DE1242680B - Transistorisierte Schwarzsteuer- und Begrenzerschaltung in Fernsehgeraeten - Google Patents
Transistorisierte Schwarzsteuer- und Begrenzerschaltung in FernsehgeraetenInfo
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Description
BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. Cl.:
H04n
Deutsche Kl.: 21 al - 33/71
Nummer: 1 242 680
Aktenzeichen: G 33022 VIII a/21 al
Anmeldetag: 28. August 1961
Auslegetag: 22. Juni 1967
Die Erfindung betrifft eine transistorisierte Schaltungsanordnung zur Konstanthaltung des Schwarzpegels
in Fernsehgeräten mit einer Klemmschaltung und einer Schwarzpegelabschneideschaltung, insbesondere
in Fernsehkameraanlagen.
Um eine fehlerhafte Synchronisierung durch Stö:
rungen, z. B.Rauschspitzen, zu vermeiden und einen richtigen Bezugspegel für Meß- und Übertragungszwecke des kombinierten Videosignals zu erzielen,
ist ein Schwarzpegel mit einem gleichmäßigen rauschfreien Bezugspegel erwünscht. Bei transistorisierten
Schwarzsteuerschaltungen trat bisher immer eine Verschiebung des Abschneidepegels bei Temperaturänderungen
auf. Außerdem wies das Videosignal häufig einen Sägezahneffekt auf. Diese Nachteile werden
durch die Erfindung vermieden.
Die Erfindung besteht darin, daß der Verstärker für das geklemmte Signal zwei Transistoren entgegengesetzter
Eigenschaften in Kaskadenschaltung enthält, die von einem niederohmigen Verstärker über
einen von der im Durchlaßbereich niederohmigen Klemmschaltung periodisch geladenen, so bemessenen
Kondensator gesteuert werden, daß der Kondensator seine Ladung zwischen dem Auftreten der
Klemmimpulse im wesentlichen hält.
Es ist zwar ein temperaturkompensierter Transistorverstärker bekannt, bei dem zwei aufeinanderfolgende
Transistoren verschiedener Eigenschaften (NPN und PNP) in Kaskade geschaltet sind. Bei
diesem bekannten Verstärker handelt es sich jedoch nicht um eine Schaltung zur Konstanthaltung des
Schwarzpegels.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung wird im folgenden ein Ausführungsbeispiel an Hand der
Zeichnung beschrieben. In dieser ist eine Videover-Stärkerschaltung mit einem NPN-(PNP-)Transistor
Ql in Emitter-Folger-Schaltung dargestellt, dessen Emitter über einen Widerstand R1 geerdet ist. Die
erste StufeQl ist über einen Kondensator C1 mit
einem zweiten Transistorverstärker β 2 in Emitter-Folger-Schaltung
gekoppelt. An den Verbindungspunkt g des Kondensators Cl mit der Basis des
Transistors Q 2 ist eine Dioden-Brücken-Klemmschaltung angeschlossen. Diese Brückenschaltung besteht
aus zwei parallelen, zwischen den Punkt g und eine Bezugsspannung —E' eingeschalteten Zweigen.
Die Bezugsspannung — E' kann zur Einstellung des Abschneidepegels einstellbar sein oder auf Erdpotential
oder einem ähnlichen vorbestimmten Potential liegen. Der erste der beiden Zweige enthält die
Serienschaltung eines Widerstandes R 2 und einer Diode D 2. Der zweite Zweig enthält einen Wider-Transistorisierte
Schwarzsteuer- und
Begrenzerschaltung in Fernsehgeräten
Begrenzerschaltung in Fernsehgeräten
Anmelder:
General Electric Company, New York, N. Y.
(V. St. A.)
Vertreter:
Dr.-Ing. B. Johannesson, Patentanwalt,
Hannover, Göttinger Chaussee 76
Hannover, Göttinger Chaussee 76
Als Erfinder benannt:
Max Henry Diehl, Syracuse, N. Y. (V. St. A.)
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 31. August 1960 (53 105)
stand R 3 und eine Diode D1. Die Kathode der Diode
D1 ist an den Verbindungspunkt g angeschlossen.
Die Anode der Diode D 2 ist mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die Dioden D1 und D 2 sollen
Typen mit großem Leitwert sein. Zur Steuerung der Brückenschaltung dient ein PNP-Transistor Q 4. Dieser
Transistor liefert die positiven und negativen zeilenfrequenten Klemmimpulse, die von dem nicht
dargestellten Synchronisiergenerator abgeleitet werden. Der Kollektor des Transistors Q 4 ist über einen
Widerstand R 33 mit der Betriebsspannung — E verbunden, die z. B. —20 V betragen kann. Der Emitter
des Transistors Q 4 ist über einen Widerstand R 6 mit Erde verbunden. Der Kollektor des Transistors
Q2 ist mit einer SpannungsquelleΈ von z.B. 8V
verbunden. Die vom Emitter bzw. Kollektor abgeleiteten Klemmimpulse werden der Brückenschaltung
über Koppelkondensatoren C 4 und CS zugeführt.
Der Emitter des Transistors β 2 ist mit der Basis
eines zweiten PNP-Transistors Q 3 direkt gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q3 ist über einen
Widerstand R 7 mit Erde verbunden. Der Kollektor dieses Transistors liegt über einen Belastungswiderstand
R 8 an der negativen Spännung —E. Der
Emitter des Transistors Q 2 ist mit dieser Spannung über einen Widerstand R 4 verbunden. Der Kollektor
des Transistors Q 3 ist über eine Abschneidediode D 3 mit der Ausgangsklemme verbünden. Zwischen die
Kathode der Diode D 3 und Erde ist die Serien-
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schaltung eines Widerstandes R 9 und einer Zenerdiode D4 geschaltet, wobei R9 der Videolastwiderstand
ist. Zwischen den Verbindungspunkt χ des Widerstandes R 9 mit der Kathode der Zenerdiode
D 4 und die Spannungsquelle — E ist ein Widerstand R10 eingeschaltet. Der Widerstand R 9 hat einen
relativ kleinen Wert in der Größenordnung von 10 % des Kollektorwiderstandes R 8, da die Abschneide-Diode
D 3 nicht scharf genug abschneidet, wenn der Lastwiderstand R 9 nicht wesentlich kleiner ist als
der Kollektorwiderstand R 8. Der Grund hierfür liegt in der Umschaltcharakteristik einer Diode beim Umschalten
vom Sperrbereich auf den Durchlaßbereich bzw. umgekehrt. Eine Diode ist ein Schalter mit allmählichem
Übergang, bei dem die Spannung einem Kurvenverlauf erfolgt. Um die Schaltwirkung zu verschärfen,
soll der Widerstand R 8 hier als eine Stromquelle wirken, die einen im wesentlichen konstanten
Strom liefert. Die Zenerdiode erzeugt die Bezugsspannung, die bei dem Ausführungsbeispiel 5 V am
Verbindungspunkt des Widerstandes R9 und der Diode DA beträgt. Der Widerstand RIO ist ein Belastungswiderstand,
durch den ein Vorbelastungsstrom in die Zenerdiode gespeist wird, um eine Bezugsspannung bei — 5 V zu halten.
Die Wirkungsweise der soweit beschriebenen Schaltung soll im folgenden näher erläutert werden.
Das Videosignal α wird zusammen mit dem dem
Signal überlagerten Rauschen der Basis des Transistors ßl zugeführt. In diesem Transistor wird eine
Impedanztransformation vorgenommen, um eine niedrige Impedanz für die angeschlossene Klemmschaltung
zu erzielen. Gleichzeitig werden vom Synchronsignalgenerator der Basis des Transistors β 4
Impulse / zugeführt. Der Transistor β 4 ist so geschaltet, daß an seinem Emitter und an seinem Kollektor
zwei in der Phase um 180° verschobene Impulsreihen erscheinen. Dadurch wird an die Kathode
der Diode D 2 eine negativ gerichtete und an die Anode der Diode D1 eine positiv gerichtete Impulsspannung
gelegt. Da die Brücke sich bei Anlegen der Impulse im Gleichgewicht befindet, liegt die Spannung
am Punkt g auf dem Bezugspegel. Der Kondensator Cl ist groß bemessen und entlädt sich in der
Zeit zwischen dem Auftreten der Impulse nur unwesentlich. Die Klemmschaltung mit den Dioden D1
und Ώ2 wirkt daher als Schalter, der beim Auftreten
der Impulse/ geschlossen wird. Diese Impulse sind synchron mit den Austastimpulsen der zusammengesetzten
Wellenform«. Bei jedem Auftreten der Austastimpulse in der Wellenform α schließen daher
die Synchronimpulse/ den Schalter. Dadurch wird der Schwarzpegel der Austastimpulse auf den festen
Spannungspegel der Bezugsspannung der Brückenschaltung gelegt. Dadurch entsteht am Punkt g ein
nicht verschiebbarer festgehaltener stetiger Schwarzpegel des Videoeingangssignals. Dieses Signal wird
der Basis des Transistors β 2 zugeführt, dessen Emitter zugleich über den Widerstand R12 Austastimpulse
b zugeführt werden. Diese beiden Wellenformen werden in dem Transistor β 2 zu einer resultierenden
Wellenform c zusammengesetzt, die am Kollektor des Transistors β 2 dargestellt ist. Diese
Wellenform wird der Basis des PNP-Transistors β 3 zugeführt, in diesem weiter verstärkt und durch die
Wirkung der Diode 3 beschnitten, wie es durch den Abschneidepegel h in der Wellenform c dargestellt
ist. Durch die Abschneidewirkung der Diode D 3 ergibt sich der resultierende glatte Bezugsschwarzpegel
in der Wellenform c, der der Videoausgangsstufe zugeführt wird.
Bei der soweit beschriebenen Schaltung entlädt der Leckstrom zwischen Kollektor und Basis, der in den
Transistoren β 2 und β 3 auftritt, allmählich den Kondensator C1 während der Perioden zwischen der
Impulsladung dieses Kondensators. Das verursacht im Videosignal einen Sägezahneffekt (in Abwärtsrichtung).
Um diesen Effekt zu vermeiden und das Videosignal zwischen den Austastimpulsen auf einem im
wesentlichen konstanten Pegel zu halten, werden als Transistoren β 2 und β 3 Typen entgegengesetzter
Eigenschaften gewählt. Der Transistor β 2 ist ein NPN-Transistor und der Transistor β 3 ein PNP-Transistor.
Die Änderung des Emitter-Basis-Dioden-Spannungsabfalles mit der Temperatur wird kompensiert,
indem die beiden verschiedenen Transistortypen in Kaskade geschaltet werden. Bei Temperaturanstieg
wird der Emitter-Basis-Spannungsabfall im NPN-Transistor β 2 bei einem gegebenen Kollektorstrom
negativer, während dieser Spannungsabfall beim PNP-Transistor β 3 positiver wird.
Bei Raumtemperatur beträgt der Spannungsabfall an jedem der Transistoren β 2 und β 3 annähernd
2/ioV. Wenn die Temperatur wesentlich über die
Raumtemperatur ansteigt, so wird der Spannungsabfall an jedem Transistor etwa Vio V. BeimNPN-Transistor
β 2 steigt die Spannung am Emitter mit erhöhter Temperatur an jedem Transistor um etwa Vio V.
Beim NPN-Transistor β 2 steigt die Spannung am Emitter mit erhöhter Temperatur an, wenn die Basis
auf einer konstanten Spannung festgeklemmt ist. Beim PNP-Transistor β 3 sinkt der Spannungsabfall um
denselben Betrag. Die Emitterspannung selbst hat sich jedoch mit der Spannung an ihrer Basis erhöht.
Mit einer Erhöhung der Temperatur bleibt daher die Basis des Transistors β 2 konstant, weil sie festgeklemmt
ist. Die Emitterspannung steigt jedoch in positiver Richtung an und verursacht dadurch eine
Erniedrigung der Spannungsdifferenz zwischen der konstanten Basis- und der wechselnden Emitterspannung.
Diese in positiver Richtung veränderte Emitterspannung wird der Basis des Transistors β 3 zugeführt
und verschiebt so die Basisspannung in positiver Richtung. Gleichzeitig bewirkt jedoch die Temperaturänderung
eine Verringerung der Emitterspannung des Transistors β 3, obwohl ihre Basis um Vio V positiver
geworden ist. Gleichzeitig hat der Temperaturwechsel an der Eingangsdiode das Differenzpotential
zwischen Emitter und Basis verringert und die Emitterspannung des Transistors β 3 um denselben Betrag
wie im Fall des Transistors Q 2 erhöht. Da die Spannungsänderungen
in beiden Transistoren entgegengesetzt verlaufen, bleibt die Gesamtänderung Null. Im
NPN-Transistor verringert sich die Potentialdifferenz zwischen Basis und Emitter.
Es ist wichtig, daß der Pegel des Videosignals in der Periode zwischen den Austastimpulsen im wesentlichen
konstant bleibt und daß ein Sägezahneffekt nicht auftritt. Ein Kondensator Cl der Bemessung
der üblichen Koppelkondensatoren würde eine Entladung zwischen den Impulsen und damit einen Sägezahneffekt
im Gesamtsignal verursachen. Bei der vorliegenden Schaltung wird jedoch der Kondensator Cl
relativ groß bemessen, z. B. hat er bei der dargestellten Schaltung die Größenordnung von 0,5 μΡ. Dieser
I 242 680
er
in m
in m
Is
:r
η
:r
η
Wert ist etwa 500mal so groß wie die Kapazität gewöhnlicher Koppelkondensatoren in Röhrenklemmschaltungen.
Bei einer so großen Kapazität ist die Zeitkonstante bzw. die Entladegeschwindigkeit des
Kondensators C1 klein, verglichen mit der Zeit zwischen den zeilenfrequenten Austastimpulsen. Die
hohe Kapazität des Kondensators C1, die eine geringe Entladung zwischen den Impulsen und eine hohe
Ladegeschwindigkeit während der Dauer der Impulse ergibt, fordert Dioden D1 und D 2 hohen Leitwertes.
Die hohe Kapazität des Kondensators C1 erfordert weiterhin einen Generator niedriger Impedanz, wie er
durch die Emitter-Folger-Schaltung β1 gegeben wird. Der niederohmige Ausgang der Klemm-Tastschaltung
Q 4 soll die Impedanz des Entladungsweges verringern. Die Widerstände R6 und .R 33 sind aus diesem
Grund sehr klein bemessen. Als Transistor Q 4 ist eine Type relativ niedrigen Durchlaßwiderstandes
(Hochstromeigenschaften) gewählt. Die Stufe β 4 muß daher für große Impulsströme geeignet sein.
Die Videoeingangsstufe β1 ist zur Erzielung eines
niederohmigen Ausgangs für den Kondensator C1 als Emitterfolger geschaltet. Dieser setzt den niederohmigen
Weg fort, der zur Verbesserung der Lade- bzw. Entladebedingungen des Kondensators Cl während
der Impulsdauer erforderlich ist.
Bei einem in der Praxis ausgeführten Schaltungsbeispiel wurden Bauelemente folgender Größe verwendet:
Transistor β 1
Transistor β2
Transistor β 3
Transistor β4
Diode Dl
Diode D 2
DiodeD3
DiodeD4
Kondensator Cl
Kondensator C4
Kondensator C5 5 μΡ
Widerstand Rl 4,7 Ω
Widerstand R2 1 kΩ
Widerstand R3 1 kΩ
Widerstands 18 kΩ
Widerstand R6 100 Ω
Widerstand R7 680 Ω
2 N 502 3N37 2N502 2 N 526
IN 663 IN 663 HD 2569 IN 1928
0,47 μΡ
Widerstand R 8 15 kΩ
Widerstand R9 1500 Ω
Widerstand R10 1800 Ω
Widerstand R 33 100 Ω
Claims (6)
1. Schaltungsanordnung zur Konstanthaltung des Schwarzpegels in Fernsehgeräten mit einer
Klemmschaltung, einem Verstärker für das geklemmte Signal und einer Schwarzpegelabschneideschaltung,
insbesondere für Fernsehkameraanlagen, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker für das geklemmte Signal zwei Transistoren
(ß 2, β 3) entgegengesetzter Eigenschaften (NPN, PNP) in Kaskadenschaltung enthält, die
von einem niederohmigen Verstärker (ßl) über einen von der im Durchlaßbereich niederohmigen
Klemmschaltung periodisch geladenen so bemessenen Kondensator (Cl) gesteuert werden,
daß der Kondensator seine Ladung zwischen dem Auftreten der Klemmimpulse im wesentlichen hält.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (Cl)
eine Kapazität von etwa 0,5 μΡ hat.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung
Dioden (D 1, D 2) hohen Leitwertes im Durchlaßbereich enthält.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung
durch Impulse relativ großer Amplituden gesteuert wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschneideschaltung
(D 3) von einer Konstant-Stromquelle gesteuert wird.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum Ausgang
der Abschneideschaltung (D 3) ein Widerstand (R 9) und eine Zenerdiode (D 4) in Serie geschaltet
sind, deren Verbindungspunkt (X) über einen Widerstand (R 10) an eine Spannungsquelle
(-E) angeschlossen ist.
In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1016 299;
»Bull. Schweiz, elektrotechn. Ver.«, 1954, Nr. 20, S. 866.
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1016 299;
»Bull. Schweiz, elektrotechn. Ver.«, 1954, Nr. 20, S. 866.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US53105A US3085131A (en) | 1960-08-31 | 1960-08-31 | Transistorized video black clipper |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1242680B true DE1242680B (de) | 1967-06-22 |
Family
ID=21981961
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEG33022A Pending DE1242680B (de) | 1960-08-31 | 1961-08-28 | Transistorisierte Schwarzsteuer- und Begrenzerschaltung in Fernsehgeraeten |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3085131A (de) |
DE (1) | DE1242680B (de) |
FR (1) | FR1298286A (de) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1043737A (en) * | 1963-08-23 | 1966-09-28 | Rank Bush Murphy Ltd | Video signal processing circuit arrangement |
US3286101A (en) * | 1963-10-16 | 1966-11-15 | Massachusetts Inst Technology | Sample and hold circuit |
US3394220A (en) * | 1963-12-11 | 1968-07-23 | Xerox Corp | High resolution circuitry for facsimile transmission |
US3394222A (en) * | 1963-12-11 | 1968-07-23 | Xerox Corp | Facsimile communication system |
US3394221A (en) * | 1963-12-11 | 1968-07-23 | Xerox Corp | Noise level circuitry for facsimile transmission |
DE1227053B (de) * | 1964-01-31 | 1966-10-20 | Amalgamated Wireless Australas | Stabilisierte transistorisierte Begrenzerschaltung fuer ein Videosignal |
US3368033A (en) * | 1964-04-03 | 1968-02-06 | Rca Corp | Video signal processing system |
US3389220A (en) * | 1964-08-28 | 1968-06-18 | Sarkes Tarzian | Television signal generating apparatus |
US3404290A (en) * | 1965-05-25 | 1968-10-01 | Navy Usa | Peak-to-peak intermediate frequency single control limiter |
GB1592381A (en) * | 1977-03-24 | 1981-07-08 | English Electric Valve Co Ltd | Gating circuit |
US4590394A (en) * | 1984-03-13 | 1986-05-20 | Motorola, Inc. | Signal processing circuit with voltage clamped input |
US4866261A (en) * | 1987-01-02 | 1989-09-12 | Motorola, Inc. | Data limiter having current controlled response time |
US5461223A (en) * | 1992-10-09 | 1995-10-24 | Eastman Kodak Company | Bar code detecting circuitry |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1016299B (de) * | 1954-01-21 | 1957-09-26 | Fernseh Gmbh | Austastschaltung fuer Fernsehsignale |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2315388A (en) * | 1940-11-30 | 1943-03-30 | Rca Corp | Television system |
US2802118A (en) * | 1954-06-17 | 1957-08-06 | Bell Telephone Labor Inc | Transistor amplifier circuits |
US2892165A (en) * | 1954-10-27 | 1959-06-23 | Rca Corp | Temperature stabilized two-terminal semi-conductor filter circuit |
US2910531A (en) * | 1954-11-30 | 1959-10-27 | Thompson Ramo Wooldridge Inc | Television circuit for obtaining stable set-up level |
US2912597A (en) * | 1954-12-01 | 1959-11-10 | Rca Corp | Inductive d.-c. setting and clamping circuit arrangements |
US2953640A (en) * | 1956-12-14 | 1960-09-20 | Westinghouse Electric Corp | Automatic gain control |
BE563196A (de) * | 1956-12-15 | |||
US2906817A (en) * | 1957-04-05 | 1959-09-29 | Rca Corp | Television receiver signal processing circuits |
US2956179A (en) * | 1957-12-16 | 1960-10-11 | Simon J Yragui | Transistor circuit having temperature compensating means |
-
1960
- 1960-08-31 US US53105A patent/US3085131A/en not_active Expired - Lifetime
-
1961
- 1961-08-24 FR FR871491A patent/FR1298286A/fr not_active Expired
- 1961-08-28 DE DEG33022A patent/DE1242680B/de active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1016299B (de) * | 1954-01-21 | 1957-09-26 | Fernseh Gmbh | Austastschaltung fuer Fernsehsignale |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3085131A (en) | 1963-04-09 |
FR1298286A (fr) | 1962-07-06 |
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