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Schaltungsanordnung zur Verformung einer Wechselspannung Die Erfindung
bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Verformung einer Wechselspannung mit
stetigem Kurvenverlauf, insbesondere zur Umformung in eine Impulsspannung. Eine
solche Anordnung kann z. B. zu Regel- bzw. Synchronisierungszwecken dienen. Es ist
an sich bekannt, zu diesem Zweck die Wechselspannung einem nichtlinearen Element,
z. B. einer für C-Betrieb eingestellten Verstärkerstufe, zuzuführen, durch das bzw.
die nur während der Spitzen der Wechselspannung impulsförmige Ströme fließen.
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Dabei ist es meist erwünscht, daß die Amplitude der Impulse nur wenig
von der Amplitude und der Frequenz der Eingangswechselspannung sowie von der Speisespannung
und den verwendeten Verstärkerelementen abhängig ist. Insbesondere wenn als Verstärkerelemente
Transistoren Verwendung finden, bereitet diese Anforderung Schwierigkeiten.
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Die Erfindung bezweckt, eine Schaltungsanordnung der vorstehend erwähnten
Art anzugeben, bei der die erwähnten Anforderungen auf einfache Weise erfüllt werden.
Sie ist dadurch gekennzeichnet, däß die Wechselspannung über einen Verstärker der
Reihenschaltung eines Kondensators und eines von der Wechselspannung ein- und ausgeschalteten
Gleichrichters zugeführt wird, von welcher Reihenschaltung eine Gegenkopplungsspannung
für den Verstärker abgeleitet wird.
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Vorzugsweise wird die Wechselspannung der Basis eines ersten Transistors
zugeführt, der mit einem zweiten Transistor einen an sich bekannten Zweistufenverstärker
bildet, bei dem der Kollektor des ersten Transistors gleichstrommäßig mit der Basis
des zweiten Transistors und der Emitter des zweiten Transistors gleichstrommäßig
mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist, wobei die erwähnte Reihenschaltung
des Kondensators und des von der Wechselspannung ein- und ausgeschalteten Gleichrichters
in die Emitterstrecke des zweiten Transistors aufgenommen ist.
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Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielsweise
näher erläutert.
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F i g. 1 der Zeichnung stellt ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung
dar; F i g. 2 zeigt Spannungs- und Strom-Zeit-Diagramme zur Erläuterung des Ausführungsbeispiels
nach F i g. 1.
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Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 enthält einen ersten Transistor
1 und einen zweiten Transistor 2, die auf an sich bekannte Weise dadurch zu einen
Zweistufenverstärker vereinigt sind, daß der Kollektor des Transistors 1 gleichstrommäßig
mit der Basis des Transistors 2 verbunden ist. während der Emitter des Transistors
2 gleichstrommäßig mit der Basis des Transistors l verbunden ist. Ein solcher Verstärker
hat die Eigenschaft, daß er sehr wenig empfindlich gegen Speisespannungs- und Temperaturänderungen
ist, weil die Gleichstromgegenkopplung des Emitters des Transistors 2 über den Kopplungswiderstand
3 zur Basis des Transistors 1 die erforderliche Arbeitspunktstabilisierung herbeiführt.
Die in den Emitterkreis des Transistors 1 aufgenommene Zenerdiode 4 dient dabei
dazu, den erforderlichen Spannungsabfall über dem Basiswiderstand 5 zu ermöglichen,
so daß dieser Widerstand einen angemessen großen Wert annehmen darf. Die Widerstände
12 und 13 besorgen weiter die richtige Gleichstromeinstellung des Transistors 2.
Die Diode 4 kann erforderlichenfalls auch durch eine in der Vorwärtsrichtung betriebene
Halbleiterdiode mit ausreichend hoher innerer Schwellwertspannung in ihrer Strom-Spannungs-Kennlinie
oder durch gegebenenfalls kapazitiv überbrückte Widerstände zur positiven und negativen
Klemme der Speisequelle ersetzt werden.
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Ein Wechselstrom il mit stetigem Kurvenverlauf von einer Quelle mit
verhältnismäßig hohem Innenwiderstand wird der Basis des Transistors 1 zugeführt.
Dieser Wechselstrom wird z. B. von einem Oszillator mit guter Frequenzstabilität
erzeugt, wobei dieser Oszillator bzw. die nachgeschalteten Verstärkerstufen
selbstverständlich
einige Verzerrung einführen können. Der Gehalt an Verzerrungskomponenten. ist dabei
jedoch gering in bezug auf die Grundwelle der der Klemme 6 zugeführten Wechselspannung.
In F i g. 2 A ist dieser Strom il in Abhängigkeit von der Zeit t dargestellt.
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Nach der Erfindung ist in den Emitterkreis des Transistors 2 die Reihenschaltung
eines Gleichrichters 7 und eines - Kondensator's 8 eingefügt. Diese Schaltungselemente
7 und 8 können erforderlichenfalls vertauscht werden. Der Gleichrichter 7 hat die
gleiche Durchlaßrichtung wie der Emitter des Transistors 2. Mit Hilfe eines Widerstandes
9 wird er in geringem Maße in der Vorwärtsrichtung eingestellt. Dieser Widerstand
9 spielt weiter eine wichtige Rolle beim Lade- und Entladevorgang des Kondensators
B. Die gewünschte Impulsreiche -wird über einer Ausgangsinduktanz 10 erzeugt,
die gegebenenfalls durch einen Widerstand 11 überbrückt ist.
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Die Erfindung beruht auf der folgenden Wirkung: Während der positiven
Phase des praktisch sinusförmigen. Eingangswechselstromes i; ist die Spannung an
derBäsis des Transistors 2 in der negativen Phase. Die Spannung v,2 am Emitter des
Transistors 2 folgt dieser Basisspannung und ist in F i g. 2 B in Abhängigkeit von
der Zeit dargestellt. (Ist der Widerstand 3 groß in bezug auf die Impedanz der Schaltungselemente
7, 8, 9 und ist das Produkt aus dem Gegenkopplungsfaktor und dem Verstärkungsfaktor
des Verstärkers 1, 2 groß in bezug auf 1, so ist der den Widerstand 3 durchfließende
Gegenkopplungsstrom nahezu gleich dem Eingangswechselstrom i; und hat somit gleichfalls
einen praktisch sinusförmigen Verlauf; für die Spannung ve2 darf in diesem Fall
somit auch ein praktisch sinusförmiger Verlauf angenommen werden.) Während dieser
Phase wird der Gleichrichter 7 leitend, weil die Durchlaßrichtung dieses Gleichrichters
die gleiche ist wie-die des Emitters des Transistors 2. Infolgedessen nimmt die
Gegenkopplung, die die Reihenschaltung 7, 8 im Emitterkreis des Transistors 2 bzw.
über den Widerstand 3 an der Basis des Transistors 1 herbeiführt, stark ab, so daß
der Kollektorstrom i12 (F i g. 2 C) durch den Transistor 2 stark zunimmt, während
gleichzeitig dem Kondensator 8 ein Ladestrom zugeführt wird, wodurch die Spannung
v8 über diesem Kondensator den in F i g. 2 B angegebenen Verlauf hat. Die Ladezeitkonstante
wird angenähert durch die Größe des Kondensators 8 und den Innenwiderstand des Gleichrichters
7 bestimmt und ist so groß, daß der Gleichrichter 7 zusammen mit dem Kondensator
8 als ein Spitzenspannungsdetektor mit niedrigem Wirkungsgrad wirkt..
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Während der negativen Phase des Eingangsstromes il ist die Spannung
v02 in der positiven Phase, so daß der Gleichrichter 7 gesperrt und der Kollektorstrom
i" infolge der Gegenkopplungswirkung über den Widerstand 3- auf einen geringen Wert
herabgesetzt ist. (Der Transistor 2 wird somit nicht völlig nichtleitend, was seine
Schaltgeschwindigkeit bei hohen Frequenzen begünstigt.) Gleichzeitig wird der Kondensator
8 über die -Widerstände 3, 5 und 9 in einem dem vorstehenden entgegengesetzten
Sinne aus der Speisequelle ,aufgeladen, wobei die Entladezeitkonstante erheblich
größer ist als die vorstehend erwähnte Ladezeitkonstante. Der Strom, der dabei über
den Widerstand 9 zum Kondensator 8 fließt, ist so groß, daß die -Spannung an ihrem
Verbindungspunktpositiv wird, Infolge der plötzlichen Ausschaltung des Gleichrichters
7 durch die Wechselspannung % ändert sich der Kollektorstrom 112 somit fast sprunghaft
(F i g. 2 C), wobei mit einer sehr kurzen Ausschaltzeit gerechnet werden -darf.
Duich Differenzierung dieser Stromänderung mit. Hilfe .der Induktanz 10 ergeben
sich somit die in F i g. 2 D dargestellten Impulsspannungen v,2.
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Die Zeitpunkte, zu denen der Gleichrichter 7 ein-bzw. ausgeschaltet
wird, sind in F i g. 2 B mit a bzw. b
bezeichnet; sie treten dort auf,
wo die Kondensatorspannung v$ der Emitterspannung 1e2 des Transistors
2
gleich ist. Bei zunehmender Frequenz der Eingangsschwingung il -ändert-sich
- die Sachlager -- wie dies in F i g. 2 E bis 2 H angegeben ist. Die Entladezeitkonstante
des Kondensators 8 (die der Neigung der Strecke b-a der Spannung v8 in F i g. 2
F entspricht) ist nahezu die gleiche wie in F i g. 2 B geblieben, aber der Aufladevorgang
des Kondensators 8 erfolgt jetzt schneller (Strecke a-b der Spannung v8 in F i g.
2 F), weil für den Aufladevorgang der Gleichrichter 7 zusummen mit dem Kondensator
8 infolge der geringen Ladezeitkonstante immer mehr die Natur eines idealen Spitzenspannungsdetektors
annimmt. Bei richtiger Bemessung schneidet die Kurve v8 die Sinuskurve v"2 im Punkt
b der F i g. 2 F, in dem die Neigung dieser Sinuskurve angenähert die gleiche ist
wie beim Punkt .b. in F i g. 2 B. Diese Neigung bestimmt praktisch die Amplitude
der Ausgangsspannungsim@ pulse v, so daß bei dieser Bemessung die Ausgangsamplitudd
sich nahezu nicht mehr mit der Frequenz ändert.
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Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel wurden die verwendeten Schaltungselemente
wie folgt bemessen:
| Transistor 1 ................ AFZ 12 |
| Transistor 2 ................ AF 118 |
| Diode 4 ................... OAZ 202(6 V) |
| Diode 7 ................... FD 100 |
| Widerstand 3 ............... 1.500 Ohm |
| Widerstand 5 ............... 1000 Ohm |
| Widerstand 9 ............... 1500 Ohm |
| Widerstand 11 .............. 330 Ohm |
| Widerstand 12 .............. 1000 Ohm |
| Widerstand 13 .............. 2700 Ohm |
| Kondensator 8 ............. 0,1 KF |
| Induktanz 10 ............... 1 #tH |
Speisespannung . = 24 V; Eingangswechselstrom = 1 bis 2 mA; Frequenzbereich = 0,5
bis 25 MHz; Ausgangsimpulse = 6 V, deren Änderung über diesen Frequenzbereich kleiner
als 2 db ist.
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Selbstverständlich kann das angegebene Prinzip auch bei einem Mehrstufenverstärker
mit Gegenkopplung Anwendung finden. Der geschilderte Zweistufenverstärker hat jedoch
den wichtigen Vorteil einer guten Arbeitspunktstabilisierung und einer ge-, ringen
Schwingneigung. Auch können im Prinzip Röhrenverstärker an Stelle von Transistorenverstärkern
in Betracht kommen. - .