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Anordnung zur Konstanthaltung einer Gleichspannung mit einem Schalttransistor
und einer Drosselspule Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Konstanthaltung
einer Gleichspannung, die aus einer Gleichstromquelle derart abgeleitet ist, daß
die in ihrem Spannungswert schwankende Eingangsgleichspannung stets größer ist als
die konstant gehaltene Gleichspannung und daß der aus der Gleichstromquelle entnommene
mittlere Gleichstrom über den Lastwiderstand fließt, aber kleiner ist als der gesamte
mittlere Gleichstrom über den Lastwiderstand; und bei der in einem Längszweig eine
als Energiespeicher verwendete Drossel vorgesehen ist, die eingangsseitig durch
einen elektronisch gesteuerten Umschalter, bestehend aus einem Transistor, dessen
Kollektor-Emitter-Strecke im Längszweig liegt, und einer Diode im Querzweig, periodisch
zwischen den beiden Eingangsklemmen hin- und hergeschaltet wird, und bei der am
ausgangsseitigen Anschluß der Drossel ein im Querzweig liegender Glättungskondensator
angeordnet ist.
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Eine bekannte Anordnung dieser Art ist in der Fig. 1 b, das Prinzipschaltbild
dazu in der Fig. 1 a dargestellt.
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Fig. 1 a zeigt einen Vierpol, an dessen Eingangsklemmen 1 und 2 die
Spannung U, einer Gleichspannungsquelle angelegt ist. Der Gleichstrom-Mittelwert
des der Quelle entnommenen Stromes sei I,. An den Ausgangsklemmen 3 und 4 erscheint
die Spannung U2, die im nicht dargestellten Lastwiderstand U2/I2 den Strom I2 erzeugt.
Der Gleichstrom 12 fließt. über die Drossel Dr,, deren Windungszahl n, sei und deren
eingangsseitiger Anschluß a mit Hilfe des durch eine nicht dargestellte Zusatzeinrichtung
betätigten Umschalters S, periodisch und hinreichend schnell zwischen der Klemme
1 und den miteinander verbundenen Klemmen 2 und 4 hin- und hergeschaltet wird. Verbindet
der Schalter den Anschluß a mit Klemme 1, so nimmt die Drossel die Spannungsdifferenz
U,-U2 auf. Durch die Bemessung der Drossel sei gewährleistet, daß der hiervon auf
den Verlust am Wicklungswiderstand entfallende Anteil stets klein im Vergleich zur
Induktionsspannung bleibt. Es fließt dann ein stetig steigender Strom durch die
Drossel, der der Stromquelle entnommen wird. Im Magnetfeld der Drossel wird hierbei
ein Energiebetrag gespeichert, der gleich dem halben Produkt aus der Induktivität
der Drossel und dem Quadrat des höchsten bis zur Umschaltung erreichten Stromes
ist. Wird nun Anschluß a der Drossel plötzlich auf Klemmen 2/4 umgeschaltet, so
fließt der Strom in der Drossel in gleicher Richtung wie vorher, jedoch mit abnehmender
Intensität weiter, bis entweder der Energievorrat erschöpft ist oder vorher erneut
umgeschaltet wird. Während dieser Zeit wird der Stromquelle kein Strom entnommen;
der Stromkreis der Drossel ist über den Lastwiderstand geschlossen, dem die gespeicherte
Energie zugeführt wird.
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Der Strom durch die Drossel ist also ein pulsierender Gleichstrom,
dessen Mittelwert l2 über den Lastwiderstand fließt und insgesamt größer ist als
sein ansteigender Teil, dessen Mittelwert I, der Quelle entnommen wird. DerWechselstromanteil
despulsierenden Drosselstromes wird durch den Kondensator C, am ausgangsseitigen
Anschluß b der Drossel kurzgeschlossen, so daß U2 während einer Periode als hinreichend
konstant anzusehen ist. Die Induktionsspannung der Drossel, die während der Ladephase
(a liegt an Klemme 1) als Spannungsabfall gepolt war, wechselt bei Umschaltung von
a auf Klemmen 2/4 plötzlich die Richtung und wird im neuen Stromkreis zur EMK, d.
h. wegen der Gegenspannung an C, praktisch gleich U2. Die geschilderte Energie-Umschleusung,
d. h. das verlustarme Herabheben von Energie aus einer höheren Gleichspannung auf
eine niedrigere, geht allerdings nur dann in befriedigender Weise vor sich, wenn
die Umschaltung des Drosselanschlusses a von Klemme 1 auf die Klemmen 2/4 in verschwindend
kurzer Zeit und ohne Funkenbildung erfolgt, eine Bedingung, die mit mechanischen
Kontakten kaum erfüllbar ist.
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Bei der Anordnung nach Fig. 1 b ist diese Schwierigkeit dadurch beseitigt,
daß ein Transistor Ts, und eine
Diode D1 miteinander einen Umschalter
bilden, der durch an die Klemmen 5 und 6 angelegte Signale elektronisch steuerbar
ist. Mit Ausnahme dieser .Änderung sind Fig. 1 a und 1 b identisch. Die Verbindung
des Punktes a mit Klemme 1 wird bei der Anordnung nach Fig. 1 b dadurch erreicht,
daß ein nicht dargestellter Taktgeber, der an die Klemmen 5 und 6 angeschlossen
ist, einen Steuerstrom !B, vom Emitter zur Basis des Transistors Ts, hervorruft,
der so lange andauert und mindestens so groß ist, daß der dann über die Emitter-Kollektor-Strecke
fließende Drosselstrom bis zum gewünschten Höchstwert- ansteigen kann, ohne daß
dabei der Spannungsabfall ucEl am Transistor den diesem eigenen stromabhängigen
und meist sehr kleinen Sättigungswert übersteigt. Während dieser Zeit, der Durchlaßzeit
z, des Transistors, ist die Diode D, gesperrt; die an ihr liegende Sperrspannung
ist gleich U,-ucEl. Unterbricht nun der Taktgeber den Steuerstrom, so wird für den
Drosselstrom der Entladestromkreis dadurch geschlossen, daß die nun zwangläufig
die Richtung wechselnde Induktionsspannung der Drossel die Diode D, in Durchlaßrichtung
polt, wobei diese Spannung nur um die Durchlaßspannung up, der Diode und den Spannungsabfall
am Wicklungswiderstand größer sein muß als U2. Der Schalttransistor muß während
dieser Durchlaßzeit der Diode die Spannung U,+uD, noch sicher sperren können. Soll
nun die Ausgangsspannung U2 auf einen von Schwankungen in U, und 12 nahezu unabhängigen,
vorgegebenen Wert geregelt werden, so muß der Taktgeber durch die kleinen noch zugelassenen
Änderungen der Ausgangsspannung so beeinflußt werden, daß die Stromimpulse in der
Speicherdrossel Dr, dem Glättungskondensator C,, in jeder Periode genau die gleiche
Ladung zuführen, die ihm der jeweils angeschlossene Lastwiderstand bei der gewünschten
Spannung U2 während der Periodendauer T entnimmt.
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Bei einer bisher bekanntgewordenen Anordnung dieserArt,bei der von
dem vorstehend beschriebenen Energieumschleusungsprinzip Gebrauch gemacht wurde,
wird nun der Strom - und damit der magnetische Fluß - in der Drossel nur in Abhängigkeit
von der Ausgangsspannung gesteuert, d. h. ohne Rücksichtnahme auf den jeweiligen
Energieinhalt der Drossel im Augenblick des Umschaltens. Hierdurch wird im Normalfall
die Periodendauer T verschieden von der Summe der Durchlaßzeit z, des Transistors
und der Zeit a2, die als die Dauer der vollständigen Entladung der in der Drossel
gespeicherten Energie über die Diode definiert sei. Im Normalfall liegt also entweder
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Stromimpulsen eine mehr oder weniger breite Lücke,
d. h. T> (z,+-r@, was hinsichtlich des Wirkungsgrades nicht günstig ist, oder es
ist T < (-cl. +v2), d. h., der Transistor wird bereits wieder in Durchlaßrichtung
geschaltet, wenn noch Energie in der Drossel gespeichert ist. Der Transistor muß
dann sofort den Drosselstrom übernehmen. Umschaltverluste entstehen in diesem Falle
nicht nur beim Ausschalten, sondern auch beim Einschalten des Transistors. Um diese
Verluste hinreichend klein zu halten, muß der Taktgeber also zwei steile Schaltflanken
liefern können, was einen relativ hohen Aufwand bedingt.
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Die Umschaltverluste beim Ausschalten des Transistors, also beim Übergang
vom Durchlaß- in den Sperrzustand, sind in hohem Maße davon abhängig, ob die während
der Durchlaßzeit im Transistor gespeicherte Ladung (»hole storage effect<c) zum
Kollektor abfließen muß, wobei wegen der hohen Kollektorspannung beträchtliche Verluste
entstehen, oder ob es gelingt, diese Ladung größtenteils zum Emitter zurückzutreiben.
Hierfür genügt bereits eine Spannung von wenigen Volt, die in Sperrichtung an die
Basis-Emitter-Strecke gelegt wird. Diese Spannung muß jedoch sehr schnell angelegt
werden und der Innenwiderstand ihrer Quelle wenigstens kurzzeitig sehr klein sein,
damit die gespeicherte Ladung möglichst schnell, d. h. mit hoher Stromstärke, zum
Emitter zurückfließen kann. Erst wenn der Transistor bereits wieder hochohmig geworden
ist, genügt auch eine kleinere Sperrspannung, um den Transistor weiterhin gesperrt
zu halten. Der Innenwiderstand ihrer Quelle darf dann entsprechend höher sein, da
sie dann nur noch den meist sehr kleinen in die Basis hineinfließenden Sperrstrom
des Transistors zu liefern hat. Nur durch eine Sperreinrichtung, die einen sehr
schnellen Ladungsträgerrückfluß ermöglicht, gelingt es überdies, die Spannungsfestigkeit
eines gegebenen Transistors voll auszunutzen, denn sonst führt der höhere Verlustenergieimpuls
im Augenblick des Umschaltens zu örtlicher thermischer Instabilität im Kristall,
was den Spannungsdurchbruch bei wesentlich kleinerer Spannung zur Folge hat, als
wenn dieser Energieimpuls klein bleibt. Da der während der Umschaltung anfallende
Teil der Gesamtverluste im Transistor praktisch proportional mit der Betriebsfrequenz
ansteigt, solange Ströme und Spannungen unverändert bleiben, verbietet eine unzulängliche
Sperrung des Transistors die Verwendung höherer Frequenzen. Soll die Ausgangsspannung
nur ein° geringe Welligkeit aufweisen, so führt dies zu einem höheren Aufwand an
Siebmitteln.
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Die bekannte Anordnung nach Fig. l b läßt nun eine im beschriebenen
Sinne ausreichende Sperrung des Schalttransistors vermissen. Ein weiterer Mangel
dieser bekannten Anordnung ist dadurch gegeben, daß zwischen der Steuerstrecke des
Transistors und dem Taktgeber bzw. der Ausgangsspannung eine galvanische Trennung,
z. B. mittels eines Übertagers, nowendig ist.
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Die Anordnung zur Konstanthaltung einer Gleichspannung wird gemäß
der Erfindung so ausgebildet, daß der im Längszweig liegende Schalttransistor über
seine Basis-Emitter-Strecke abhängig von in einer zweiten Wicklung der Drossel durch
deren Flußänderungen erzeugten Spannungen periodisch in : Durchlaß- bzw. Sperrichtung
geschaltet wird und daf der den Kollektorstrom begrenzende Basisstrom des Schalttransistors
während dessen Durchlaßzeit in einen größeren, durch die Emitter-Kollektor-Strecke,
und in einen kleineren, durch die Emitter-Basis-Strecke eines Steuertransistors
geleiteten Teilstrom aufgespalten ist, wobei dem kleineren Teilstrom in einem Widerstand
über einen Stelltransistor ein Zusatzstrom superponiert wird, der von der konstant
zu haltenden Ausgangsspannung durch Vergleich derselben mit einem Spannungsnormal,
insbesondere einer Zenerdiode, abgeleitet ist; und daß der Basis-Emitter-Stromkreis
des Schalttransistors über eine während dessen Sperrzeit durchlässige Diode geschlossen
ist.
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Eine derartige Anordnung arbeitet mit gegenseitiger Beeinflussung
zwischen Speicherdrossel und Schalttransistor. Dadurch kann die Umschaltung zwischen
Durchlaßrichtung und Sperrichtung des Schalttransistors
derart
beschleunigt werden, daß die Umschaltverluste im Schalttransistor gegenüber derjenigen
bei der bekannten Anordnung erheblich verringert werden. Diese Art der Umschaltung
in Verbindung mit der speziellen Art der Regelung hat ferner zur Folge, daß die
Umschaltfrequenz mit zunehmendem Laststrom kleiner wird, und umgekehrt. Dadurch
ergibt sich der weitere Vorteil, daß die Eisenverluste in der Speicherdrossel verringert
werden, da eine Erhöhung der Frequenz infolge Verringerung des Laststromes mit einer
Verringerung der Induktion verbunden ist. Diese Senkung der Verluste und ihre günstige
Verteilung über den gesamten Regelbereich ermöglichen es, außerdem relativ kleine
Transistoren und Speicherdrosseln zu verwenden.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann parallel zur Emitter-Basis-Strecke
des Steuertransistors ein Widerstand geschaltet werden, der so bemessen ist, daß
der Steuertransistor während der Sperrzeit des Schalttransistors invers arbeitet
und dadurch die Aufgabe der den Basis-Emitter-Stromkreis des Schalttransistors während
dessen Sperrzeit schließenden Diode übernimmt und diese ersetzt. Ferner ist es zweckmäßig,
zur Begrenzung des Basis-Stromes des Schalttransistors den Basisstrom des Steuertransistors
zu begrenzen. Zu diesem Zweck kann ein vorzugsweise einstellbarer Widerstand in
Reihe zur Emitter-Basis-Strecke des Steuertransistors und parallel zu dieser Reihenschaltung
ein Bauteil mit Spannungsbegrenzungscharakteristik, z. B. eine Zenerdiode, geschaltet
werden. Schließlich kann auch der Steuertransistor durch eine Kaskadenschaltung
aus zwei oder mehreren einzelnen Transistoren ersetzt werden.
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Die Erfindung wird an Hand der in den Fig. 2 bis 7 dargestellten Ausführungsbeispiele
näher erläutert. Die Bauteile Tsl, Dl, Dr, und Cl der Anordnung nach Fig.2 haben
die gleiche Aufgabe wie bei der bekannten Anordnung nach Fig. 1 b; die neu hinzugekommenen
Teile bilden die Schalt- und Regeleinrichtung für den Schalttransistor Ts,.
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Die Speicherdrossel Dr, ist hierbei mit einer Rückkopplungswicklung
II versehen, deren Windungszahl n,+$2 sei. Zum besseren Verständnis der Zusammenhänge
ist in Fig. 2 an der Wicklung II eine Anzapfung bei der Windungszahl n, (vom Anschluß
c an gerechnet) angedeutet, die in einer praktischen Schaltung nicht herausgeführt
werden muß. Denkt man sich die Wicklungen widerstands- und streuungsfrei, so wäre
- unter Weglassung der übrigen Zusatzteile der Fig. 2 - zwischen dieser Anzapfung
einerseits und Anschluß b der Wicklung I andererseits die Steuerung des Schalttransistors
Tsl mit den gleichen Signalen möglich wie an den Klemmen 5 und 6 der Fig. 1 b. Die
derart verlagerten Steuerklemmen 5'und6' sind in Fig. 2 angedeutet.
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Die Signalspannungen für den Schalttransistor Ts, entstehen nun durch
Induktion in der »Überschuß-Windungszahl« n2 der Wicklung Il. Während der Durchlaßzeit
-cl des Schalttransistors ist Anschluß d positiv gegenüber Anschluß b der Drossel.
Der Basisstrom von Ts, wird in dem Steuertransistor Ts2 in einen größeren Teil,
der über die Emitter-Kollektor-Strecke fließt, und einen wesentlich kleineren Teil
1B2,
der durch die Emitter-Basis-Strecke und den Widerstand R, geleitet wird,
aufgespalten. Diesem Teilstrom I$2 wird im Widerstand R, ein weiterer Strom ic3
superponiert, der vom Kollektor des Stelltransistors Ts, kommt und von der Ausgangsspannung
U2, nachdem diese die Zenerspannung der Zenerdiode ZDl überschritten hat, derart
abhängig ist, daß eine geringfügige Erhöhung von U2 ;eine verhältnismäßig starke
Zunahme von ica zur Folge hat, und umgekehrt.
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Während der Sperrzeit des Schalttransistors, die hier stets identisch
ist mit T2, der Dauer der vollständigen Entladung der in der Drossel gespeicherten
Energie, schließt sich der Emitter-Basis-Stromkreis von Ts, über die Diode D2, die
während der Durehlaßzeit z1 von Ts, gesperrt war. Der überwiegende Teil der in n2
induzierten Spannung bleibt als Sperrspannung zwischen Basis und Emitter von Ts,
stehen, treibt die gespeicherten Ladungsträger zum Emitter zurück und hält den Transistor
so lange gesperrt, bis die in der Drossel gespeicherte Energie sich vollständig
über D, entladen hat. Der Kollektorstrom des Schalttransistors ist sehr klein, solange
die Sperrspannung zwischen Basis und Emitter anliegt, erhöht sich jedoch sofort
nach deren Verschwinden wieder, so daß der Schalttransistor infolge der festen Rückkopplung
unmittelbar nach Beendigung der Entladephase wieder in den Durchlaßzustand geschaltet
wird. Hieraus folgt, daß die in der Wicklung I fließenden Stromimpulse praktisch
lückenlos aufeinanderfolgen, d. h. stets T = TI +C2 'St-Wenn man zwecks
Vereinfachung der Darstellung annimmt, daß die ganze Schaltung verlustfrei arbeitet,
d. h. insbesondere die Spannungsabfälle am Widerstand der Wicklung I und an Ts,
bzw. Dl im jeweils leitenden Zustand vernachlässigbar klein sind im Vergleich zu
U, --- U2 und U2, die wenigstens während einer Periode beide konstant seien, so
folgt, daß' in der Wicklung I während -c, die Induktionsspannung U,- U2 als Spannungsabfall
und während T2 die Spannung U2 als EMK auftreten muß. Ist ferner auch die Induktivität
der Wicklung I konstant, so rnuß der Drosselstrom während a, linear bis zu einem
Maximum ansteigen und während -c2 ebenfalls linear wieder bis auf Null abfallen.
Da nun diese dreieckförmigen Stromimpulse, wie gezeigt wurde, lückenlos aufeinanderfolgen,
so ist ihr Mittelwert I2 gleich der Hälfte des Spitzenwertes; der bis zum Ausschalten
des Transistors erreicht wurde. Die Regelung muß also stets den Spitzenwert des
Stromes durch Ts, auf einen durch den Laststrom 12 gegebenen festen Wert begrenzen,
der unter den angenommenen, idealisierten Bedingungen immer doppelt so hoch ist
wie 12. Die Änderungsgeschwindigkeiten des Drosselstromes hingegen passen sich selbsttätig
den jeweiligen Spannungsbedingungen an, ohne daß es hierfür noch eines besonderen
Regelvorganges bedürfte.
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Aus diesen Zusammenhängen erklärt sich die mit dieser Schaltung gewonnene
Abhängigkeit der Umschaltfrequenz vom Laststrom und der Eingangsspannung; mit abnehmendem
Strom 1, und/oder zunehmender Spannung U, steigt die Umschaltfrequenz an,
und umgekehrt. Der Kollektor-Spitzenstrom in Tsl wird nun dadurch begrenzt, daß
am Ende der Durchlaßzeit von Ts, der durch die Regelung eingestellte Basisstrom
!B, keinen weiteren Anstieg des Kollektorstromes bei dem vorausgesetzten sehr kleinen
Spannungsabfall zwischen Emitter und Kollektor von Ts, mehr zuläßt. Einerseits ist
also eine ausreichende Anstiegsgeschwindigkeit des Kollektorstromes Voraussetzung
für das Vorhandensein der Induktionsspannungen, die den Schalttransistor in Durchlaßrichtung
halten, andererseits kann ein weiterer Stromanstieg
jetzt nur durch
eine Erhöhung der Emitter-Kollektor-Spannung uc_P, erreicht werden, was auf Kosten
der Induktionsspannungen geht. Dadurch wird der Zustand instabil, und der Strom
im Schalttransistor wird durch die gegenseitige Beeinflussung zwischen diesem und
der Drossel sehr schnell unterbrochen. Die Einstellung des in der Rückkopplungsmasche
fließenden Basisstromes von Ts, auf den notwendigen Wert erfolgt nun in der Weise,
daß der von der Ausgangsspannung abhängig gemachte Stellstrom ic, den Steuerstrom
der Rückkopplungsmasche !B2 mehr oder weniger »verdrängt«, da das Produkt aus der
Summe dieser beiden Ströme und dem Widerstandswert R, die Spannungsbedingung der
Masche, in der R, liegt, erfüllen muß. An Stelle der in Fig. 2 gezeigten Möglichkeit,
für den Widerstand R, den Stromkreis zu schließen, nämlich seinen negativen Anschluß
mit dem Kollektor des Schalttransistors, d. h. dem negativsten Punkt der ganzen
Schaltung zu verbinden, kann dieser Anschluß z. B. auch mit dem Kollektor des Steuertransistors
verbunden werden. Bei Verwendung von npn-Transistoren an Stelle der in den Fig.
2 bis 7 gezeigten pnp-Transistoren müssen auch sämtliche Spannungen und Dioden umgepolt
werden: In den Fig. 3 bis 7 sind Weiterbildungen der Schaltungsanordnung nach Fig.2
ausschnittweise dargestellt. Die Symbole und Bezeichnungen von gleichartig benutzten
Bauteilen und Anschlüssen stimmen in sämtlichen Figuren mit den entsprechenden der
Fig. 2 überein.
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Der Widerstand R2 des Schaltungsteiles nach Fig. 3 bewirkt, daß der
Steuertransistor Ts, nicht nur während der Durchlaßzeit des Schalttransistors Ts,
in Fig. 2 stromleitend ist, sondern auch während der Sperrzeit des Schalttransistors
Ts, in Fig. 2. Dadurch vertauschen Emitter und Kollektor des Steuertransistors Ts2
während der Sperrzeit des Schalttransistors Ts, (in Fig. 2) ihre Rolle, so daß der
Steuertransistor Ts2 während dieser Zeit invers betrieben wird und sich dadurch
unter Umständen die Anbringung der in Fig. 2 gezeigten Diode erübrigt.
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Zum Schutz der Regelanordnung gegen Überlastung durch einen unzulässig
kleinen Lastwiderstand, insbesondere Kurzschluß, sind bei der Teilschaltung nach
Fig. 4 der einstellbare Widerstand R3 und die Zenerdiode ZD2 vorgesehen.
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In Fig. 5 ist gezeigt, wie der Steuertransistor Ts2 (Fig. 2) durch
die Kaskadenschaltung der Transistoren Ts, und Ts, ersetzt werden kann. Der aus
dem Basisstrom des Schalttransistors Ts, (Fig. 2) abgespaltene, von der Regelung
beeinflußte Teilstrom wird dadurch weiter verkleinert, was den Vorteil bringt, daß
auch der Stellstrom, der vom Stelltransistor Ts, in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung
geliefert wird, verkleinert werden kann. Dadurch kann auch die Regelsteilheit weiter
vergrößert werden.
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Legt man die Zenerdiode ZD, entsprechend Fig. 6 an den Abgriff' des
am Ausgang der Anordnung angeschalteten Potentiometers P, so kann durch Verändern
dieses Potentiometers P die Größe der konstant gehaltenen Ausgangsspannung U2- in
einfacher Weise eingestellt werden.
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Bei der in Fig. 7 ausschnittweise gezeigten Schaltungsanordnung ist
parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke des Steuertransistors Ts2 der Kondensator
C2 vorgesehen. Dieser bewirkt im normalen Regelbetrieb eine weitere Senkung der
Umschaltverluste im Schalttransistor Ts,. Bei Kurzschluß der Anordnung am Ausgang,
also Verschwinden der Spannung U2, erhöht dieser Kondensator ferner die Kurzschlußsicherheit
in der Weise, daß er mit Hilfe seiner während der DurchIaßzeit des Schalttransistors
Ts, gespeicherten Ladung die im Schalttransistor Ts, gespeicherteLadung zum Emitter
zurücktreibt. Es kann zweckmäßig sein, in Reihe mit diesem Kondensator C2 einen
kleinen Widerstand zu schalten, um den Lade- und Entladestrom des Kondensators zu
begrenzen.
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Die in den Fig. 3 bis 7 aufgeführten Schaltungseinzelheiten lassen
sich auch beliebig kombinieren.