Bei elektronisch geregelten Gleichstromversorgungsgeräten, die nach
dem Schaltreglerprinzip arbeiten, treten in den Schalttransistoren Umschaltverluste
auf, die eine hohe Arbeitsfrequenz zwecks Verkleinerung und Verbilligung der Geräte
in Verbindung mit einem guten Wirkungsgrad ohne besondere Maßnahmen verhindern.
-Alle bisher bekanntgewordenen Schaltungen zur Verminderung der Umschaltverluste
sind noch nicht befriedigend. Schaltregler haben den Vorteil, daß sie im Gegensatz
zu stetig arbeitenden Reglern einen höheren Wirkungegrad besitzen. Nachteilig ist,
daß eine Speicherdrossel und ein Speicherkondensator notwendig sind und daß im allgemeinen
zusätzliche Siebglieder (z.B. LO-Tiefpässe) erforderlich sind. Beides kann vor allem
gewichte- und volumenmäßig sehr aufwendig sein. Es ist bekannt, diesen Nachteil
durch Erhöhung der Schaltfrequenz der Schalttranaistoren zu verringern. Der Erhöhung
der Schaltfrequenz sind jedoch Grenzen gesetzt, da in den Schalttranaistoren unvermeidbare
Sch.,altverluste auftreten. Während im Sättigungs- und im Sperrzustand der Schalttranaistoren
nur geringe Verlustleietungen auftreten, können die Umachaltverluste, die stark
von der Last und von der Schaltmeit abhängig sind, wesentlich größer sein.
Es
ist bekannt, die Einschaltverluste der Schalttransistorexi durch Verkürzung der
Einschaltzeiten zu'verringern, indem die Schalttransistoren im Umschaltbereich übereteuert
w»erden. Eine starke Übersteuerung hat dagegen zur Polge, daß sich die Speicherwirkung
der Transistoren nachteilig auswirkt und die Aussehaltzeiten verlängert, wodurch
die Aussehaltverluste nicht unerheblich ansteigen können. Zur Verringerung der Leistungsverluste
im Schalttransistor ist auch nach weiteren Lösungen gesucht worden. In Fig.1 ist
eine bekannte- Schaltung im Prinzip dargestellt, mit der die Ausschaltverluste im
Schalttransistor Ts eines Schaltreglers verringert werden. Im Querzweig des Schaltreglers
ist eine Serienschaltung eines Kondensators C3 und einer Diode Grl vorgesehen, wobei
die Diode durch einen Widerstand R überbrückt ist. Die Diode Grl ist für die Eingangsspannung
Ul in Sperrichtung gepolt. 'Diese Schaltung verhindert, daß beim Abschalten des
Transistors Ts dieser bei gleichbleibendem Kollektorstrom i (=Drosselstrom i L2)
erst die volle Eingangespannung übernehmen muß, bevor die Freilaufdiode Gr2 leitend
werden kann. Der Kondensator 03
wird während der Durchlaßzeit des Transistors
Ts über den Widerstand R aufgeladen. Kondensator 03 und Diode Grl können
den Strom bei Beginn der Abschaltung des Transistors Ts übernehmen. Nachteilig ist,
daß bei jeder Wiederaufladung des Kondensators 03 die Hälfte der Energie
im Vorwiderstand R verlorengehti was sich besonders bei einer hohen Arbeitsfrequenz
ungünstig auswirkt. Die beschriebene Schaltung verringert zwar die Beanspruchung
des Transistors Ts beim Abschalten, hat jedoch für diesen ein kritisches Einschaltverhalteng
wenn der Drosselstrom 1 2 der Speicherdrossel 12-in der Sperrphase des Transistors
To noch nicht auf Null abgefallen ist, was im allgemeinen wegen der geringeren Wechselverluste
in der Speicherdrossei L2, wegen des geringeren
Ausschaltstromes
für den Schalttransistor und wegen des kleineren Ausgangsstörpegels angestrebt wird.
Die Sperrspannung am Sch,-alttransistor Ts kann beim Einschalten erst abfallen,
wenn der Kollektorstrom i c den Drosselstrom i Is2 erreicht hat. Der Schalttransistor
wird dadurch über den Punkt maximaler Verlustleistung geschaltet, was wegen des
Durchbruchverhaltens kritisch ist. Es ist auch bereits eine Schaltung zur Verringerung
der Einschaltverluste im Schalttransistor, soweit sie durch den noch fließenden
Drosselstrom hervorgerufen werden, bekannt. In Reihe mit der Freilaufdiode im Querzweig
ist eine Zusatzinduktivität in Verbindung mit einem parallelgeschalteten Gleichrichter
vorgesehen. Auch im Gleichrichter, über den sich die Energie der Zusatzinduktivität
entlädt, entstehen Verluste, die sich besonders bei einer hohen Arbeitsfrequenz
ungünstig auswirken. Aufgabe der Erfindung ist es, die mit der Umschaltung eines
Schalttransistors zusammenhängenden Verluste soweit zu verringerng daß die Schaltfrequenz
ohne Verschlechterung ,des Wirkungsgrades wesentlich erhöht werden kann. Gemäß der
Erfindung ist die mit einem Pol der Eingangsspannung verbundene Emitter-Kollektorstrecke
des Schalttransistors über eine als Rei]#ensch::wingkreis wirksame Serienschaltung
aus Induktivität und Kapazität an den anderen Pol der Spannungsquelle angeschlossen.
Die während der Durchlaßphase des Schalttransistors in der Induktivität gespeicherte
magnetische Energie wird über eine mit der Induktivität magnetfsch gekoppelte Sekundärwicklung
und einer mit ihr in Reihe geschalteten Diode periodisch als Nutzenergie an den
Ausgang der Schaltung abgeführt. Das Windungsverhältnie der beiden Wicklungen der
Induktivität ist dabei so gewählt, daß bei geringfügig über die Eingangsspannung
ansteigender Kondensatorspannung die Diode
Weitere Einzelheiten
der Erfindung werden anhand von Ausführungebeispielen und den zugehörigen Figuren
2 bis 5 näher erläutert. Die Schaltungen der in den Figuren 2 und
3 dargestellten Ausführungsbeispiele betreffen Schaltregler, die dem Prinzip
nach wie die bekannte Schaltung nach Fig.1 ausgebildet sind. Die Figuren 4 und
5 zeigen den Verlauf von Strom und Spannung beim Ein- und Ausschalten des
Schalttransistors. Zwischen der zu regelnden Eingangsspannung Ul und der Ausgangespannung
U2 am Verbraucherwiderstand Ra sind im Längszweig in bekannter Weise der Schalttranaistor
Ts und die Speicherdrossel 129-im Querzweig der Speicherkondensator Cl., die Freilaufdiode
Gr2 und parallel zum Ausgang der Kondensator 02 eingeschaltet. Die Steuerschaltung
für den Schalttransistor ist nicht dargestellt. Die in den Figuren 2 und
3 übereinstimmenden Schaltungsteile sind mit gleichen Bezugezeichen versehen.
Beim ersten Ausführungebeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung (Fig.2) ist im Längszweig
des Schaltreglers die zusätzliche Induktivität Ll zwischen dem Schalttransistor
To und der Speicherdrossel 12 angeordnet. In Parallelschaltung zur Freilaufdiode
Gr2 im Querzweig der Schaltung befindet sich ein Zwischenspeicherkondensator
039 der mit der Induktivität Ll einen Serienschwingkreie darstellt. Die Sekundärwicklung
der Induktivität 11 ist über die Diode Grl dem Ausgang der Schaltung parallelgeschaltet.
Diese Diode ist für die Eingange- bzw. Ausgangsspannung in Sperrichtung gepolt.
Beim Einschalten des SchalttraneiBtors To bewirkt die Primärwicklung der Induktivität
11 einen von Null langsam ansteigenden
Strom im Transistor
To'. Die Anstiegezeit wird durch die Größe dieser Induktivität bestimmt. Der Zwischenspeicherkondensator
03 wird also über Ll elastisch aufgeladen. Überschreitet die Kondensatorspannung
U e3 die Eingangespannung Ul. so wird bei einem geringen Spannungsüberschuß
von
der Gleichrichter Grl auf der Sekundärseite der Induktivität 11 leitend und
liefert die in der Induktivität 11 gespeicherte magnetische Energie als Nutzenergie
über den Ausgangskondensator C2 an den Verbraucher Ra. Das Übersetzungsverhältnis
der Induktivität Ll ist mit n, die Ausgangsspannung der Schaltung mit
U2 bezeichnet. Im quasistationären Betrieb fließt vor dem periodischen Wiedereinschalten
des Transistors To noch ein Strom i12 der Speicherdrossel 12 über den Gleichriöhter
Gr2. Die Aufladung des Kondensators 03 erfolgt erst, wenn der Einschalt-Strom
i e den Strom 1 12 überschreitet. Es wird dann nur die durch die Aufladung
des Kondensators 03 bedingte magnetische Überschußenergie der Induktivität
11 in den Ausgang, wie oben angegeben, überführt. Wird der Transistor To
abgeschaltet, so fließt die in der Induktivität Ll gespeicherte Energie in gleicher
Weise über die Sekundäraeite und über den Gleichrichter Grl als Nutzenergie in den
Ausgang ab. Im Augenblick der Abschaltung steigt daher die Primäropannung am. der
Induktivität 11 und damit auch die Kollektorspannung U 0 nur geringfügig
an, Die Kollektoragerrspannung U 0 am Schalttranaistor To baut sich hierbei
erst langsam entsprechend der Entladung des Kondennators 03 auf. Ist
03 entladeng so übernimmt in bekannter Weine der Gleichrichter Gr2 den Dronneletrom
1 12.
Man erreicht durch die neue Schaltung im Gegensatz zu den
bisher bekannten Schaltungen wesentlich verringefte Schaltverluste sowohl im Transistor
als auch in den übrigen Zusatzbauelementen, die am Schaltvorgang beteiligt sind.
Den Ein-' und Ausschaltvorgang des Schalttransistors Te zeigt Fig.4 bzw.
5. Man erkennt aus dem Verlauf der Kollektorspannung U 0 und des Kollektorstromes
i c , daß die Verluste innerhalb des Transistors bei beiden Umschaltvorgängen
sehr geringe Werte annehmen. Die nach dem Einschalt- und Aussehaltvorgang kurzzeitig
auftretende Welligkeit des Kollektorstromes i bzw. der Kollektorspannung
U ist durch die geringe Streu-e c induktivität zwischen Primär- tuid
Sekundärwicklung der Induktivität 11 bedingt und von vernachlässigbarer Wirkung,
da diese Energieanteile sehr klein sind. Dadurch wird eine erheblich höhere Arbeitsfrequenz
möglich, wodurch eine wesentliche Verkleinerung und Verbilligung der Stromirersorgungegeräte
bei gutem Wirkungsgrad erreicht wird.