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Die Erfindung bezieht sich auf einen Sperrwandler mit einem gleichstromgespeisten Eingangs- kreis, der einen Schalttransistor und die Primärwicklung des Wandlertransformators in Serie enthält, und dem ein aus einer Induktivität und der in Sperrichtung orientierten Serienschaltung zweier Dioden bestehenden Gleichrichteranordnung parallelgeschaltet ist und ein Entlastungs- kondensator zwischen dem ! Verbindungspunkt Transistor und Primärwicklung einerseits und dem
Verbindungspunkt beider Dioden anderseits geschaltet ist.
Bei derartigen Schaltungsanordnungen ist ein Entlastungskondensator vorgesehen, welcher in Serie mit einer Halbleiterdiode entweder dem Schalterelement der Wandlerschaltung oder der
Primärwicklung des Wandlertransformators parallelgeschaltet ist. Dadurch wird entweder eine
Verringerung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit des Schalterelementes während des Ausschal- tens oder eine Begrenzung der maximalen Sperrspannung des Schalterelementes erreicht. Damit die Kondensatorspannung durch den Aufladevorgang während des Abschaltens des Schalterelementes nicht unzulässig ansteigt, ist im allgemeinen ein Entladewiderstand vorgesehen, über welchen die während des Ausschaltvorganges des Schalterelementes zugeführte Ladung wieder abfliessen kann.
Der Nachteil dieser bekannten Schaltungen besteht in der Schwierigkeit der Wahl der
Entladezeitkonstanten und damit der Dimensionierung des Entladewiderstandes insbesondere bei sich verändernden Impulspausenverhältnissen oder variabler Schaltfrequenz des Schalterelementes.
Weiters wird die gesamte im Kondensator gespeicherte Überschussenergie in diesem Widerstand in Verlustwärme umgesetzt. Ausserdem ist die maximale Sperrspannung, die an dem gesperrten
Schalterelement auftritt, stark von der ausgangsseitigen Belastung des Wandlers abhängig.
Es sind auch verlustarme Schaltungsanordnungen zur Entlastung des Schalterelementes bei Sperrwandlerschaltungen bekannt, bei denen der Entlastungskondensator nicht über einen ohmschen Widerstand sondern durch einen Umschwingvorgang über einen Serienschwingkreis umgeladen wird, welcher durch eine dem Kondensator in Serie geschaltete Spule gebildet wird. Diese Schaltung zeigt zwar keine prinzipbedingten Verluste, trotzdem ist die maximale Sperrspannung des Schalterelementes weiterhin belastungsabhängig und nicht frei wählbar.
Ziel der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art vorzuschlagen bei der der Entlastungskondensator prinzipbedingt verlustfrei teilweise entladen wird und bei der die maximale Sperrspannung unabhängig von der ausgangsseitigen Belastung des Wandlers ist.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass die Induktivität durch eine Tertiärwicklung des Wandlertransformators gebildet ist.
Durch zusätzliche als Entmagnetisierungswicklung dienende Wicklung wird erreicht, dass der Strom nur so lange fliesst, bis der Stromfluss auf der Sekundärseite des Wandlers voll einsetzt. Damit ist sichergestellt, dass der Entlastungskondensator praktisch verlustfrei teilweise entladen wird und die maximale Sperrspannung unabhängig von ausgangsseitigen Belastungen des Wandlers ist. So wird auch erreicht, dass der Kondensator während der Leitphase des Schalterelementes über die durch die zusätzliche Wicklung gebildete Spannungsquelle teilweise entladen wird. Dadurch wird insbesondere der Vorteil erreicht, dass die mittlere Kondensatorspannung nur durch die Eingangsspannung des Wandlers und das Windungszahlverhältnis der zusätzlichen Wicklung und der Primärwicklung des Wandlertransformators bestimmt wird.
Eine Ausgestaltung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung wird dadurch gebildet, dass die Windungszahl der zusätzlichen Wicklung gleich der Windungszahl der Primärwicklung ist.
Die maximale Sperrspannung des Schalterelementes wird in dieser Schaltung auf den doppelten Wert der Eingangsspannung begrenzt. Als weiterer Vorteil ist anzuführen, dass durch die Wahl des gleichen Windungszahlverhältnisses die Umladeströme für den Entlastungskondensator minimal sind.
Wenn der doppelte Wert der Eingangsspannung als maximale Sperrspannung des Schalterelementes nicht zulässig ist, wird eine weitere Ausgestaltung der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung dadurch gebildet, dass die Windungszahl der zusätzlichen Wicklung kleiner als die Windungszahl der Primärwicklung ist. Durch diese Massnahme wird eine Verringerung der maximalen Sperrspannung des Schaltelementes unter das Doppelte der Eingangsspannung des Wandlers erreicht.
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Es werden jedoch die Umladeströme des Entlastungskondensators etwas grösser als im Falle gleicher Windungszahlverhältnisse. Nachstehend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beispielsweise erläutert.
Es zeigen Fig. la bis 1c herkömmliche Schaltungsanordnungen und Fig. 2 eine erfindungsgemässe Schaltungsanordnung zur Begrenzung der maximalen Sperrspannung des Schaltelementes bei Sperrwandlern.
Fig. la zeigt schematisch eine bekannte Sperrwandlerschaltung, bei welcher an der Serienschaltung aus der Primärwicklung --3-- eines Wandlertransformators --2-- und der Kollektor-Emitterstrecke eines Schaltertransistors-l-die Eingangsspannung Ue anliegt. Die Sekundärseite des Wandlertransformators --2-- ist mit einer Gleichrichterdiode --5-- und einem Last-RC-Kreis --6, 7-- beschaltet.
Zur Begrenzung der maximalen, zwischen den Kollektor-Emitterklemmen auftretenden Spannung ist ein Entlastungsnetzwerk bestehend aus einem Speicherkondensator --8--, welcher an den Emitter angeschlossen ist und einer den Kondensator in Serie geschalteten Parallelschaltung
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des Transistors, während die Kollektoremitterspannung ansteigt, der Kondensator über die Diode - aufgeladen wird. Durch diesen Ladevorgang wird die maximal an der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors auftretende Spannungsänderungsgeschwindigkeit du so weit begrenzt, dt dass der Transistor bereits stromlos ist, wenn die Kollektor-Emitterspannung wesentlich von Null abweicht. Auf diese Weise kann der Ausschaltvorgang des Transistors verlustarm gestaltet werden.
Die bei ausgeschaltetem Transistor maximal auftretende Kollektor-Emitterspannung kann aus der in dem primärseitigen Streufluss des Transformators gespeicherten Energie, welche im wesentlichen zur Gänze während jedes Ausschaltvorganges des Transistors --1-- in den Kondensator übergeführt wird, abgeschätzt werden. Der Kondensator --8-- wird jeweils, während der Transistor --1- leitet, über den Widerstand --9-- entladen. Dementsprechend ist die Zeitkonstante des RC-Gliedes--8, 9-- zu bemessen. Die Nachteile dieser bekannten Schaltung bestehen in der grossen Lastabhängigkeit der maximalen Transistorspannung und in der Schwierigkeit, die Zeitkonstante des RC-Gliedes an sich ändernde Impuls- und Pausendauern des Schaltvorganges des Transi- stors --1-- anzupassen.
Eine weitere bekannte Schaltung zeigt Fig. 1b in welcher mit Fig. la idente Bauteile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Zur Begrenzung der maximalen Kollektor-Emitterspannung
U T des Transistors --1-- ist eine Serienschaltung aus einem Kondensator --8-- und einer Diode --10-- parallel zur Primärwicklung --3-- des Transformators --2-- geschaltet, wobei die Diode --10-- so gepolt ist, dass der in der Primärwicklung fliessende Strom beim Abschalten
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--8-- abgeleitetKondensator --8-- annähernd konstant bleibt. Auf diese Weise wird die maximal an den Kollektor- - Emitterklemmen des Transistors --1-- auftretende Sperrspannung etwa auf den Wert U e+Uc begrenzt.
Der Nachteil dieser Schaltung besteht darin, dass die Kondensatorspannung U stark lastabhängig ist (entsprechend der jeweiligen im primären Streufluss des Transformators gespeicherten Energie) und daher auch die maximale Spannung am Transistor --1-- dieselbe Lastabhängigkeit zeigt. Weitere Nachteile bestehen darin, dass die gesamte primärseitige Streuenergie des Transformators in dem Widerstand --9-- in Wärme umgesetzt wird und dass der Transistor während des Ausschaltvorganges selbst nicht entlastet wird.
Eine weitere bekannte Ausführungsform einer Entlastungsschaltung für Sperrwandler zeigt die Fig. le. Mit den Schaltungen gemäss Fig. la und 1b idente Bauteile sind wieder mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die hier vorgesehene Entlastungsschaltung umfasst einen Umladezweig, bestehend aus der Serienschaltung zweier Dioden--12, 13-- und einer Spule --14--, welche an die Eingangsklemmen des Wandlers geschaltet ist und wobei die Dioden-12, 13- in Sperrichtung gepolt sind. Über einen Entlastungskondensator --11-- wird die Kollektorklemme des Transistors --1-- mit der Verbindungsleitung der beiden Dioden-12, 13- verbunden. Ein hochohmiger Ladewiderstand --15-- verbindet den diodenseitigen Anschluss des Kondensators --11-- mit der
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begrenzt.
Nach dem Abbau des Stromes durch die Streuinduktivität-19-kehrt sich die Stromrichtung durch den Kondensator --23-- um und der Kondensator wird über den Stromkreis --18, 21, 23, 17, 19-- wieder ein wenig entladen.
Sobald die Sperrphase des Transistors-l-beendet ist und der Transistor durchschaltet, wird der Kondensator --23-- über den Stromkreis --1, 18, 21, 23-- wieder bis auf die in der Entmagnetisierungswicklung induzierte Spannung U2 entladen, womit ein vollständiger Schaltzyklus durchlaufen ist. Für den Fall, dass die Windungszahl der Entmagnetisierungswicklung gleich der Primärwindungszahl ist (N 2 = N1), stellt sich die Spannung am Kondensator Uc auf den Wert der Betriebsspannung ein, da für die Leitphase des Transistors näherungsweise gilt
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gangsspannung Ue begrenzt.
Falls dieser Wert zu hoch ist, kann durch Änderung des Windungszahlverhältnisses U2 : U 1 eine Begrenzung auf niedrigere Werte erreicht werden.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Sperrwandler mit einem gleichstromgespeisten Eingangskreis, der einen Schalttransistor und die Primärwicklung des Wandlertransformators in Serie enthält, und dem ein aus einer Induktivität und der in Sperrichtung orientierten Serienschaltung zweier Dioden bestehenden Gleichrichteranordnung parallelgeschaltet ist und ein Entlastungskondensator zwischen den Verbindungspunkt Transistor und Primärwicklung einerseits und den Verbindungspunkt beider Dioden anderseits geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität durch eine Tertiärwicklung (18) des Wandlertransformators gebildet ist.