungstransistoren (36, 19)
in nicht gesättigten.. Zuständen arbeiten und daß ein von der Mitkopplungsschaltung auf die Zeitkonstantenschaltung (10)
synchron mit dem Triggersignal gegebenes Rückkopplungssignal ein Signal ist, welches be±n übergang des Signalverstärkungstransistors
der Mitkopplungsschaltung aus einem nichtleitenden Zustand in einen leitenden Zustand erzeugt wird.
2. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekenn ζ eichnet , daß die Mitkopplungsschaltung
eine Einrichtung zum Klemmen des Kollektorausgangspotentials des Signalverstärkungstransistors (19)
in seinem leitenden Zustand auf einem über seinem Basiseingangspotential liegenden bestimmten ersten Potential und eine Einrichtung
zum Klemmen des Kollektorausgangspotentials dieses Signalverstärkungstransistors
in seinem nichtleitenden Zustand auf einem über dem bestimmten ersten Potential liegenden
bestimmten zweiten Potential umfaßt, wobei beide Klemmeinrichtungen
mit dem Kollektor des Signalverstärkungstransi-
SQ9838/0884
stors in der Mitkopplungsschaltung verbunden sind,
3. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 2f
dadurch gekennzeichnet , daß der Signal-Verstärkungstransistor
(19) der Mitkopplungsschaltung mit dem Emitter eines weiteren Transistors (18) zur Bildung einer
Differenzschaltung zusammengeschaltet ist.
4. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet., daß eine Emitterfolgerschaltung (8) mit einem weiteren Signalverstärkungstransistor
(Q23) zwischen den Ausgang des Signalverstärkungstransistors
(19) der Mitkopplungsschaltung und dem Eingang der Zeitkonstantenschaltung (10) vorgesehen ist, so
daß die monostabile Multivibratorschaltung aus einem metastabilen in einen stabilen Zustand zurückgesetzt werden
kann, wenn sich ein Ausgangssignal der Emitterfolgerschaltung in Richtung steigenden EmitterStromsentsprechend dem
übergang des Signalverstärkungstransistors der Mitkopplungsschaltung
aus dem nichtleitenden Zustand in den leitenden Zustand geändert hat.
5. Monostabile Multivibratorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß als Triggersignal ein Triggersignal einer einer Frequenz eines ΗΊ-Signals
§09838/0884
entsprechenden Periode auf den Triggereinganganschluß gegeben wird, wobei ein Impulssignal mit einem der Frequenz
des FM-Signals entsprechenden Tastverhältnis geliefert wird,
6. Monostabile Multivibratorschaltungf gekennzeichnet durch ein Paar von Transistoren CQ35 ΙΟ-,,) zur Differenzverstärkung, deren Emitter zusammenge-
JD
schaltet sind; eine Zeitkonstantenschaltung (10), welche
einen Kondensator (C3) enthält und mit der Basis eines der
beiden Transistoren zur DifferenzverStärkung verbunden ist;
eine Mitkopplungsschaltung, welche zwischen dem Kollektor eines der Transistoren zur Differenzverstärkung und der
Zeitkonstantenschaltung angeschlossen ist^ wobei die Mitkopplungsschaltung
einen Signalverstärkungstransistor (19) enthält, dessen Basis auf ein vom Kollektor des einen Transistors
zur Differenzverstärkung geliefertes Signal anspricht und dessen Kollektor mit der Zeitkonstantenschaltung
verbunden ist; eine Klemmschaltung (7), welche mit dem Kollektor des Signalverstärkungstransistors der Mitkopplungsschaltung
verbunden ist und das Kollektorpotential dieses Transistors während des Einschaltens auf einem über seinem
Basispotential liegenden Potential und auch während des Ausschaltens auf einem bestimmten Potential klemmt; und eine
Triggereingangsschaltung (2), welche mit der Mitkopplungsschaltung
verbunden ist und mit Anlegen eines Triggersignals
909338/0834
den Signalverstärkungstransistor der Mitkopplungsschaltung aus einem nichtleitenden Zustand in einen leitenden Zustand
schiebt, wodurch die monostabile Multivibratorschaltung von einem stabilen Zustand in einen metastabilen Zustand gebracht
wird«.
7, Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 6,
dadurch g e k e η η .ζ eichnet, daß die Mitkopplungsschaltung
eine erste Emitterfolgertransistorschaltung
(8) enthält, welche zwischen den Signalverstärkungstransistor (19) und die Zeitkonstantenschaltung (10) geschaltet
ist.
8. Monostabile Multivibratorschaltung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplungsschaltung eine zweite Emitterfolgertransistorschaltung
(4) enthält, welche zwischen dem Kollektor des einen Transistors (Q36) zur Differenzverstärkung und die Basis des
Signalverstärkungstransistors (191 geschaltet ist und mit weleher
die Triggereingangsschaltung (2) verbunden ist.
§09838/0804
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2866378A JPS54121650A (en) | 1978-03-15 | 1978-03-15 | Monostable circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2910243A1 true DE2910243A1 (de) | 1979-09-20 |
Family
ID=12254737
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19792910243 Withdrawn DE2910243A1 (de) | 1978-03-15 | 1979-03-15 | Monostabile multivibratorschaltung und sie verwendende fm-detektorschaltung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4297601A (de) |
JP (1) | JPS54121650A (de) |
DE (1) | DE2910243A1 (de) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04291811A (ja) * | 1991-03-20 | 1992-10-15 | Fujitsu Ltd | ワンショットパルス生成回路 |
US9633573B1 (en) | 2014-06-06 | 2017-04-25 | Justin D. Tafoya | Mechanical release archery training device |
US11236965B1 (en) | 2014-06-06 | 2022-02-01 | Justin Tafoya | Archery training system |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3124706A (en) * | 1964-03-10 | Emitter | ||
US3143658A (en) * | 1958-11-28 | 1964-08-04 | Atlantic Refining Co | Method and apparatus for producing and recording a pulse frequency modulated signal |
US3755693A (en) * | 1971-08-30 | 1973-08-28 | Rca Corp | Coupling circuit |
US3828206A (en) * | 1972-03-15 | 1974-08-06 | Rca Corp | High speed driving circuit for producing two in-phase and two out-of-phase signals |
JPS4969258A (de) * | 1972-11-09 | 1974-07-04 | ||
US3883756A (en) * | 1973-12-27 | 1975-05-13 | Burroughs Corp | Pulse generator with automatic timing adjustment for constant duty cycle |
JPS51138050U (de) * | 1975-04-30 | 1976-11-08 | ||
US4009404A (en) * | 1975-10-06 | 1977-02-22 | Fairchild Camera And Instrument Corporation | Monostable multivibrator having minimal recovery time |
-
1978
- 1978-03-15 JP JP2866378A patent/JPS54121650A/ja active Granted
-
1979
- 1979-01-16 US US06/003,962 patent/US4297601A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-03-15 DE DE19792910243 patent/DE2910243A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4297601A (en) | 1981-10-27 |
JPS624895B2 (de) | 1987-02-02 |
JPS54121650A (en) | 1979-09-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE1541954B2 (de) | Kondensator-Überladungsvorrichtung | |
DE1291791B (de) | Schaltungsanordnung zur Rauschunterdrueckung fuer ein rauschbehaftetes Eingangssignal mit unterbrochen auftretendem Nutzsignal | |
DE1616885B1 (de) | Schaltungsanordnung,die auf ein ihr zugefuehrtes frequenzmoduliertes Eingangssignal hin eine Ausgangsspannung abgibt,deren Amplitude von der Frequenz des Eingangssignals abhaengt | |
DE3244218A1 (de) | Schutzschaltung | |
DE2719001B2 (de) | Ablenkschaltung für einen Fernsehempfänger | |
DE3633045C2 (de) | ||
DE2444060A1 (de) | Treiberschaltung | |
DE2910243A1 (de) | Monostabile multivibratorschaltung und sie verwendende fm-detektorschaltung | |
DE2363599C3 (de) | FM-Demodulatorschaltung | |
DE2557512C3 (de) | PDM-Verstärker | |
DE2651482C3 (de) | Verstärkerschaltung | |
DE1240551B (de) | Impulsgenerator zur Erzeugung extrem steilflankiger Impulse mit Speicherschaltdioden | |
DE3113824C2 (de) | Verstärker mit Mitteln zum Unterdrücken von Gleichspannungssprüngen am Verstärkerausgang | |
DE1512671B1 (de) | Schaltung mit veränderlicher Dämpfung grosser Amplituden | |
DE3145771C2 (de) | ||
DE2415629C3 (de) | Schaltungsanordnung zum zeitweiligen, von der Größe der veränderlichen Betriebsspannung abhängigen Blockieren eines Stromzweiges | |
DE1491912C3 (de) | Modulator | |
DE1295651B (de) | Schaltungsanordnung fuer einen elektronischen Frequenzteiler zur Untersetzung von Impulsfolgen | |
DE1051325B (de) | Selbstschwingender Transistor-Multivibrator als Frequenzteiler | |
DE2608266C3 (de) | Schaltungsanordnung zum Ableiten einer kontinuierlich veränderbaren Gleichspannung aus der konstanten Gleichspannung einer Gleichspannungsquelle | |
DE2910244A1 (de) | Monostabiler multivibrator und ihn verwendende fm-detektorschaltung | |
DE1537658B2 (de) | Begrenzerverstaerker | |
DE3129523C2 (de) | Mehrstufige Rechteckimpuls-Verstärkerschaltung | |
DE2547176C3 (de) | Aktive Bipolartransistoranordnung | |
DE1616885C (de) | Schaltungsanordnung, die auf ein ihr zugeführtes frequenzmoduliertes Eingangssignal hin eine Ausgangsspannung abgibt, deren Amplitude von der Frequenz des Eingangssignales abhängt |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OAR | Request for search filed | ||
OC | Search report available | ||
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: STREHL, P., DIPL.-ING. DIPL.-WIRTSCH.-ING. SCHUEBE |
|
8141 | Disposal/no request for examination |