DE3100297C2

DE3100297C2 -

Info

Publication number: DE3100297C2
Application number: DE3100297A
Authority: DE
Inventors: Yasumori Kadaira Tokio/Tokyo Jp Ishijima; Rikichi Kamagaya Chiba Jp Murooka
Original assignee: Sony Tektronix Corp
Current assignee: Tektronix Japan Ltd
Priority date: 1980-01-09
Filing date: 1981-01-08
Publication date: 1987-07-23
Also published as: FR2473728A1; JPS6318363B2; JPS5698012A; CA1167115A; GB2067042A; US4382198A; DE3100297A1; FR2473728B1; GB2067042B

Description

Die Erfindung geht aus von einer Amplitudenbegrenzerschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die Fig. 1 zeigt eine typische bekannte Amplituden begrenzerschaltung. Bestimmte Spannungsgrenzwerte, z. B. +V ₁ und -V ₂ werden jeweils einer Klemme von zwei in Reihe geschalteten Dioden 10 bzw. 12 zugeführt. Wenn die Eingangsspannung Vi (beispielsweise eine Dreieck spannung wie die Fig. 2A zeigt) von einer nicht gezeigten Signalquelle aus einer Eingangsklemme 2 zugeführt wird und innerhalb des Amplitudenbegrenzungsbereichs liegt, das heißt, wenn gilt -V ₂<Vi<+V ₁, bleiben die Dioden 10 und 12 gesperrt, so daß das Eingangssignal über einen Widerstand 14 auf eine Ausgangsklemme 6 gelangt. Die Diode 10 allein wird leitend, das heißt, sie klemmt die Ausgangsspannung auf den oberen vor gegebenen Grenzwert der Spannung V ₁, wenn V ₁<Vi ist, und andererseits ist Diode 12 allein leitend und klemmt die Ausgangsschaltung auf den Wert -V ₂, wenn Vi<-V ₂ ist (vgl. Fig. 2B).

Im leitenden Zustand einer der Dioden 10 oder 12 fließt jedoch ein Strom (I _R in Fig. 2C) über den Wider stand 14 in die Signalquelle und kann dort unerwünschte Effekte auslösen, beispielsweise eine Verzerrung des Verlaufs eines Nutzsignals. Werden die Streukapazitäten der Dioden 10 und 12 und der Wert des Widerstands 14 mit Cd bzw. R bezeichnet, so errechnet sich die Zeit konstante τ der Schaltung von Fig. 1 zu

τ = 2R Cd.

Wird zusätzlich die Lastkapazität C _L zwischen der Aus gangsklemme 6 und Masse berücksichtigt, so ergibt sich für die Zeitkonstante

τ = R (2Cd + C _L).

Es liegt nahe, den Strom I _R durch Vergrößerung des Werts des Widerstands R zu vermindern und damit auch die Belastung der Signalquelle. Dies jedoch führt zu einer Erhöhung der Zeitkonstante, so daß der Frequenz gang oder das Ansprechverhalten verschlechtert wird. Wird umgekehrt versucht, das Frequenzansprechverhalten durch Verwendung von kleinen Widerstandswerten für R zu verbessern, so steigt damit die Belastung der Signal quelle an.

Fig. 3 zeigt ein Prinzipschaltbild der aus der DE-OS 28 45 841 bekannten Schaltungs anordnung zur Begrenzung von Analogsignalen. Bei einer solchen Vorrichtung ist für jede Begrenzungsrichtung ein Vergleicher vorgesehen, der eine den betreffenden einstellbaren Amplitudenwert aufweisende elektrische Bezugsgröße mit den Ein gangssignalen vergleicht und entsprechend den möglichen beiden Abweichungen Aus gangssignale mit dem einen oder dem anderen zweier Signalwerte (z. B. "0", "1") liefert. Außerdem sind Schaltvorrichtungen vorgesehen, die von den Vergleicherausgangs signalen angesteuert werden und von denen die eine zur Durchschaltung der Ein gangssignale zum Schaltungsausgang dient, solange diese innerhalb des zulässigen Amplitudenbereiches liegen (Ausgangssignal beider Komparatoren "0"), und Schalt vorrichtungen, die jeweils eine elektrische Bezugsgröße zum Schaltungsausgang durchschalten, sowie die Ausgangsklemme wirksam von der Eingangsklemme trennen, solange die Eingangssignale den zulässigen Amplitudenbereich in der betref fenden Richtung überschreiten.

Eine der Erfindung gattungsgemäße Vorrichtung nach dem Stand der Technik ist in der JP-OS 52-1 30 557 offenbart. Dieser Begrenzer für eine übertragene analoge Signal amplitude enthält einen Strom/Spannungswandler, dem zur Erzeugung einer Signal spannung über ein Relaisnetzwerk der Signalstrom zugeführt wird, sowie eine Sam melschiene für die Signalspannung, über die diese zu zwei Komparatoren gelangt, mit denen dann durch Vergleich mit zwei Referenzspannungen ermittelt wird, ob die Sig nalamplitude innerhalb oder außerhalb der festgesetzten Grenzwerte liegt. Entspre chend wird über ein zweites Relaisnetzwerk die in dem Strom/Spannungswandler er zeugte Signalspannung oder die aus den Referenzströmen gebildete obere bzw. untere Referenzspannung dem Ausgang zugeführt.

Nachteilig hierbei ist jedoch die mit der Verwendung von Relais verbundene geringe Schaltgeschwindigkeit, was zur Folge hat, daß bei Signalen mit steiler Flanke oder Signalen mit höherer Frequenz die Grenzspannungen nur ungenau eingehalten wer den können. Diese Nachteile werden noch durch die Verwendung von Integra tionsgliedern (Tiefpaßcharakter) an den Ausgängen der Komparatoren verstärkt. Au ßerdem besteht aufgrund der vergleichsweise langen Schaltzeiten von Relais die Ge fahr der Beeinflussung des Signalstromes durch undefinierte Zustände. Nachteilig ist weiterhin, daß die Lebensdauer von Relais im Vergleich zu der von Halbleitern ge ringer ist und daß die Begrenzerschaltung bei Signalquellen mit geringem Innenwi derstand nicht verwendet werden kann.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Amplitudenbegrenzerschaltung zu schaffen, welche Signale hoher Frequenz und großer Flankensteilheit einer Sig nalquelle mit geringem Innenwiderstand (Spannungsquelle) verarbeiten kann.

Die erfindungsgemäße Lösung ist im Patentanspruch 1 angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Weitere Vorteile dieser Lösung bestehen in der nur minimalen Belastung der vorge schalteten Signalquelle (Rückwirkungsfreiheit), der größeren Zuverlässigkeit und Lebensdauer der Schaltung aufgrund der Verwendung von Halbleitern anstatt von Re lais, sowie der Einfachheit der Schaltung aufgrund der Verwendung nur eines PNP- bzw. NPN-Transistors zum Vergleich mit der oberen bzw. unteren Grenzspannung, zum Abschalten der Diodenbrücke und zum Anlegen der oberen bzw. unteren Grenz spannung an den Ausgangsanschluß der Diodenbrücke.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend unter bezug auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 u. 3 die schematische Darstellung zweier bekannter bereits erläuterten Amplitudenbegrenzer schaltungen;

Fig. 2 Spannungs- und Stromverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 4 und 5 zwei unterschiedlich ge staltete Ausführungsbeispiele der Erfindung und

Fig. 6 ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 5.

Die Fig. 4 verdeutlicht das Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Die vorgebbaren Spannungs werte +V ₁ und -V ₂ werden an die Basen von Transistoren (nachfolgend nur als TR bezeichnet) 60 und 62 angelegt; die Spannungswerte sind bestimmt durch zwei Spannungs quellen V _CC und -V _EE sowie die Werte von Widerständen 66, 68 und 70. Es sei erwähnt, daß die Spannungsabfälle über Dioden 48 bzw. 50 durch die Basis-Emitterspannungen von TR 60 und 62 kompensiert werden. TR 40 und 54, Teiler widerstände 32 bis 36 und Widerstände 38 und 56 bilden gemeinsam ein Stromquellenpaar. Liegt die Eingangssignal spannung Vi innerhalb des Bereichs zwischen oberer und unterer Begrenzungsamplitude, das heißt gilt -V ₂<Vi<+V ₁, so fließt der Strom von der Stromquelle TR 40 durch die aus schnell schaltenden Dioden 44 bis 50 aufgebaute Diodenbrücke als Schalteranordnung 51 sowie durch die andere Stromquelle TR 54 und den Widerstand 56. Die Schalteranordnung 51 ist also EIN-geschaltet und TR 60 und 62 sind beide gesperrt, das heißt stehen im Zustand AUS. Da die Eingangsklemme 2 über die Schalteranordnung 51 mit der Ausgangsklemme 6 verbunden ist, erscheint die Eingangssignalspannung Vi direkt auf der Ausgangs klemme 6. Die durch die Widerstände 38 und 56 fließenden Ströme sind durch Wahl der Widerstände gleich.

Überschreitet die Eingangssignalspannung Vi den vor gebbaren Spannungswert +V ₁, so schaltet TR 60 ein und sperrt damit die Diode 44 (vgl. Fig. 4). Der Emitter strom des Transistors 40 wird damit über die Reihen schaltung von TR 60 und Widerstand 56 aufgespalten bzw. umgeleitet. Diese Stromaufteilung verursacht eine gering fügige Potentialerhöhung am Verbindungspunkt des Wider stands 56 mit dem Emitter von TR 54, so daß letzterer Transistor endgültig gesperrt wird. Damit werden auch die Dioden 46 und 48 gesperrt und trennen die Ausgangs klemme 6 von der Eingangsklemme 2; sie legen gleich zeitig den vorgegebenen Spannungswert +V ₁ über die Diode 50 an die Ausgangsklemme 6.

Die Schaltung arbeitet für den Fall Vi<-V ₂ ähnlich. In diesem Fall jedoch ist die Diode 46 gesperrt und TR 62 ist EIN-geschaltet. Die Durchschaltung des TR 62 führt zur Sperrung vonTR 40 und der Dioden 44 und 50. Das heißt, die Eingangs- und Ausgangsklemme werden von einander getrennt und der vorgegebene Spannungswert -V ₂ erscheint über die Diode 48 auf der Ausgangsklemme 6. Bei dieser Ausführungsform bilden die Stromquelle TR 40 und 54, die Dioden 44 und 46, TR 60 und 62 sowie die zugeordneten Schaltkreiselemente die Steuerschaltung. Die Dioden 48 und 50 dienen zur Spannungshaltung, also als Spannungsklemmschaltung.

Die Fig. 5 zeigt das Schaltbild der zweiten Ausführungs form der Erfindung. Die aus Fig. 4 bereits bekannten Bauteile sind mit den gleichen Bezugszeichen be zeichnet. Ersichtlicherweise sind die Schaltungen nach Fig. 4 und 5 ähnlich, jedoch mit dem Unterschied, daß bei Fig. 5 zusätzliche Temperaturkompensationsdioden 80, 82, 90 und 92 sowie ein variabler Widerstand 84 und Dioden 42, 52, 86 und 88 vorgesehen sind. Der variable Wiederstand 84 dient zur Einstellung vollkommen gleicher Ströme durch TR 40 und 54. Die Temperaturkompensationsdioden 80, 82, 90 und 92 kompensieren die Drift bei verschiedenen Temperaturen aufgrund der möglicherweise unterschiedlich abweichenden Basis-Emitter-Spannungen bei den Tran sistoren TR 40, 54, 60 bzw. 62. Ist mit der Ausgangs klemme 6 eine eine Spannungsquelle enthaltende Last ver bunden (vgl. Fig. 6A), so kann der Fall eintreten, daß auf der Klemme 6 ein Potential V _P entsteht, wenn die Schalteranordnung 51 gesperrt wird. Die Dioden 84 und 50 sind gesperrt, solange -V ₂<V _P<+V ₁ gilt; jetzt jedoch bilden die Dioden 86 und 88 die Spannungshalteschaltung, so daß die Klemmenspannung (V _P) entweder auf +V ₁ oder -V ₂ gehalten wird. Dioden 42 bzw. 52 dienen dazu, den nicht leitenden Zustand (Sperrzustand) der Schalteranordnung 51 sicherzustellen. Die Dioden 42, 52, 86 und 88 können jedoch eingespart werden, wenn eine Last vorliegt, wie sie beispielsweise die Fig. 6B zeigt. Die übrigen Schaltungsgruppen arbeiten in entsprechender Weise wie bei der zweiten in Verbindung mit Fig. 4 erläuterten Ausführungsform.

Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich sein dürfte, unterbricht die erfindungsgemäße Amplitudenbegrenzer schaltung die Verbindung zwischen der Ausgangsklemme und der Eingangsklemme und schaltet einen vorgebbaren Spannungspegel, welcher der Begrenzerspannung entspricht auf die Ausgangsklemme, wenn die Eingangssignalspannung den Wert der Amplitudenbegrenzerspannung erreicht.

Unerwünschte Effekte auf die Signalquelle, wie sie bei bekannten Amplitudenbegrenzerschaltungen zu beobachten sind, zeigen sich bei der erfindungsgemäßen Schaltung nicht. Die erfindungsgemäße Amplitudenbegrenzer schaltung ist außerdem für einen sehr weiten Frequenz bereich einsetzbar, da sie sich durch eine sehr kurze Zeitkonstante oder sehr kurze Ansprechzeit auszeichnet, insbesondere wenn sehr schnelle Schalterelemente, etwa eine Diodenbrücke aus extrem schnell schaltenden Dioden verwendet wird.

Claims

1. Amplitudenbegrenzerschaltung zur Amplitudenbegrenzung von Signalen, wobei diese zum Ausgang der Schaltung durchgeschaltet werden, wenn die Amplitude innerhalb festlegbarer Grenzwerte liegt und im Falle des Überschreitens eines Grenz wertes dieser Grenzwert an den Ausgang geführt wird, gekennzeichnet durch:
eine Diodenbrückenschaltung (51) mit einem ersten Steueranschluß (gemein same Verbindung der Dioden 44 und 50), einem zweiten Steueranschluß (gemeinsame Verbindung der Dioden 46 und 48), einem Eingangsanschluß (gemeinsame Verbin dung der Dioden 44 und 46) und einem Ausgangsanschluß (gemeinsame Verbindung der Dioden 48 und 50);
einen PNP-Transistor (60), dessen Emitter mit dem ersten Steueranschluß der Diodenbrückenschaltung verbunden ist und dessen Basis eine obere Grenzspannung (+V 1) zugeführt wird;
einen NPN-Transistor (62), dessen Emitter mit dem zweiten Steueranschluß der Diodenbrückenschaltung verbunden ist und dessen Basis eine untere Grenzspan nung (-V 2) zugeführt wird;
eine erste Stromquelle (38, 40), die durch den Kollektorstrom des NPN- Transistors in einen aktivierten oder nicht aktivierten Zustand versetzt wird, wobei die erste Stromquelle dem ersten Steuereingang der Diodenbrückenschaltung im ak tivierten Zustand einen vorbestimmten Strom zuführt;
eine zweite Stromquelle (54, 56), die durch den Kollektorstrom des PNP- Transistors in einen aktivierten oder nicht aktivierten Zustand gebracht wird und dem zweiten Steuereingang der Diodenbrückenschaltung im aktivierten Zustand ei nen bestimmten Strom zuführt, wobei ein an den Eingangsanschluß der Diodenbrückenschaltung angelegtes Ein gangssignal zwischen der unteren und oberen Grenzspannung begrenzt und von dem Ausgangsanschluß der Diodenbrückenschaltung abgegriffen wird.

2. Amplitudenbegrenzerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Stromquelle einander gleiche Ströme erzeugt.

3. Amplitudenbegrenzerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:
eine zwischen den ersten Steueranschluß der Diodenbrückenschaltung und den Emitter des PNP-Transistors geschaltete erste Diode (42);
eine zwischen den zweiten Steueranschluß der Diodenbrückenschaltung und den Emitter des NPN-Transistors geschaltete zweite Diode (52);
eine zwischen den Emitter des PNP-Transistors und den Ausgangsanschluß der Diodenbrückenschaltung geschaltete dritte Diode (86); und
eine zwischen den Emitter des NPN-Transistors und den Ausgangsanschluß der Diodenbrückenschaltung geschaltete vierte Diode (88);
wobei die Kathoden der ersten und dritten Dioden mit dem Emitter des PNP- Transistors und die Anoden der zweiten und vierten Dioden mit dem Emitter des NPN-Transistors verbunden sind.