DE3634990A1

DE3634990A1 - Verlustarmes spannungsbegrenzungsnetzwerk fuer sperr- oder flusswandler

Info

Publication number: DE3634990A1
Application number: DE19863634990
Authority: DE
Inventors: Franz Dipl Ing Haselsteiner
Original assignee: Schrack Elektronik AG
Current assignee: Schrack Elektronik AG
Priority date: 1985-11-28
Filing date: 1986-10-14
Publication date: 1987-06-04
Also published as: AT386096B; ATA347585A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur verlustarmen Begrenzung der maximalen Sperrspannung des Schalterelements eines Sperr- oder Flußwandlers, mit einem Wandlertransformator, dessen Primärwicklung dem Schalterelement in Serie geschaltet ist, sowie mit einem Entlastungskondensator.

Bei derartigen Schaltungsanordnungen ist ein Entlastungskondensator vorgesehen, welcher in Serie mit einer Halbleiterdiode entweder dem Schalterelement der Wandlerschaltung oder der Primärwicklung des Wandlertransformators parallel geschaltet ist. Dadurch wird entweder eine Verringerung der Spannungsanstieggeschwindigkeit des Schalterelementes während des Ausschaltens oder eine Begrenzung der maximalen Sperrspannung des Schalterelements erreicht. Damit die Kondensatorspannung durch den Aufladevorgang während des Abschaltens des Schalterelementes nicht unzulässig ansteigt, ist im allgemeinen ein Entladewiderstand vorgesehen, über welchen die während des Ausschaltvorgangs des Schalterelementes zugeführte Ladung wieder abfließen kann. Der Nachteil dieser bekannten Schaltungen besteht in der Schwierigkeit der Wahl der Entladezeitkonstanten und damit der Dimensionierung des Entladewiderstandes insbesondere bei sich verändernden Impulspausenverhältnissen oder variabler Schaltfrequenz des Schalterelements. Weiters wird die gesamte im Kondensator gespeicherte Überschußenergie in diesem Widerstand in Verlustwärme umgesetzt. Außerdem ist die maximale Sperrspannung die an dem gesperrten Schalterelement auftritt, stark von der ausgangsseitigen Belastung des Wandlers abhängig.

Es sind auch verlustarme Schaltungsanordnungen zur Entlastung des Schalterelementes bei Sperr- und Flußwandlerschaltungen bekannt, bei denen der Entlastungskondensator nicht über einen Ohm'schen Widerstand sondern durch einen Umschwingvorgang über einen Serienschwingkreis umgeladen wird, welcher durch eine dem Kondensator in Serie geschaltete Spule gebildet wird. Diese Schaltung zeigt zwar keine prinzipbedingten Verluste, trotzdem ist die maximale Sperrspannung des Schalterelementes weiterhin belastungsabhängig und nicht frei wählbar.

Ziel der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art vorzuschlagen, bei der der Entlastungskondensator prinzipbedingt verlustfrei teilweise entladen wird und bei der die maximale Sperrspannung unabhängig von der ausgangsseitigen Belastung des Wandlers ist.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß eine zusätzliche Wicklung des Wandler transformators vorgesehen ist, die mit zwei in Serie geschalteten Dioden an die Eingangsklemmen des Wandlers angeschlossen ist, und daß der Entlastungskondensator zwischen dem primärwicklungsseitigen Anschluß des Schalterelementes und der Verbindung der beiden in Serie geschalteten Dioden angeordnet ist. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß der Kondensator während der Leitphase des Schalterelements über die durch die zusätzliche Wicklung gebildete Spannungsquelle teilweise entladen wird. Dadurch wird insbesondere der Vorteil erreicht, daß die mittlere Kondensatorspannung nur durch die Eingangsspannung des Wandlers und das Windungszahlverhältnis der zusätzlichen Wicklung und der Primärwicklung des Wandlertransformators bestimmt wird.

Eine Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird dadurch gebildet, daß die Windungszahl der zusätzlichen Wicklung gleich der Windungszahl der Primärwicklung ist.

Die maximale Sperrspannung des Schalterelementes wird in dieser Schaltung auf den doppelten Wert der Eingangsspannung begrenzt. Als weiterer Vorteil ist anzuführen, daß durch die Wahl des gleichen Windungszahlverhältnisses die Umladeströme für den Entlastungskondensator minimal sind.

Wenn der doppelte Wert der Eingangsspannung als maximale Sperrspannung des Schalterelementes nicht zulässig ist, wird eine weitere Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dadurch gebildet, daß die Windungszahl der zusätzlichen Wicklung kleiner als die Windungszahl der Primärwicklung ist. Durch diese Maßnahme wird eine Verringerung der maximalen Sperrspannung des Schaltelementes unter das Doppelte der Eingangsspannung des Wandlers erreicht. Es werden jedoch die Umladeströme des Entlastungskondensators etwas größer als im Falle gleicher Windungszahlverhältnisse.

Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beispielsweise erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a bis c und Fig. 2 herkömmliche Schaltungsanordnungen, und Fig. 3 eine erfindungsgemäße Ausführung einer Schaltungsanordnung zur Begrenzung der maximalen Sperrspannung des Schalterelementes bei Sperr- und Durchflußwandlern.

Fig. 1a zeigt schematisch eine bekannte Sperrwandlerschaltung bei welcher an der Serienschaltung aus der Primärwicklung (3) eines Wandlertransformators (2) und der Kollektor-Emitterstrecke eines Schaltertransistors (1) die Eingangsspannung (U _e) anliegt. Die Sekundärseite des Wandlertransformators (2) ist mit einer Gleichrichterdiode (5) und einem Last-RC-Kreis (6, 7) beschaltet.

Zur Begrenzung der maximalen, zwischen den Kollektor-Emitter- Klemmen auftretenden Spannung ist ein Entlastungsnetzwerk bestehend aus einem Speicherkondensator (8), welcher an den Emitter angeschlossen ist und einer den Kondensator in Serie geschalteten Parallelschaltung aus einem Entladewiderstand (9) und einer Halbleiterdiode (10), welche an den Kollektor angeschlossen ist, vorgesehen. Dabei ist die Diode (10) so gepolt, daß bei Ausschalten des Transistors, während die Kollektoremitterspannung ansteigt, der Kondensator über die Diode (10) aufgeladen wird. Durch diesen Ladevorgang wird die maximal an der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors auftretende Spannungsänderungsgeschwindigkeit du/dt so weit begrenzt, daß der Transistor bereits stromlos ist, wenn die Kollektor-Emitterspannung wesentlich von Null abweicht. Auf diese Weise kann der Ausschaltvorgang des Transistors verlustarm gestaltet werden. Die bei ausgeschaltetem Transistor maximal auftretende Kollektor-Emitterspannung kann aus der in dem primärseitigen Streufluß des Transformators gespeicherten Energie, welche im wesentlichen zur Gänze während jedes Ausschaltvorganges des Transistors (1) in den Kondensator übergeführt wird, abgeschätzt werden. Der Kondensator (8) wird jeweils, während der Transistor (1) leitet, über den Widerstand (9) entladen. Dementsprechend ist die Zeitkonstante des RC-Gliedes (8, 9) zu bemessen. Die Nachteile dieser bekannten Schaltung bestehen in der großen Lastabhängigkeit der maximalen Transistorspannung und in der Schwierigkeit, die Zeitkonstante des RC Gliedes an sich ändernde Impuls- und Pausendauern des Schaltvorganges des Transistors (1) anzupassen.

Eine weitere bekannte Schaltung zeigt Fig 1b, in welcher mit Fig. 1a idente Bauteile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Zur Begrenzung der maximalen Kollektor-Emitterspannung (U _T) des Transistors (1) ist eine Serienschaltung aus einem Kondensator (8) und einer Diode (10) parallel zur Primärwicklung (3) des Transformators (2) geschaltet, wobei die Diode (10) so gepolt ist, daß der in der Primärwicklung fließende strom beim Abschalten des Transistors in den Kondensator (8) abgeleitet wird. Ein dem Kondensator (8) parallel geschalteter Entladewiderstand (9) ist dabei so groß gewählt, daß die Spannung (U _c) an dem Kondensator (8) annähernd konstant bleibt. Auf diese Weise wird die maximal an den Kollektor-Emitterklemmen des Transistors (1) auftretende Sperrspannung etwa auf den Wert (U _c+U _c) begrenzt. Der Nachteil dieser Schaltung besteht darin, daß die Kondensatorspannung (U _c) stark lastabhängig ist (entsprechend der jeweiligen im primären Streufluß des Transformators gespeicherten Energie) und daher auch die maximale Spannung am Transistor (1) dieselbe Lastabhängigkeit zeigt. Weitere Nachteile bestehen darin, daß die gesamte primärseitige Streuenergie des Transformators in dem Widerstand (9) in Wärme umgesetzt wird und daß der Transistor während des Ausschaltvorgangs selbst nicht entlastet wird.

Eine weitere bekannte Ausführungsform einer Entlastungsschaltung für Sperrwandler zeigt die Fig. 1c. Mit den Schaltungen gemäß Fig. 1a und b idente Bauteile sind wieder mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die hier vorgesehene Entlastungsschaltung umfaßt einen Umladezweig, bestehend aus der Serienschaltung zweier Dioden (12, 13) und einer Spule (14), welche an die Eingangsklemmen des Wandlers geschaltet ist und wobei die Dioden (12, 13) in Sperrichtung gepolt sind. Über einen Entlastungskondensator (11) wir die Kollektorklemme des Transistors (1) mit der Verbindungsleitung der beiden Dioden (12, 13) verbunden. Ein hochohmiger Ladewiderstand (15) verbindet den diodenseitigen Anschluß des Kondensators (11) mit der Versorgungsspannung. Für die Beschreibung der Funktion wird ein eingeschwungener Zustand angenommen. Der Transistor (1) soll dabei gerade eingeschaltet und der Kondensator (11) auf eine Spannung (U _c) entsprechend dem eingezeichneten Spannungspfeil aufgeladen sein. Sobald der Transistor (1) ausschaltet, wird der Kondensator (11) über die strichliert gezeichnete Masche (II) über die Diode (12) entladen und auf eine negative Spannung umgeladen. Durch diesen Umladevorgang übernimmt der Schaltungszweig mit dem Kondensator (11) den Transistorstrom. Der Transistor (1) wird während des Ausschaltvorganges entlastet und die maximale Kollektor-Emitterspannung auf die Summe aus der Eingangsspannung (U _e) und Kondensatorspannung (U _c) begrenzt.

Schaltet der Transistor das nächste Mal ein, so beginnt die Diode (13) zu leiten und der Kondensator (11) wird in der Masche (III) über den Serienschwingkreis (11, 14) auf eine entgegengesetzt gleichgroße Spannung umgeladen. Damit ist der ursprüngliche Ladezustand des Kondensators (11) wieder hergestellt und der Kondensator kann beim nächsten Ausschaltvorgang des Transistors (1) wieder in dem oben beschriebenen Sinn als Entlastungskondensator wirken. Der Vorteil dieser Schaltung besteht in der prinzipiell verlustarmen Entlastung des Transistors (1). Als Nachteil tritt auch bei dieser Schaltung eine starke Lastabhängigkeit der Kondensatorspannung und der maximalen Sperrspannung an den Kollektoremitterklemmen des Transistors (1) auf.

Die Fig. 2 zeigt eine herkömmliche Schaltung entsprechend Fig. 1b in Verbindung mit einem Flußwandler. Die primärseitige Flußwandlerschaltung besteht aus dem Schalttransistor (1), welchem die Primärwicklung (N ₁) (17) des Wandlers in Serie geschaltet ist. Die Streuinduktivität (L _c) (19) ist getrennt, der Primärwicklung (17) in Serie geschaltet, dargestellt. Die bei Flußwandlern im allgemeinen notwendige Entmagnetisierungs- Wicklung (N ₂) (18) ist in Serie mit einer Entmagnetisierungsdiode (20) an die Eingangsklemmen des Wandlers an denen die Eingangsspannung (U _e) anliegt angeschlossen. Der Wicklungssinn der Entmagnetisierungswicklung (18) ist dabei so, daß die im Transformator (16) gespeicherte Magnetisierungsserie während der Sperrphase des Transistors (1) über die Diode (20) als Entmagnetisierungsstrom an die Versorgungsquelle zurückgeliefert werden kann. Trotzdem tritt an der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors nach dem Sperren eine wesentlich höhere Sperrspannung auf, als dies dem Übersetzungsverhältnis (N ₁:N ₂) entspricht, da die in der Streuinduktivität (L _c) gespeicherte Energie nicht über die Entmagnetisierungswicklung abfließen kann. Daher ist eine Entlastungsschaltung bestehend aus einer Diode (10), einem Kondensator (8) und einem Entladewiderstand (9) entsprechend Fig. 1b parallel zur Primärwicklung des Wandlertransformators geschaltet. Die Funktion dieser Entlastungsschaltung ist analog zu der in Fig. 1b beschriebenen. Neben den Verlusten im Entladewiderstand (9) ist auch hier wieder die starke Lastabhängigkeit der maximalen Transistorspannung als Nachteil anzuführen.

Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung. Die Primärseite eines Wandlers wird durch einen Schalttransistor (1) dessen Kollektor-Emitterstrecke in Serie zur Primärwicklung (17) eines Wandlertransformators (16) unter getrennt dargestellter Streuinduktivität (19) geschaltet ist gebildet, wobei die Serienschaltung so an die Eingangsklemmen (A, B) angeschlossen ist, an denen die Eingangsspannung (U _e) anliegt, daß der Emitteranschluß des Schalttransistors (1) an die negative Anschlußklemme (B) geführt ist. Der Schalttransistor (1) wird durch ein an den Klemmen (C, B) anliegendes Steuersignal (U _St) angesteuert.

Eine mit der Primärwicklung (17) magnetisch gekoppelte Entmagnetisierungswicklung (18) ist mit dem einen Ende an die eine Eingangsklemme (B) angeschlossen; deren anderes Ende ist über zwei in Serie geschaltete Dioden (21, 22) an die zweite Eingangsklemme (A) geführt, wobei die Dioden in Bezug auf die an den Klemmen (A, B) anliegende Eingangsspannung (U _e) in Sperrichtung gepolt sind. Die Anschlußreihenfolge der Entmagnetisierungswicklung (18) ist dabei so, daß der Wicklungsanfang an die Eingangsklemme (B) angeschlossen ist, wenn der Wicklungsanfang der Primärwicklung (17) an die Klemme (A) geführt ist. Ein Entlastungskondensator (23) ist zwischen der Verbindungsleitung vom Kollektoranschluß des Transistors (1) und Primärwicklung (17) und der Verbindung zwischen Kathode der Diode (21) und Anode der Diode (22) angeordnet. Zur Beschreibung der Funktion der Schaltungsanordnung wird angenommen, daß der Kondensator (23) auf die Spannung (U _c) aufgeladen ist und der Transistor (1) gerade geschlossen ist. In der Primärwicklung wird dabei die Spannung (U ₁) induziert, in der Entmagnetisierungswicklung entsprechend (U ₂=U ₁×N ₂:N ₁). Aus der Masche (U _T U _c,U ₂) kann man ablesen, daß die Kondensatorspannung (U _C) maximal gleich der Spannung (U ₂) sein kann , da bei Überschreiten dieses Grenzwertes der Kondensator (23) über die Diode (21) bis auf diesen Wert entladen wird.

Die in der Streuinduktivität (19) gespeicherte magnetische Energie wird an den Kondensator (23) abgegeben, wodurch die Spannung (U _c) um einen kleinen Betrag erhöht wird. Die Spannung an der Primärwicklung (17) kehrt sich um (U′ ₁) entsprechend auch die Spannung an der Entmagnetisierungswicklung (18) (U ₂′). Sobald die Spannung (U ₂′) die Eingangsspannung (U _e) überschreitet, wird auch die Diode (21) leitend und die im Hauptfluß gespeicherte magnetische Energie des Wandlertransformators (16) wird über die Entmagnetisierungswicklung (18) der Eingangsspannungsquelle zurückgeliefert. Bei einem Flußwandler fließt dieser Strom so lange, bis das Magnetfeld im Kern des Wandlertransformators vollständig abgebaut ist. Bei einem Sperrwandler fließt der Strom nur so lange, bis der Stromfluß auf der Sekundärseite des Wandlers voll einsetzt. Sobald dies geschehen ist, erniedrigt sich die Spannung (U ₂′) und die Diode (21) sperrt.

Die maximale Sperrspannung (U _T) am Transistor (1) wird entsprechend der Masche (1, 23, 22) zuverlässig auf die Summe aus der Eingangsspannung (U _e) und Kondensatorspannung (U _c) begrenzt. Nach dem Abbau des Stromes durch die Streuinduktivität (19) kehrt sich die Stromrichtung durch den Kondensator (23) um und der Kondensator wird über den Stromkreis (18, 21, 23, 17, 19) wieder ein wenig entladen.

Sobald die Sperrphase des Transistors (1) beendet ist und der Transistor durchschaltet, wird der Kondensator (23) über den Stromkreis (1, 18, 21, 23) wieder bis auf die in der Entmagnetisierungswicklung induzierte Spannung (U ₂) entladen, womit ein vollständiger Schaltzyklus durchlaufen ist. Für den Fall, daß die Windungszahl der Entmagnetisierungswicklung gleich der Primärwindungszahl ist (N ₂=N ₁), stellt sich die Spannung am Kondensator (U _c) auf den Wert der Betriebsspannung ein, da für die Leitphase des Transistors näherungsweise gilt (U ₂=U _c=U ₁=U _e). Damit wird die maximale Sperrspannung (U _T) auf den doppelten Wert der Eingangsspannung (U _e) begrenzt.

Falls dieser Wert zu hoch ist, kann durch Änderung des Windungszahlverhältnisses (U ₂:U ₁) eine Begrenzung auf niedrigere Werte erreicht werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur verlustarmen Begrenzung der maximalen Sperrspannung des Schalterelementes eines Sperr-oder Flußwandlers, mit einem Wandlertransformator, dessen Primärwicklung dem Schalterelement in Serie geschaltet ist, sowie mit einem Entlastungskondensator, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Wicklung des Wandlertransformators als Entmagnetisierungswicklung vorgesehen ist, die mit zwei in Serie geschalteten Dioden an die Eingangsklemmen des Wandlers angeschlossen ist, und daß der Entlastungskondensator zwischen dem primärwicklungsseitigen Anschluß des Schalterelements und der Verbindung der beiden in Serie geschalteten Dioden angeordnet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Windungszahl der zusätzlichen Wicklung gleich der Windungszahl der Primärwicklung ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Windungszahl der zusätzlichen Wicklung kleiner als die Windungszahl der Primärwicklung ist.