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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Potentialwandlerschaltung,
insbesondere auf eine Potentialwandlerschaltung zum Wandeln eines bipolaren
Eingangssignals in ein unipolares Ausgangssignal.
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Bei
Halbleiterschaltungen, die MOSFET-Transistoren umfassen, begrenzen
die Zuverlässigkeitsanforderungen
eine maximal auftretende Spannung über dem Gateoxid des Halbleiters
auf beispielsweise einen Wert von etwa 3,6 Volt (z. B in der Fertigungstechnologie
C7NP). Das heißt,
eine Spannung zwischen Gate und Source bzw. Gate und Drain eines
MOSFET-Transistors sollte keinen Betrag größer als etwa 3,6 Volt aufweisen,
um eine zuverlässige
Arbeitsweise des Transistors zu gewährleisten. Eine direkte Ansteuerung
des Gates mit der bipolaren Eingangsspannung von beispielsweise +/–3 Volt
kann eine Zerstörung
des Transistors bewirken.
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Um
zu verhindern, dass eine bipolare Eingangsspannung direkt am Eingang
des Transistors anliegt, werden Potentialwandlerschaltungen eingesetzt.
Die
DE 31 00 297 A1 beschreibt
z. B. eine Amplitudenbegrenzungsschaltung, die eine Verbindung zwischen
einer Eingangsklemme, an der eine Eingangsspannung anliegt, und
einer Ausgangsklemme unterbricht und unter Verwendung von Schaltern
eine von zwei vorgegebenen Spannungspegeln auf die Ausgangsklemme
schaltet.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Es
ist die Aufgabe der Erfindung, eine Potentialwandlerschaltung mit
reduziertem Leistungsverbrauch zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Potentialwandlerschaltung gemäß Anspruch
1 gelöst.
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Da
nur bei einem Potentialwechsel des Eingangssignals ein Strom verbraucht
wird, wird nur in diesem Fall eine Leistung verbraucht. Die Potentialwandlerschaltung
kann somit sehr leistungseffizient betrieben werden, da im Gegensatz
zu herkömmlichen
Schaltungen nicht permanent Leistung verbraucht wird, sondern nur
für die
kurze Zeitdauer des Potentialwechsels des Eingangssignals.
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Mit
der Potentialwandlerschaltung kann ein bipolares Logiksignal, das
beispielsweise den Spannungsbereich von –Vdd bis
+Vdd umfasst, und somit eine maximale Potentialdifferenz
von 2·Vdd aufweist, in ein unipolares Logiksignal,
das beispielsweise den Spannungsbereich von 0 Volt bis –Vdd umfasst, und damit nur eine maximale Potentialdifferenz
von Vdd aufweist, gewandelt werden. Das
gewandelte unipolare Logiksignal erlaubt ein zuverlässiges Betreiben der
Transistoren in CMOS-Schaltkreisen,
da an den Transistoren der CMOS-Schaltkreise, das heißt, über dem
Gateoxid der Transistoren, nur der halbe Spannungsausschlag des
bipolaren Eingangssignals anliegt. Damit ist es möglich, CMOS-Schaltkreise
zuverlässig
und mit geringem Leistungsverbrauch zu betreiben.
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Der
reduzierte Leistungsverbrauch gegenüber herkömmlichen Schaltungen wirkt
sich kostensenkend auf die Prozesskosten aus. Weiterhin erlaubt
der geringe Leistungsverbrauch auch eine Skalierung der Schaltung
mit der Halbleitertechnologie. Die Potentialwandlerschaltung kann
auch bei kleineren Strukturgrößen, als
beispielsweise in einer C7NP Technologie üblich, vorteilhaft eingesetzt
werden.
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Kurzbeschreibung der Figuren
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Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden
Figuren näher
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 ein
Schaltungsdiagramm einer beispielhaften Potentialwandlerschaltung;
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2 zeigt
ein Schaltungsdiagramm einer Potentialwandlerschaltung gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung; und
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3 zeigt
ein Schaltungsdiagramm einer Potentialwandlerschaltung gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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Detaillierte Beschreibung
der Erfindung
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Im
Nachfolgenden werden nun bezugnehmend auf die beiliegenden 2 und 3 Ausführungsbeispiele
der Potentialwandlerschaltung detailliert dargelegt.
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Bezüglich der
nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung sollte beachtet werden, dass in den unterschiedlichen
Figuren für
funktional identische bzw. gleichwirkende oder funktionsgleiche, äquivalente Elemente
zur Vereinfachung in der gesamten Beschreibung die gleichen Bezugszeichen
verwendet werden.
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1 zeigt
ein Schaltungsdiagramm einer beispielhaften Potentialwandlerschaltung 200.
Eine Potentialwandlerschaltung 200 zum Wandeln eines bipolaren
Eingangssignals 202 in ein unipolares Ausgangssignal 203 kann
einen ersten Schalter 206 und einen zweiten Schalter 207 aufweisen.
Der erste Schalter 206 ist zwischen einem Eingang 204 und
einem Ausgang 205 der Potentialwandlerschaltung 200 geschaltet
und weist eine erste Umschaltkapazität 208 auf. Ein zweiter
Schalter 207 ist zwischen dem Ausgang 205 und
einem Bezugspotential 213 der Potentialwandlerschaltung 200 geschaltet
und weist eine zweite Umschaltkapazität 209 auf. Der erste
Schalter 206 und der zweite Schalter 207 sind konfiguriert,
um nur bei einem Potentialwechsel des Eingangssignals 202 die
Umschaltkapazitäten 208, 209 der
Schalter 206, 207 zu laden und zu entladen. Um
diese Funktionsweise zu gewährleisten,
weist die Potentialwandlerschaltung 200 eine Steuerung 210 auf,
die ausgelegt ist, um den ersten Schalter 206 unter Verwendung
eines ersten Steuersignals 211 und den zweiten Schalter 207 unter
Verwendung eines zweiten Steuersignals 212 anzusteuern.
Die Steuerung 210 generiert die zwei Steuersignale 211, 212 in Abhängigkeit
von dem Eingangssignal 202.
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Um
aus dem bipolaren Eingangssignal 202 das unipolare Ausgangssignal 203 zu
erzeugen, kann die Steuerung 210 beispielsweise bei einem
positiven Signalwert des Eingangssignals 202 mit dem ersten
Steuersignal 211 ein Schließen des ersten Schalters 206 ansteuern
und mit dem zweiten Steuersignal 212 ein Öffnen des
zweiten Schalters 207 ansteuern und bei einem negativen
Signalwert des Eingangssignals 202 mit dem ersten Steuersignal 211 ein Öffnen des
ersten Schalters 206 ansteuern und mit dem zweiten Steuersignal 212 ein
Schließen des
zweiten Schalters 207 ansteuern. Dies bedeutet, bei einem
positiven Signalwert des Eingangssignals 202 ist der erste
Schalter 206 geschlossen und der zweite Schalter 207 geöffnet, so
dass das positive Potential bzw. der positive Signalwert des Eingangssignals 202 auf
den Ausgang 205 hindurchgeschaltet wird, so dass das Ausgangssignal 203 einen
positiven Signalwert aufweist. Andererseits ist bei einem negativen
Signalwert des Eingangssignals 202 der erste Schalter 206 geöffnet und
der zweite Schalter 207 geschlossen, so dass am Ausgang 205 das
Bezugspotential 213 anliegt, beispielsweise Masse bzw. Null
Volt. Dies entspricht einer Betriebsweise der Potentialwandlerschaltung 200 gemäß der Darstellung in 1.
Das Ausgangssignal 203 ist ein unipolares Signal mit dem
positiven Potential des Eingangssignals 202 und dem Bezugspotential 213.
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Andererseits
kann die Steuerung 210 auch beispielsweise bei einem positiven
Signalwert des Eingangssignals 202 mit dem ersten Steuersignal 211 ein Öffnen des
ersten Schalters 206 ansteuern und mit dem zweiten Steuersignal 212 ein
Schließen des
zweiten Schalters 207 ansteuern und bei einem negativen
Signalwert des Eingangssignals 202 mit dem ersten Steuersignal 211 ein
Schließen
des ersten Schalters 206 ansteuern und mit dem zweiten Steuersignal 212 ein Öffnen des
zweiten Schalters 207 ansteuern. In diesem Fall ist bei
einem positiven Signalwert des Eingangssignals 202 der
erste Schalter 206 geöffnet
und der zweite Schalter 207 geschlossen. Somit liegt am
Ausgang 205 das gemeinsame Bezugspotential 213 an.
Bei einem negativen Signalwert des Eingangssignals 202 hingegen
ist der erste Schalter 206 geschlossen, und der zweite Schalter 207 geöffnet, so
dass der negative Signalwert des Eingangssignals 202 ungehindert
auf den Ausgang 205 geschaltet werden kann. Das Ausgangssignal 203 weist
somit den inversen Signalverlauf gemäß der Darstellung in 1 auf,
das heißt, ein
Wechsel von negativem Potential, beispielsweise –3 Volt, und gemeinsamem Bezugspotential,
beispielsweise 0 Volt.
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Die
Steuersignale 211, 212 der Steuerung 210 können beispielsweise
Spannungen sein. Der erste Schalter 206 und der zweite
Schalter 207 können
beispielsweise MOSFET-Transistoren sein, so dass die Steuersignale 211, 212 beispielsweise
die zwischen Gate und Source oder Gate und Drain angelegten Steuerspannungen
der MOSFET-Transistoren sind. Die MOSFET-Transistoren können beispielsweise Transistoren
des gleichen Typs sein, sie können
beispielsweise n-Kanal MOSFET-Transistoren
oder p-Kanal MOSFET-Transistoren sein. Sie können Transistoren vom Anreicherungstyp
oder vom Verarmungstyp sein. Beispielsweise können die MOSFET-Transistoren
in einer C7NP-Halbleitertechnologie gefertigt sein. Eine Ausführung des
ersten Schalters 206 und des zweiten Schalters 207 als MOSFET-Transistoren
wird in den zwei folgenden Ausführungsbeispielen
gemäß den 2 und 3 näher beschrieben.
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Allgemein
betrachtet, können
die Potentialwandlerschaltungen 200, 100 auch
als Gleichrichterschaltungen angesehen werden, da sie ein bipolares Eingangssignal 202, 102 in
ein unipolares Ausgangssignal 203, 103 wandeln.
Das Eingangssignal 202, 102 kann beispielsweise
auch ein Wechselstrom oder eine Wechselspannung sein, das beispielsweise
ein sinusförmiges
Signal sein kann. Die Potentialwandlerschaltung 200, 100 sperrt
bei Anliegen des positiven Signalteils und lässt nur den negativen Signalteil
durch oder sperrt bei Anliegen des negativen Signalteils und lässt nur
den positiven Signalteil durch. Dies ist die Funktionsweise eines
Gleichrichters.
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2 zeigt
ein Schaltungsdiagramm einer Potentialwandlerschaltung 300 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Die Potentialwandlerschaltung 300 weist
einen Eingang 301, einen Ausgang 302, einen ersten
MOSFET-Transistor 303 und einen zweiten MOSFET-Transistor 304 auf.
Der erste MOSFET-Transistor 303 weist
einen Sourceanschluss 331, einen Drainanschluss 333,
einen Gateanschluss 332 und einen Bulkanschluss 334 auf.
Der zweite MOSFET-Transistor 304 weist einen Sourceanschluss 341,
einen Drainanschluss 343, einen Gateanschluss 342 und
einen Bulkanschluss 344 auf. Beide Transistoren 303, 304 sind
mit dem Eingang 301, dem Ausgang 302, einem Bezugspotential 305 und
untereinander so verschaltet, dass der Sourceanschluss 331 des
ersten MOSFET-Transistors 303 mit
dem Ausgang 302 verschaltet ist, der Drainanschluss 333 des
ersten MOSFET-Transistors 303 mit dem Eingang 301 verschaltet
ist, und dass der Gateanschluss 332 des ersten MOSFET-Transistors 303 mit
dem Bezugspotential 305 verschaltet ist. Ferner ist der
Sourceanschluss 341 des zweiten MOSFET-Transistors 304 mit
dem Bezugspotential 305 verschaltet, der Drainanschluss 343 des
zweiten MOSFET-Transistors 304 mit
dem Ausgang 302 verschaltet und der Gateanschluss 342 des
zweiten MOSFET-Transistors 304 mit dem Eingang 301 verschaltet.
Die Bulkanschlüsse 334, 344 der
beiden Transistoren 303, 304 sind an den Ausgang 302 der Poten tialwandlerschaltung 300 angeschlossen,
um eine Belastung durch eine höhere
Spannung zu vermeiden.
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Die
Schaltungsstruktur der Potentialwandlerschaltung 300 verschaltet
damit den ersten MOSFET-Transistor 303 zu einer „Common-Gate-Schaltung” (Common-Gate
= Gateschaltung). Eine Gateschaltung ist eine von drei Grundschaltungen
von Feldeffekttransistoren. Dabei dient der Drainanschluss 333 des
ersten Transistors 303 als Eingang 301, der Sourceanschluss 331 des
ersten Transistors 303 als Ausgang 302 und der
Gateanschluss 332 des ersten Transistors 303 als
gemeinsamer Eingang 301 und Ausgang 302. Da der
Gateanschluss 332 des Transistors 303 mit einem
Bezugspotential 305 verbunden ist, auf das sich das Eingangssignal 321 am
Eingang 301 bezieht, und auf das sich auch das Ausgangssignal 322 am
Ausgang 302 bezieht, ist der Gateanschluss 332 gemeinsam
bezüglich
des Eingangs 301 und des Ausgangs 302. Das Bezugspotential 305 kann
beispielsweise ein Massepotential bzw. ein gemeinsames Massepotential
darstellen. In den Signalverläufen
gemäß 2 entspricht
das Bezugspotential 305 der Nulllinie. Das Eingangssignal 321 ist
ein bipolares Eingangssignal, es kann beispielsweise das positive
Potential +Vin und das negative Potential –Vin aufweisen. Das Ausgangssignal 322 ist
ein unipolares Ausgangssignal, es weist einen ersten Signalwert
auf, der dem Bezugspotential 305 entspricht und es weist
einen zweiten Signalwert auf, der beispielsweise –Vin oder +Vin sein
kann, d. h. dem negativen oder dem positiven Potential des Eingangssignals 321 entspricht.
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Der
zweite MOSFET-Transistor 304 ist mittels einer „Common-Source-Schaltung” (Common-Source
= Sourceschaltung) verschaltet. Eine Sourceschaltung ist eine weitere
von drei Grundschaltungen von Feldeffekttransistoren. Bei der Sourceschaltung
dient der Gateanschluss 342 des zweiten Transistors 304 als
Eingang 301 und der Drainanschluss 343 des zweiten
Transistors 304 als Ausgang 302 und der Sourceanschluss 341 des
zweiten Transistors 304 ist sowohl Eingang 301 als
auch Aus gang 302 gemeinsam. Der Sourceanschluss 341 des zweiten
Transistors 304 ist mit dem Bezugspotential 305 verbunden,
auf das sich sowohl der Eingang 301 als auch der Ausgang 302 beziehen.
Somit ist der Sourceanschluss 341 als Common-Source-Schaltung (gemeinsamer
Sourceanschluss) bezüglich
Eingang 301 und Ausgang 302 ausgebildet.
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Die
Potentialwandlerschaltung 300 umfasst einen ersten Metalloxidfeldeffekttransistor 303,
der in diesem Ausführungsbeispiel
als ein n-Kanal MOSFET-Transistor ausgebildet ist und in einer Gateschaltung
betrieben wird, und einen zweiten Metalloxidfeldeffekttransistor 304,
der in diesem Ausführungsbeispiel
ebenfalls als n-Kanal MOSFET-Transistor ausgebildet ist, und in
einer Sourceschaltung betrieben wird. Beide Transistoren 303, 304 können im
Anreicherungsmodus betrieben werden. Der Gateanschluss 332 des
ersten Transistors 303 und der Sourceanschluss 341 des
zweiten Transistors 304 liegen auf einem Bezugspotential 305,
das beispielsweise ein gemeinsames Massepotential sein kann. Der
Sourceanschluss 331 des ersten Transistors 303 und
der Drainanschluss 343 des zweiten Transistors 304 sind
mit dem Ausgang 302 verbunden. Der Drainanschluss 333 des
ersten Transistors 303 und der Gateanschluss 342 des
zweiten Transistors 304 sind mit dem Eingang 301 verbunden.
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Die
Potentialwandlerschaltung 300 wandelt ein bipolares Eingangssignal 321 in
ein unipolares Ausgangssignal 322. Liegt beispielsweise
am Eingang 301 der positive Abschnitt +Vin des
Eingangssignals 321 an, so liegt das Potential +Vin auch am Drainanschluss 333 des
ersten Transistors 303 und am Gateanschluss 342 des
zweiten Transistors 304 an. Das Bezugspotential 305 entspricht
in diesem Ausführungsbeispiel
der gemeinsamen Masse, das heißt,
es weist den Potentialwert Null auf. Der Potentialwert 0 liegt somit
auch am Sourceanschluss 341 des zweiten Transistors 304 und
am Gateanschluss 332 des ersten Transistors 303 an.
Die Spannung zwischen Gate 342 und Source 341 des
zweiten Transistors 304 entspricht damit gleich dem Eingangspotential
+Vin. Da das Eingangspotential +Vin in der üblichen Betriebsweise der Potentialwandlerschaltung 300 größer als
eine Schwellenspannung Vth der Transistoren 303, 304 ist,
bedeutet dies, dass der zweite Transistor 304 leitet. Somit
wird das Potential 0 des Sourceeingangs 341 des zweiten
Transistors 304 auf den Drainanschluss 343 des
zweiten Transistors 304 geschaltet und liegt zugleich am
Ausgang 302 der Potentialwandlerschaltung 300 an.
Außerdem
liegt das Potential 0 des Sourceanschlusses 341 des zweiten
Transistors 304, der leitet, auch am Sourceanschluss 331 des
ersten Transistors 303 sowie am Bulkanschluss 334 des
ersten Transistors 303 und am Bulkanschluss 344 des
zweiten Transistors 304 an. Damit ist die Spannung zwischen
dem Gateanschluss 332 des ersten Transistors 303 und dem
Sourceanschluss 331 des ersten Transistors 303 gleich
Null, somit kleiner als eine Schwellenspannung Vth,
was bedeutet, dass der erste Transistor 303 sperrt. Das
noch am Drainanschluss 333 des ersten Transistors 303 anliegende
Potential +Vin wird nicht auf den Ausgang 302 geschaltet.
Der Ausgang 302 weist das Potential Null auf.
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Liegt
am Eingang 301 der negative Bereich des Eingangssignals 321,
beispielsweise mit dem Potential –Vin an,
so liegt das Potential –Vin ebenfalls am Drainanschluss 333 des
ersten Transistors 303 sowie am Gateanschluss 342 des
zweiten Transistors 304 an. Das Bezugspotential 305,
das heißt,
das Potential Null liegt weiterhin am Sourceanschluss 341 des
zweiten Transistors 304 und am Gateanschluss 332 des
ersten Transistors 303 an. Die Spannung zwischen Gate 342 des
zweiten Transistors 304 und Source 341 des zweiten
Transistors 304 beträgt –Vin, und ist somit kleiner als die Schwellenspannung Vth des Transistors 304. Dies bedeutet,
der zweite Transistor 304 sperrt bei negativen Potentialen –Vin am Eingang 301. Liegt am Gateanschluss 332 des ersten
Transistors 303 das Potential Null an und am Drainanschluss 333 des
ersten Transistors 303 das negative Potential –Vin, so ist das Potential des Gateanschlusses 332 gegenüber dem
Drainanschluss 333 po sitiv, die Spannung zwischen Gate 332 und
Drain 333 des ersten Transistors 303 entspricht
damit +Vin, das heißt, beispielsweise 3 Volt und
ist somit größer als
die Schwellenspannung Vth. Schwellenspannungen
Vth können
bei üblichen
MOSFET-Transistoren beispielsweise im Bereich von 0,7 bis 0,2 Volt
liegen. Bei einer Spannung zwischen Gate 332 und Drain 333 des
ersten Transistors 303 von Vin,
die größer als
die Schwellenspannung ist, leitet der erste Transistor 303.
Das Potential –Vin des Drainanschlusses 333 wird
auf den Sourceanschluss 331 des ersten Transistors 303 durchgeschaltet
und somit auch auf den Ausgang 302 der Potentialwandlerschaltung 300.
Ebenfalls wird das Potential des Drainanschlusses 333 des
ersten Transistors 303 auf den Bulkanschluss 334 des
ersten Transistors 303, auf den Drainanschluss 343 des
zweiten Transistors 304 und auf den Bulkanschluss 344 des
zweiten Transistors 304 durchgeschaltet. Die Spannung zwischen
Gate 332 und Source 331 des ersten Transistors 303 entspricht
ebenfalls +Vin und ist damit auch größer als
die Schwellenspannung Vth des ersten Transistors 303.
Der Transistor 303 bleibt im leitenden Zustand.
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Aufgrund
der Verschaltung der Potentialwandlerschaltung 300 ist
bei einer positiven Eingangsspannung, die größer als die Schwellenspannung
Vth ist, der erste Transistor 303 gesperrt
(Potential von Gate gegenüber
Drain ist negativ) und der zweite Transistor 304 leitend
(Potential von Gate gegenüber
Source ist positiv), so dass das Bezugspotential 305 auf
den Ausgang 302 geschaltet wird. Bei einem negativen Eingangssignal 321 leitet
der erste Transistor 303 (Potential von Gate gegenüber Drain ist
positiv) und der zweite Transistor 304 sperrt (Potential
von Gate gegenüber
Source ist negativ), so dass das negative Eingangspotential vom
Eingang 301 auf den Ausgang 302 durchgeschaltet
wird. Aus einem bipolaren Eingangssignal 321 wird ein negatives
unipolares Ausgangssignal 322 erzeugt.
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Der
erste Transistor 303 entspricht seiner Funktionsweise nach
dem ersten Schalter 206 gemäß 1 und der
zweite Transistor 304 entspricht seiner Funktionsweise
nach dem zweiten Schalter 207 gemäß 1.
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3 zeigt
ein Schaltungsdiagramm einer Potentialwandlerschaltung 400 gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Die Potentialwandlerschaltung 400 weist
die gleichen Komponenten und die gleiche Verschaltung wie die Potentialwandlerschaltung 300 auf,
auch die Bulkanschlüsse 434, 444 sind
mit dem Ausgang 402 verschaltet. Der Unterschied besteht
darin, dass die zwei Transistoren 403, 404 als
p-Kanal Metalloxidfeldeffekttransistoren ausgeführt sind. Daraus ergibt sich
eine unterschiedliche Funktionalität, die im Folgenden beschrieben
wird.
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Bei
p-Kanal MOSFET-Transistoren leitet der Transistor, wenn die Potentialdifferenz
von Gateanschluss und Sourceanschluss kleiner als eine negative
Schwellenspannung wird und der Transistor sperrt, wenn die Potentialdifferenz
von Gateanschluss und Sourceanschluss größer als die negative Schwellenspannung
wird. Bei einem bipolaren Eingangssignal 421, das am Eingang 401 anliegt,
und die zwei Polaritäten
+Vin und –Vin aufweist,
ergibt sich das folgende Verhalten: Liegt das positive Potential +Vin am Eingang 401 an, so liegt es
ebenfalls am Drainanschluss 433 des ersten Transistors 403 und am
Gateanschluss 442 des zweiten Transistors 404 an.
Ein gemeinsames Potential 405, beispielsweise mit dem Potential
0, liegt am Sourceanschluss 441 des zweiten Transistors 404 und
am Gateanschluss 432 des ersten Transistors 403 an.
Die Potentialdifferenz zwischen Gateanschluss 442 des zweiten
Transistors 404 und Sourceanschluss 441 des zweiten Transistors 404 entspricht
dann +Vin, ist somit größer als eine negative Schwellenspannung –Vth, so dass der zweite Transistor 404 sperrt.
Am ersten Transistor 403 ist die Potentialdifferenz zwischen
Gateanschluss 432 und Drainanschluss 433 gleich
dem negativen Eingangspotential, das heißt –Vin.
Bei üblichen Werten
des Eingangspotentials Vin von etwa 3 Volt,
bei dem die Potentialwandlerschaltung 400 betrieben werden
kann, und bei üblichen
Schwellenspannungen von etwa 0,7 bis 0,2 Volt, die MOSFET-Transistoren 403, 404 aufweisen,
ist damit die Potentialdifferenz zwischen Gate 432 und
Drain 433 des ersten Transistors 403 kleiner als
eine negative Schwellenspannung –Vth,
so dass der erste Transistor 403 leitet. Das Potential
des Drainanschlusses 433 wird auf den Sourceanschluss 431 des
ersten Transistors 403 geschaltet und liegt auch am Ausgang 402 der
Potentialwandlerschaltung 400 an. Das Potential +Vin des Sourceanschlusses 431 des
ersten Transistors 403 liegt auch am Bulkanschluss 434 des ersten
Transistors 403, am Drainanschluss 443 des zweiten
Transistors 404 und am Bulkanschluss 444 des zweiten
Transistors 404 an. Die Potentialdifferenz zwischen Gateanschluss 442 des
zweiten Transistors 404 und Drainanschluss 443 des
zweiten Transistors 404 ist damit gleich Null, somit immer noch
größer als
die negative Schwellenspannung –Vth, so dass der zweite Transistor 404 weiterhin sperrt.
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Das
heißt,
bei positivem Potential des Eingangssignals 421 hat das
Ausgangssignal 422 am Ausgang 402 ebenfalls positives
Potential.
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Liegt
am Eingang 401 das negative Potential –Vin des
Eingangssignals 421 an, so liegt es ebenfalls am Drainanschluss 433 des
ersten Transistors 403 und am Gateanschluss 442 des
zweiten Transistors 404 an. Die Potentialdifferenz zwischen
Gateanschluss 442 des zweiten Transistors 404 und
Sourceanschluss 441 des zweiten Transistors 404 ist
damit gleich –Vin, das heißt, kleiner als die negative
Schwellenspannung –Vth, so dass der zweite Transistor 404 leitet.
Damit schaltet der zweite Transistor 404 das Bezugspotential 405 bzw.
das Potential 0 auf den Drainanschluss 443 des zweiten
Transistors 404 und auf den Ausgang 402. Das Potential
0 wird ebenfalls auf den Sourceanschluss 431 des ersten
Transistors 403, auf den Bulkanschluss 434 des
ersten Transistors 403 und auf den Bulkanschluss 444 des
zweiten Transistors 404 geschaltet. Die Potentialdifferenz zwischen
Gateanschluss 432 und Sourceanschluss 431 des
ersten Transistors 403 ist damit gleich Null, somit größer als
die negative Schwellenspannung –Vth, so dass der erste Transistor 403 weiterhin sperrt.
Das heißt,
ein negatives Potential des Eingangssignals 421 gelangt
aufgrund des Sperrens des ersten Transistors 403 nicht
auf den Ausgang 402.
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Die
Potentialwandlerschaltung 400 ist so ausgeführt, dass
ein positives Potential des Eingangssignals 421 auf den
Ausgang 402 geschaltet wird und bei einem negativen Potential
des Eingangssignals 421 der erste Transistor 403 sperrt
und gleichzeitig der zweite Transistor 404 leitet, um das Bezugspotential 405 auf
den Ausgang 402 zu schalten. Der erste Transistor 403 entspricht
damit in seiner Funktionsweise dem ersten Schalter 206 gemäß 1 und
der zweite Transistor 404 entspricht seiner Funktionsweise
nach dem zweiten Schalter 207 gemäß 1. Auf den
Ausgang 402 wird entweder das Potential des Eingangs 401 geschaltet
oder das Potential des Bezugspotentials 405. Jeweils einer
der Transistoren 403, 404 leitet, während der
andere sperrt. Der Schaltvorgang erfolgt zuverlässig, wenn das Potential am
Eingang größer als
eine positive Schwellenspannung ist bzw. kleiner als eine negative Schwellenspannung,
wobei die Schwellenspannungen den Schwellenspannungen von Metalloxidfeldeffekttransistoren
entsprechen.
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Die
Transistoren 403, 404 können beispielsweise vom Anreicherungstyp
sein, sie können
beispielsweise in einer C7NP-Halbleitertechnologie
gefertigt sein. Bei den Potentialwandlerschaltungen 300, 400 aus
den Ausführungsbeispielen
gemäß 2 und 3 tritt
nur bei den Umschaltvorgängen ein
Stromfluss auf, um die Gatekapazitäten der Transistoren umzuladen.
Somit wird eine Leistung auch nur im Umschaltvorgang verbraucht,
um die Kapazitäten
zu laden und zu entladen. Weiterhin ist zu beobachten, dass der
höchste
Betrag des Poten tials über
dem Gateoxid beider Transistoren 303, 403 bzw. 304, 404 das
Potential Vin nicht überschreitet. Zu keinem Zustand,
in dem sich die Schaltung 300, 400 befindet, liegt
ein doppelter Betrag, das heißt
2·Vin über
dem Gateoxid einer der Transistoren an. Damit können die Transistoren 303, 403 bzw. 304, 404 in
einem zugelassenem Spannungsbereich arbeiten. Weiterhin kann die
Potentialwandlerschaltung 300, 400 sehr platzsparend
auf einem Halbleitersubstrat implementiert werden, da nur zwei Transistoren
zur Realisierung der Schaltung benötigt werden. Dies hat nicht
zuletzt den Vorteil, dass sich die Schaltgeschwindigkeit erhöht gegenüber herkömmlichen Schaltungen,
welche eine größere Anzahl
an Transistoren benötigen.
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Im
Folgenden werden Ausführungsbeispiele der
vorliegenden Erfindung noch einmal mit anderen Worten beschrieben.
Um die Versorgungsspannung in hoch-linearen CMOS-Schaltkreisen zu
reduzieren und die Verwendung von DC-Blockkondensatoren auszuschließen, werden
die Gateanschlüsse
der Schalttransistoren in hoch-linearen CMOS-Schaltkreisen mit bipolarer
Spannung betrieben. Da der Steuerungsschaltkreis aber mit Standardlogikpotentialen
arbeiten sollte, wird ein Potentialwandler benötigt, um ein unipolares in
ein bipolares Signal zu wandeln. Der erfindungsgemäße Potentialwandler
wandelt ein bipolares in ein unipolares Signal und kann im Rückkopplungszweig
des Transistortreiberschaltkreises verwendet werden. Da die Zuverlässigkeitsanforderung
eine maximale Spannung über
dem Gateoxid auf beispielsweise 3,6 Volt in der C7NP-Technologie
begrenzt, erlaubt der direkte Ansatz kein Schalten von +/–3 Volt.
Seit kurzem wurde dazu ein Ohm'scher
Potentialwandler mit einem Common-Gate-Transistor verwendet. Dieser
Ansatz verbraucht jedoch Strom, der beispielsweise von der eingebetteten
Ladungspumpe zur Verfügung
gestellt werden kann, und benötigt
eine große
Fläche.
Ein zweiter Ansatz mit kapazitiv gekoppelter Logik ist ebenfalls
getestet worden, wurde jedoch aufgrund eines undefinierten Zustandes,
in dem sich die Schaltung nach Anlegen der Versorgungsspannung befand,
wieder aufgegeben. Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht es, Standardlogikzellen
zu betreiben, ohne einen zusätzlichen
Strom zu ziehen. Sie benötigt
bemerkenswert wenig Platz auf dem Chip und erfüllt die Zuverlässigkeitsanforderungen.
Ausführungsbeispiele
der Erfindung stellen eine Kombination von MOSFET-Transistorschaltern
in einer Common-Gate und einer Common-Source-Schaltung dar, um die
Potentialwandlung durchzuführen. Ausführungsbeispiele
der Erfindung stellen einen zuverlässigen, Niedrigleistungspotentialwandler
dar. Die Po tentialwandlerschaltung gemäß Ausführungsbeispielen der Erfindung
wandelt ein bipolares Logiksignal, das heißt ein Signal, das von beispielsweise –Vdd bis +Vdd reicht,
und damit einen Spannungsbereich von 2·Vdd umspannt,
in ein unipolares Logiksignal, das beispielsweise von 0 Volt bis –Vdd reicht, ohne dabei das Gateoxid des Transistors
mit mehr als dem halben Spannungsausschlag des Eingangssignals zu
beaufschlagen. Dies führt
dazu, die Zuverlässigkeit
der Transistoren in CMOS-Schaltkreisen zu erhöhen.
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In
Ausführungsbeispielen
der Erfindung umfasst die Potentialwandlerschaltung einen ersten NMOS-Transistor
Q1 in einer Common-Gate-Schaltung und einen zweiten NMOS-Transistor
in einer Common-Source-Schaltung. Beide Transistoren operieren im
Anreicherungsmodus. Das Gate des Transistors Q1 und der Sourceanschluss
des Transistors Q2 liegen auf gemeinsamem Massepotential, der Sourceanschluss
von Q1 und der Drainanschluss von Q2 sind mit dem Ausgang verbunden.
Der Drainanschluss von Q1 und das Gate von Q2 sind mit dem Eingang
verbunden. Wenn positiv bezüglich Masse
wird die Eingangsspannung +Vin auf den Eingang
gelegt. Der Transistor Q2 wird leitend, wenn die Eingangsspannung
Vin größer ist
als eine Schwellenspannung Vth des entsprechenden
Transistors, so dass Q2 einen Strompfad mit geringem Widerstand vom
Ausgang nach Masse liefert. Q1 wird nicht-leitend, da sein Gatepotential
sowohl gegenüber
Source, als auch Drain negativ ist. Das höchste Potential bezüglich der
Gateanschlüsse
ist Vgd. Q1 = Vgs,
Q2 = Vin. Bei negativer Spannung –Vin wird Q1 leitend für Vin größer Vth, um so einen Strompfad mit niedrigem Widerstand
am Eingang zu liefern. Das höchste
Potential über
dem Gateoxid von beiden Transistoren überschreitet nicht Vin. Der einzige Strom, der durch den Schaltkreis
benötigt
wird, ist derjenige, um die Gatekapazitäten während des Schaltvorgangs umzuladen.
Eine ähnliche
Schaltung kann für
positive Logik entworfen werden mittels Nutzung von zwei PMOS-Transistoren.
In diesem Fall wird das bipolare Eingangslogiksignal von +Vdd/–Vdd in Vdd/0 Volt
gewandelt.