DE3514699A1 - Integrierbare schaltungsanordnung zum steuern der abschaltspannungsaenderungsgeschwindigkeit von nichtgenerativen spannungsgesteuerten halbleiterschaltern - Google Patents
Integrierbare schaltungsanordnung zum steuern der abschaltspannungsaenderungsgeschwindigkeit von nichtgenerativen spannungsgesteuerten halbleiterschalternInfo
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Description
General Electric Company
Integrierbare Schaltungsanordnung zum Steuern der Abschaltspannungsänderungsgeschwindigkeit
von nichtregenerativen, spannungsgesteuerten Halbleiterschaltern
Die Erfindung bezieht sich auf Leistungsschalt-Halbleiter und betrifft insbesondere eine neue integrierbare Schaltungsanordnung
zum gesteuerten Ausschalten von nichtregenerativen spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Vorrichtungen, wie beispielsweise
Feldeffekttransistoren, Oberflächentransistoren (IGT oder insulated-gate-transistoren) und ähnliches.
Es ist bekannt, die Zeit, die eine nichtregenerative Leistungsschalt-Halbleitervorrichtung
in dem "aktiven Bereich" verbringt, zu minimieren, um eine übermäßige Verlustleistung in dieser
Vorrichtung zu verhindern. Wenn spannungsgesteuerte, nichtregenerative Halbleiter, wie beispielsweise Leistungsfeldeffekttransistoren
(FETs), Oberflächentransistoren (IGTs) und ähnliches, zum Steuern des Stromflusses durch eine Last verwendet
werden, wird die Verlustleistung minimiert, indem die Vorrichtung so schnell wie möglich aus einem Voll-Ein-Zustand
in einen Voll-Aus-Zustand geschaltet wird, und zwar unter Berücksichtigung
der maximalen Grenzwerte für dV/dt.
Eine besonders brauchbare Schaltungsanordnung zum schnellen Einschalten einer spannungsgesteuerten Leistungsschalt-Vorrichtung
und zum Ausschalten des Laststromflusses durch die
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Vorrichtung in einer zeitgesteuerten Weise ist in der deutschen Patentanmeldung P 34 20 008 angegeben. Eine derartige
schnell einschaltende, gesteuert ausschaltende Schaltungsanordnung ist in Fig. 1 gezeigt. Kurz gesagt, ist in der Schaltungsanordnung 10 die Source/Emitter-Elektrode einer FET/IGT-Leistungsvorrichtung
11 an einem Steueranschluß 10a mit einem gemeinsamen Potential verbunden. Die Steuerelektrode der Vorrichtung
11 ist mit dem Steueranschluß 10b der Schaltungsanordnung
verbunden und empfängt ein Einschalt- oder Ausschaltsignal in Abhängigkeit von dem einen von zwei möglichen Zuständen
einer Eingangsspannung Ve an einem Eingangsschluß 10c
in bezug auf den gemeinsamen Anschluß 10a. Das Eingangssignal steuert die Leitung eines Laststromes IT von einer Gleichspannungsguelle
12 mit der Amplitude Vc über einen Lastwiderstand
14 mit der Größe R_. Eine Kollektor/Anoden-Spannung einer zugehörigen
Schaltvorrichtung wird an einem Anschluß 1Od der Schaltungsanordnung mit einer Größe in Abhängigkeit von der
Größe des Laststroms gebildet. Die Schaltungsanordnung 10 wird an einem fünften Anschluß 10e aus einer Quelle mit einem Betriebspotential
der Größe +V gespeist. Die in der vorgenannten deutschen Patentschrift 34 20 008 angegebene Schaltungsanordnung
verwendet eine logische Invertierungseinrichtung 16,
deren Eingang mit der Steuerspannungs-Eingangsklemme 1Oc und
deren Ausgang mit der Steuerelektrode 18a einer bidirektionalen Leitfähigkeitssteuereinrichtung 18 verbunden ist. Die Einrichtung
mit gesteuerter Leitfähigkeit ist zwischen die Anschlüsse 10b und 10e geschaltet. Die Emitterelektrode eines
PNP-Transistors 20 ist mit dem Anschluß 10b verbunden, während dessen Kollektorelektrode mit dem Ausgang des Inverters 16
verbunden ist und die Basiselektrode ist sowohl mit der Kollektorelektrode eines NPN-Transistors 22 und dem einen Anschluß
eines integrierenden Kondensators 23 verbunden. Der andere Anschluß des integrierenden Kondensators 23 mit der
Kapazität C1 ist mit dem gemeinsamen Potential der Schaltungsanordnung
verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors 22 ist über eine Reihenschaltung aus einem Kopplungskondensator
24 und einem Reihenwiderstand 25 mit dem Kollektor/Anoden-Spannungsanschluß 10d der Schaltvorrichtung und ferner über
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einen Emitterwiderstand 26 mit dem gemeinsamen Potential der Schaltungsanordnung verbunden. Der Eingangsanschluß 10c ist
über einen Reihenvorspannwiderstand 27 mit der Basiselektrode des Transistors 22 verbunden, dessen Basis über eine Reihenschaltung aus einem zweiten Vorspannwiderstand 28 und einer
Temperaturkompensationsdiode 29 mit dem gemeinsamen Potential der Schaltungsanordnung verbunden ist. Die Schaltungsanordnung
10 gemäß der deutschen Patentanmeldung P 34 20 008 verwendet den Transistor 22 als eine Stromquelle zum Entladen des Kondensators
23, um eine Rampen- bzw. Sägezahnspannung zu erzeugen,
und sie verwendet den Kondensator 24 als einen differenzierenden Kondensator. Wenn im Betrieb die Eingangsspannung
V auf einem niedrigen Wert, im wesentlichen Null ist, ist der Transistor 22 ausgeschaltet und der Kondensator 23 ist nicht
entladen durch den Transistor 22. Der Ausgangswert des Invertierers
16 ist auf einem hohen Wert bzw. einer logischen Eins,
wodurch die Einrichtung 18 durchgeschaltet ist, um die Gateelektrode
der Schaltvorrichtung 11 im wesentlichen auf das hohe Betriebspotential +V zu ziehen. Gleichzeitig werden sowohl
die Emitter- als auch Kollektorelektroden des Transistors 20 auf einen hohen Wert gezogen, wodurch ein Basisstrom von
der Basiselektrode des Transistors 20 fließen kann und den Kondensator 23 im wesentlichen auf die Betriebsspannung +VV
auflädt. Somit wird die Schaltvorrichtung 11 durchgeschaltet und es fließt ein Laststrom I1. von der Quelle 12 durch den
Lastwiderstand 14 und die Vorrichtung 11. Wenn die Eingangsspannung V an dem Eingangsanschluß 1Oc auf einen hohen Wert
ti
+V ansteigt, wird der Ausschaltzyklus eingeleitet, indem der
Transistor 22 in seinen leitenden Zustand vorgespannt wird, um die Entladung des Kondensators 23 über den Widerstand 26
zu beginnen. Zur gleichen Zeit fällt die Ausgangsgröße des Invertierers 16 auf einen kleinen Wert, wodurch die Vorrichtung
18 gesperrt wird und gleichzeitig die Spannung am Kollektor des Transistors 20 auf einen kleinen Spannungswert
(im wesentlichen Null) fällt. Die Steuerspannung der Schaltvorrichtung am Anschluß 10b beginnt mit einer ersten Geschwindigkeit
zu fallen, bis die Sättigungsschwellwertspannung V„ _T.T erreicht wird und an diesem Schwellwert beginnt
• ΑΌ -
der Laststrom I abzunehmen. Die Verkleinerung des Laststroms
sorgt für eine proportionale Änderung in der Spannung am Anschluß 1Od; die zeitliche Änderung der Spannung am Anschluß
1Od sorgt für einen proportionalen Stromfluß durch den Kondensator
24 und den Widerstand 25. Dieser Rückführungsstrom fließt auch durch den Emitterwiderstand 26 und verkleinert
den durch den Transistor 22 fließenden Strom, so daß jede Vergrößerung der Spannung der Vorrichtung im Verhältnis zur Laststromänderung
die Entladungsgeschwindigkeit des Kondensators 23 verlangsamt und die Änderungsgeschwindigkeit der Spannungsabsenkung der Schaltvorrichtung am Anschluß 10b verkleinert,
während jede Verkleinerung der Vorrichtungsspannung/Laststrom-
ο ff Q C! f* Π TaT T TT\ f^ "f CT Ic (-* "Ϊ "f""
änderung yaie Entlacttingsgeschwindigkeit des Kondensators 23 beschleunigt
und die Änderungsgeschwindigkeit der Spannungsabsenkung der Schaltvorrichtung am Anschluß 10b vergrößert. Auf
diese Weise wird die zeitliche Änderung der Ausschaltspannung der Vorrichtung dV/dt etwa konstant gehalten während der tatsächlichen
Ausschaltung bzw. Sperrung des. Stroms, der durch die gesteuerte Schaltungsanordnung der Vorrichtung 11 fließt.
Zu einer späteren Zeit, wenn die Leitungsschwellwertspannung
V. der Vorrichtung 11 erreicht ist, ist der Laststrom IT im
wesentlichen auf Null abgefallen, und dessen zeitliche Änderung führt den durch den Kondensator 24 und den Widerstand
fließenden Strom im wesentlichen auf Null zurück, wodurch der durch den Transistor fließende Strom vergrößert wird und
eine Vergrößerung der Ladung des Kondensators 23 und der Abfallgeschwindigkeit der Spannung am Anschluß 10b auftritt.
Nachdem also der Leitungsschwellwert erreicht ist, nimmt die
Steuerspannung am Anschluß 10b mit einer größeren Geschwindigkeit ab, bis die Spannung am Anschluß 10b im wesentlichen
auf dem gemeinsamen Potential der Schaltungsanordnung ist.
Somit wird deutlich, daß nicht nur das Verhältnis des Wertes der Kondensatoren 23 und 24 im wesentlichen konstant
gehalten werden muß, sondern daß auch der absolute Kapazitätswert von jedem der Kondensatoren 23 und 24 innerhalb relativ
enger Toleranzen gehalten werden muß, um die gewünschte dV/dt-Geschwindigkeit zu erreichen. Es wird ferner deutlich, daß der
Kondensator 24 bis zum vollen Wert V der Quellenspannung arbeiten muß. So kann zwar die Schaltungsanordnung 10 in
einer hybriden oder teilweise integrierten Form gefertigt werden, es ist aber häufig notwendig, daß der Hochspannungs-Rückführungskondensator
24 eine separate Komponente ist, deren Kapazitätswert und Nennspannung für die jeweilige Verwendung
gewählt ist. Es wird auch deutlich, daß die Schaltungsanordnung 10 nicht einfach implementierbar ist in die
billige CMOS-Technologie integrierter Schaltungen und nicht
die gesamte Schaltungsanordnung (mit Ausnahme der nichtregenerativen Leistungsschaltvorrichtung 11yder Quelle 12 und
der Last 14) in einer einzigen integrierten Komponente enthalten kann.
Es wäre somit sehr erstrebenswert, eine schnell einschaltende/ gesteuert sperrende Schaltungsanordnung zum Steuern einer
nichtregenerativen Leistungsschaltvorrichtung oder Vorrichtungen zu schaffen, die in billiger CMOS-Technologie hergestellt
werden kann und die keine nicht-integrierbaren Komponenten der Steuerschaltung aufweist.
Es ist demzufolge eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue integrierbare Schaltungsanordnung zum Steuern der
Ausschaltzeitänderung dV/dt der Spannung über einer nichtregenerativen
Leistungsschaltvorrichtung zu schaffen, die den
Stromfluß durch eine Last aus einer zugeordneten Quelle steuert.
Erfindungsgemäß verwendet eine integrierbare Schaltungsanord-
geschv7indigkeit nung zum Steuern der AusschaltzeitspannungsänderungsMdV/dt)
einer nichtregenerativen Leistungsschaltvorrichtung, wie beispielsweise ein FET, ein IGT oder ähnliches, ein einziges
kapazitives Element zusammen mit einer ersten Stromquelle, um ein Mittel zum Erzeugen einer Sägezahn- bzw, Rampenspannung
nur dann zu bilden, wenn ein Rampengeneratoranschluß von einem gemeinsamen Potential der Schaltungsanordnung getrennt ist,
und sie verwendet eine zweite Stromquelle und eine Vorrichtung mit gesteuerter Leitfähigkeit, um ein Steuerelektroden-Treibersignal
an die Leistungsschaltvorrichtung zu liefern. Die KoI-
lektor- bzw. Anoden/Source bzw. Kathodenspannung von jeder von
wenigstens einer Leistungsschaltvorrichtung wird in gedämpfter Form einem anderen Eingang des Rampenspannungsgenerators zugeführt,
um die zeitliche Lastspannungsänderung während der Laststromabschaltung zu steuern.
In gegenwärtig bevorzugten Ausführungsbeispielen steuert die voll-integrierbare schnell einschaltende/gesteuert ausschaltende
Schaltungsanordnung wenigstens eine spannungsgesteuerte Leistungsschaltvorrichtung in entweder unipolaren (DC) oder bipolaren
(AC) Quellen/Lastschaltungen.
Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand
der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 ist eine schematische Darstellung von einer schnell einschaltenden/gesteuert ausschaltenden Schaltungsanordnung
gemäß dem Stand der Technik.
Fig. 2 ist eine schematische Darstellung von einer vollintegrierbaren
Schaltungsanordnung zum Steuern der Ausschaltung einer nichtregenerativen Leistungsschaltvorrichtung
gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 2a
bis 2e sind zeitliche Darstellungen der Signalkurvenformen an verschiedenen Punkten in der Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 2.
Fig. 3 ist eine schematische Darstellung von einer vollintegrierbaren
Schaltungsanordnung zum Steuern der Schnelleinschaltung/Ausschaltsteuerung von mehreren
nichtregenerativen Leistungsschaltvorrichtungen zum Steuern des Wechselstromflusses durch eine Last.
In Fig. 2 ist ein erstes, gegenwärtig bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer integrierbaren Schaltungsanordnung 30 mit gesteuerter
Ausschaltung dargestellt zum Steuern der zeitlichen Änderung der Kollektor- bzw. Anoden/Quellen-Kathodenschaltung
einer nichtregenerativen Leistungsschalteinrichtung 11 in einem
Stromkreis, in dem eine Last 14 mit einer Gleichspannungsquelle 12 in Reihe geschaltet ist. Die Schaltungsanordnung 30 verwendet
einen ersten, im wesentlichen konstanten Stromgenerator 32 zum Erzeugen eines Vorspannstroms I1, in die Sourceelektrode
eines p-leitenden Feldeffekttransistors (FET) 34. Die Sourceelektrode
des FET 34 ist auch mit dem Gatetreiber-Ausgangsanschluß 30b verbunden, während die Drainelektrode des FET 34 mit
dem gemeinsamen Potential an dem Anschluß 30a verbunden ist. Die Gateelektrode des FET 34 ist mit dem Ausgang 36a eines
Operationsverstärkers verbunden. Ein erster, invertierender Minus-Eingang 36b des Operationsverstärkers ist mit dem Steuereingangs
30c der Schaltungsanordnung verbunden. Ein anderer, nicht-invertierender, Plus-Eingang 36c des Operationsverstärkers
ist über einen ersten Widerstand 38 mit dem Widerstandswert R1 mit dem Kollektor/Anodenspannungseingang 3Od der
Schaltvorrichtung verbunden. Der Eingang 36c ist ferner über einen zweiten Widerstand 40 mit dem Widerstandswert R2 mit
dem gemeinsamen Potential bzw. Masse der Schaltungsanordnung verbunden. Ein Integrationskondensator 4 1 mit der Kapazität
C ist zwischen den Ausgang 36a des Operationsverstärkers und den Eingang 36b geschaltet. Eine zweite Stromquelle 44 zum
Erzeugen eines im wesentlichen konstanten Rampenstroms I1, ist
mit dem Eingang 30c verbunden. Beide Stromquellen 32 und 44 sind mit entsprechenden Anschlüssen 30b und 30c von dem Betriebspotentialanschluß 3Oe verbunden und können nicht vorgespannte
FETs und andere im wesentlichen konstante Stromquellen benutzen, die bei integrierten Schaltungen bekannt
sind. Das Betriebspotential +V der Schaltungsanordnung am Eingang 3Oe der Schaltungsanordnung ist auch mit dem Betriebspotentialeingang
36d des Operationsverstärkers 36 verbunden, der einen Masseanschluß 36e aufweist, der mit dem Massepotential
der Schaltungsanordnung verbunden ist.
Im Betrieb wird die integrierbare, schnell einschaltende/gesteuert
ausschaltende Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung durch eine Schalteinrichtung 42 gesteuert, die die Verbindung
zwischen dem Eingangsanschluß 30c und dem gemeinsamen bzw. Masseanschluß 30a schließt, um die Einrichtung 11 in den Einschaltzustand
oder den stromleitenden Zustand zu steuern, und die den Steuereingang 30c von dem gemeinsamen Anschluß 30a der
Schaltungsanordnung trennt, um die Schalteinrichtung 11 in den
Ausschaltzustand oder nicht-leitenden Zustand zu bringen. Die Schaltvorrichtung 42 ist zwar als ein mechanischer, einpoliger
Umschalter gezeigt, der einen ersten Ein-Anschluß 42a, einen
zweiten Aus-Anschluß 42b und einen gemeinsamen Anschluß 42c aufweist, es kann aber irgendeine Schaltvorrichtung verwendet
werden, die für entsprechende relativ kleine und relativ hohe Widerstandszustände zwischen den Anschlüssen 30a und 30c für
die entsprechenden Ein- und Aus-Zustände sorgen kann.
Es sei zunächst angenommen, daß die Schaltvorrichtung 42 für eine gewisse Zeit in dem geöffneten Zustand gewesen ist, beispielsweise
analog dem Zustand, daß der gemeinsame Schaltanschluß 42c mit dem Aus-Anschluß 42b verbunden ist und eine
hohe Impedanz oder ein "geöffneter" Zustand am Eingangsanschluß 30c besteht. Die Stromquelle 44 hat die Kapazität 41
auf das Betriebspotential +V am Anschluß 30c aufgeladen, wie es durch den Abschnitt 44a in Fig. 2a gezeigt ist. Die Spannung
V36a am Ausgang 36a des Operationsverstärkers ist dementsprechend im wesentlichen auf Null, wie es im Abschnitt
45a in Fig. 2b gezeigt ist. Diese Spannung steuert den FET 34 an und bewirkt, daß die Spannung an der Steuerelektrode 30b
der Schaltvorrichtung auf eine Größe V gleich dem Source-Drain-Spannungsabfall
über dem gesteuerten Leitungskanal des FET 34 ist, wie es im Abschnitt 46a in Fig. 2c gezeigt ist.
Da die Spannung V so gewählt worden ist, daß sie kleiner als die Leitungsschwellspannung V ist, an der die Schaltvorrichtung
11 beginnt, Strom zu leiten, befindet sich die Schalteinrichtung
11 in dem Abschalt- bzw. Sperrzustand. Demzufolge
ist die Kollektor/Anodenspannung der Schaltvorrichtung am Anschluß 3Od, wie es im Abschnitt 47a von Fig. 2d gezeigt ist,
' no;
auf der Quellenspannung V } und die geteilte Spannung V36c
am nicht-invertierenden Eingangs 36c des Operationsverstärkers ist, wie es im Abschnitt 48a von Fig. 2e gezeigt ist,
gleich der Quellenspannung V^ multipliziert mit dem Dämpfungsfaktor
k, wobei k = R2/(Rl + R2).
Zur Zeit t„. wird die Schaltvorrichtung 42 geschlossen, um
den Steuereingang 30c mit dem gemeinsamen bzw. Masseanschluß 30a der Schaltungsanordnung zu verbinden. Die Steuereingangsspannung
V30c fällt demzufolge im wesentlichen auf Null ab, wie es im Abschnitt 44c nach der Abfallflanke 44b in Fig. 2a
gezeigt ist; der gesamte Strom I_. der Quelle 44 wird über die
Schalteinrichtung 42 zum Massepotential der Schaltungsanordnung
umgeleitet und es fließt kein Strom durch den Kondensator 41. Die Ausgangsspannung V36a des Operationsverstärkers steigt mit
einer Anstiegsflanke 45b im wesentlichen auf das Betriebspotential
+V_ der Schaltungsanordnung, wie es im Abschnitt 45c in Fig. 2b gezeigt ist. Die Spannung am Steueranschluß 30b
der Schaltvorrichtung steigt im Abschnitt 46b an, da die Eingangskapazität der Schaltvorrichtung aufgeladen wird, und sie
erreicht kurz nach der Zeit tE>
im wesentlichen das Betriebspotential +V , wie es im Abschnitt 46c in Fig. 2c gezeigt istjf
da der Spannungswert des Abschnitts 46c größer ist als sowohl die Leitungsschwellspannung V. als auch die Sättigungsschwellspannung
V„ „. der Schaltvorrichtung, wird die Vorrichtung 11
schnell in den voll-leitenden Zustand durchgeschaltet, d.h. sie wird schnell gesättigt. Demzufolge beginnt der Laststrom IT
zu steigen, wenn die Spannung V30b größer als die Leitungsschwellspannung
V, wird, und er erreicht die volle Größe des Laststroms (eingestellt durch die Quellenspannung V und den
Lastwiderstand RT), wenn die Spannung V30b die Sättigungsschwellspannung
V„ _. erreicht. Die Kollektor/Anodenspannung
V30b der Schaltvorrichtung fällt somit während des Abschnitts 47b von der Quellenspannung +V auf die Einschaltspannung der
Vorrichtung V_. . beispielsweise auf eine Sattigungsspannung
V von etwa 2 bis 4 Volt, und sie bleibt auf dem V„. -Wert, wie
es im Abschnitt 47c von Fig. 2agezeigt ist, solange die Schaltvorrichtung 42 geschlossen ist. Dementsprechend fällt die
Teilerausgangsspannung V36c im Abschnitt 48b und bleibt auf einem niedrigen Wert 48c (siehe Fig. 2e), solange wie die
Einrichtung 11 in dem ein- bzw. durchgeschalteten Zustand bleibt. Auf diese Weise wird der Schnelleinschaltvorgang der
Schaltungsanordnung 30 erreicht.
Der gesteuerte Ausschaltvorgang der Schaltungsanordnung 30 beginnt mit dem öffnen der Schaltvorrichtung 42, um einen
Zustand mit großem Widerstand zwischen dem gemeinsamen Eingangsanschluß 30a der Schaltungsanordnung und dem Steuereingang
30c herzustellen. Der Rampenstrom I_ der Stromquelle 44 beginnt nun durch den Kondensator 41 zu fließen. Da die
Schalteinrichtung 11 gesättigt war, bleibt die Spannung V36c am nicht-invertierenden Eingang auf ihrem kleinen Wert kV„.
im Abschnitt 48d, wodurch die Spannung am invertierenden
Eingang 36b und deshalb die Eingangsspannung V30c gezwungen
werden, im wesentlichen auf 0 Volt zu bleiben, wie es im Abschnitt 4 4d gezeigt ist. Der Stromfluß durch den Kondensator
41 muß deshalb eine absinkende Spannung, wie es im Abschnitt 45d gezeigt ist, der Ausgangsspannung V36a des Operationsverstärkers
zur Folge haben. Dies hat einen fallenden Abschnitt 46d für die Steuerelektrodenspannung V30b zur Folge, da die
Spannung über dem Source-Drain-Leitungskanal des FET 34 verkleinert
wird. Die Spannungsänderungsgeschwindigkeit M in der Ausgangsspannung V36a des Operationsverstärkers an der Gateelektrode
des FET 34 ist im wesentlichen die gleiche, wie die Änderungsgeschwindigkeit M in der Steuerelektrodenspannung
der Schaltvorrichtung am Anschluß 30b und wird durch das Verhältnis des Rampenstroms I der Rampenstromquelle 44 und die
Kapazität des Kondensators 41, d.h. dV36a/dt = I^/C, bestimmt.
Die Spannungen V36a und V30b fallen mit der Geschwindigkeit M ab, bis die Steuerelektrodenspannung V30b die Sättigungsschwellwert
V-, „. der Schaltvorrichtung 11 zur Zeit t_. er-ΐϊ,Γιΐη
um
reicht. Zu dieser Zeit kommt die Schaltvorrichtung 11 aus der Sättigung, und eine abnehmende Veränderung in der Steuerelektrodenspannung
am Anschluß 30b bewirkt eine abfallende Änderung in dem gesteuerten Strom der Schalteinrichtung, der
der Laststrom I ist. Somit beginnt die Kollektor/Anodenspan-
nung V30d der Schaltvorrichtungi/anzusteigen, wie es im Abschnitt
47e gezeigt ist, und die steigende Spannung wird durch Widerstände
38 und 40 geteilt und zum nicht-invertierenden Eingang
36c des Operationsverstärkers zurückgeführt. Da die Differenzeingangsspannung
des Operationsverstärkers klein bleiben muß, aufgrund der hohen Verstärkung des Operationsverstärkers, folgt
die Spannung am invertierenden Eingang 36b, welches die Spannung V30c ist, der ansteigenden Spannung V36c des nicht-invertierenden
Eingangs, wenn die Kollektor/Anodenspannung V30d ansteigt. Da die Ausgangsspannung V36a des Operationsverstärkers
auf die Spannung am negativen Eingang 36b des Operationsverstärkers über den Kondensator 41 bezogen ist, wenn die Eingangsspannung V30c im Abschnitt 44e ansteigt, muß die Änderungsgeschwindigkeit
der Spannung V36a abnehmen, wie es durch die neue Spannungsänderungsgeschwindigkeit M' im Abschnitt 45 e in Fig.
2b gezeigt ist. Dies hat eine entsprechend langsamere Geschwindigkeitsänderung
M'' in der Steuerelektrodenspannung V30b zur
Folge, wie es im Abschnitt 46e in Fig. 2c gezeigt ist, die zur Zeit t1 beginnt und bis zur Zeit t„ fortdauert, zu welcher Zeit
der Leitungsschwellwert V, erreicht ist und keine weitere Änderung
im Laststrom IT herbeigeführt wird durch eine sich verkleinernde
Änderung in der Steuerelektrodenspannung der Schaltvorrichtung 11. Die Änderungsgeschwindigkeit M11 der Spannung
am Ausgangs 36a des Operationsverstärkers zwischen den Zeiten t1 und t„ ist die Differenz zwischen der anfänglichen Rampenspannungsänderungsgeschwindigkeit,
d.h. IR/C/ und der Spannungsänderungsgeschwindigkeit
(dV36c/dt) am Eingang 36c des Operationsverstärkers. Diese Änderungsgeschwindigkeit dV36c/dt ist
gleich der Steigung M', die gleich km ist, wobei k das Widerstandsverhältnis
R2/(R1 + R2). Somit muß sich die Kollektor/ Anodenspannung V30d der Schaltvorrichtung ändern von der vollen
Einschaltspannung V„. auf die Quellenspannung V zwischen den
Zeiten tn und t0, wodurch eine im wesentlichen linear anstei-1
^ wobei
gende Spannung V30d mit einer Steigung m = dV/dt geliefert wird,/
V die Spannung über dem gesteuerten Leitfähigkeitskreis der
Schalteinrichtung 11 ist. Die Spannung V36c des nicht-invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers steigt ebenfalls (im
Abschnitt 48e) mit einer Steigung m1, die im wesentlichen gleich
km ist, auf eine maximale Spannung von kV zur Zeit t~ an.
Auf diese Weise wird die Steuerelektrodenspannung der Schaltvorrichtung
gesteuert durch Rückführung zum nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers, um die Spannungsänderungsgeschwindigkeit
dV/dt des gesteuerten Kreises der Schaltvorrichtung im wesentlichen konstant zu halten; diese Steigung
m wird durch folgende Gleichung bestimmt:
m = dV/dt = (I7VC) C(R1 + R2)/R2).
Es wird somit deutlich, daß die Spannungsverstärkung (beispielsweise
g R., wobei g der Gegenwirkleitwert bzw. die Transkonduktanz
ist) der Schaltvorrichtung und die nahezu Eins betragende Verstärkung des FET 34, der als ein Sourcefolger arbeitet,
bestenfalls für nur zweitrangige Wirkungen auf die Änderungsgeschwindigkeit m = dV/dt des Spannungsabschnitts 47e des Anschlusses
3Od und den entsprechenden Spannungsabschnitt 48e des nicht-invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers haben.
Somit verwendet für ein gewünschtes dV/dt von etwa 5 Volt/Mikrosekunde
die voll-integrierbare Schaltungsanordnung 30 mit gesteuerter Ausschaltung bzw. Sperrung einen Rampenstrom In von
.κ
etwa 10 Mikroamperes, der durch die Stromquelle 44 erzeugt wird, einen Kapazitätswert C des Integrationskondensators.41
von etwa 25 Picofarad und ein Widerstandsspannungsteiler-Verhältnis (R1ZR2) von etwa 11,5:1. Es wird deutlich, daß diese
Stromquellen- und Kapazitätswerte und Widerstandsverhältnisse relativ einfach realisierbar sind in einer integrierten CMOS-Schaltung,
und daß CMOS-Implementationen der Vorspannungsquelle 32, des FET 34 und des Operationsverstärkers 36 in gleicher
Weise realisierbar sind, was eine relativ billige integrierte Schaltung zur Folge hat, die keine externen Komponenten erfordert,
um einen gewünschten gesteuerten Ausschalt-dV/dt-Wert
für eine zugehörige Steuerschaltvorrichtung 11 einzustellen.
Zur Zeit t2 erreicht die Steuerelektrodenspannung V30b der
Schaltvorrichtung^die Leitungsschwellspannung V, , und es tritt keine weitere Verkleinerung im Laststrom I für eine Verkleinerung
der Steuerelektrodenspannung V30b auf. Wenn die Spannung
35U699
V des gesteuerten Leitfähigkeitskreises der Schaltvorrichtung'//
die Quellenspannung V erreicht hat, bleibt die Spannung V30d auf dem Quellenspannungswert in nachfolgenden Abschnitten 47f,
zwischen der Zeit t_ und der Zeit t_, und dem Abschnitt 47g
nach der Zeit t^. Deshalb ist die Spannung am nicht-invertierenden
Eingang 36c des Operationsverstärkers die Spannung der Abschnitte 48f und 48g und hat eine Größe von kV . Dies bewirkt,
daß die Spannung V30c am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers im wesentlichen konstant bleibt während des Abschnittes
44f zwischen den Zeiten t2 und t3, da die Ausgangsspannung
V36a des Operationsverstärkers weiterhin in dem Abschnitt 45f mit der früheren, größeren Änderungsgeschwindigkeit
M abfällt, bis die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
zur Zeit t-, den Wert Null erreicht. Deshalb bleibt die Ausgangsgröße
des Operationsverstärkers im wesentlichen auf dem Nullpegel 45g, bis die Schaltvorrichtung 42 wieder geschlossen
wird, um der Schalteinrichtung 11 einen Befehl zum Einschalten zu geben. In dem Intervall zwischen der Zeit t„ und t3, wenn
die Gatespannung des FET 34 entlang dem Abschnitt 45f abfällt,
aufgrund des Abfalles der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
, nimmt die Spannung über dem gesteuerten Leitfähigkeitskanal
des FET 34 weiterhin ab, wodurch die Spannung V30b an der Steuerelektrode 30b der Schaltvorrichtung im Abschnitt
44 sinkt, bis die FET-Spannung V erreicht ist, woraufhin die Spannung ν zwischen den Anschlüssen 30b und 30a im Abschnitt
46f' auftritt. Zur Zeit t3 erreicht die Ausgangsspannung V36a
des Operationsverstärkers schließlich im wesentlichen den Nullwert und bleibt danach auf dieser Größe im Abschnitt 45g, während
die Spannung am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers im Abschnitt 44g ansteigt, bis sie am Abschnitt 44g1
im wesentlichen gleich dem Betriebsspannungswert VQ ist, wodurch
die vollständig gesperrten Anfangszustände wieder hergestellt sind.
Somit wird deutlich, daß die Schaltungsanordnung 30 für das
schnelle Ein- bzw. Durchschalten und das gesteuerte Ausschalten bzw. Sperren einer spannungsgesteuerten Leistungsschalteinrichtung
11 sorgt, die die Funktion hat, einen Laststrom I
durch eine Last 14 zu schalten, die mit einer Unipolaritätsquelle 12 verbunden ist.
Gemäß Fig. 3 kann die integrierbare Schnell-Einschalt/Gesteuerte-Ausschalt-Schaltung
30' mit mehreren spannungsgesteuerten nichtregenerativen Schaltvorrichtungen verwendet werden, beispielsweise
den zwei IGT -Schaltvorrichtungen 11-1 und 11-2,
um die Einschaltung und Ausschaltung eines bidirektionalen Laststroms I ' durch eine Last 14' zu steuern, die mit einer
bipolaren bzw. Wechselstromquelle 12' verbunden ist. Die Quelle ist mit ersten und zweiten Leitungsanschlüssen L1 und L2 versehen.
Der Leitungsanschluß L1 ist mit dem einen Anschluß der Last 14' verbunden, deren anderer Anschluß mit der Kollektor/
Anode der ersten spannungsgesteuerten Schaltvorrichtung 11-1,
mit der Kathode einer entgegengesetzt leitfähigen Diode 11'-1,
die mit dem eine gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Kreis der Vorrichtung 11-1 verbunden ist, und mit einem ersten Kollektor/Anoden-Spannungsanschluß
3O'd-1 der integrierbaren Schaltung 30" verbunden ist. Der Leitungsanschluß L1 ist ferner
mit einem ersten Hilfsanschluß 30'f der integrierbaren Schaltung
30' verbunden. Der zweite Leitungsanschluß L2 ist mit der Kollektor/Anode der zweiten spannungsgesteuerten Schaltvorrichtung
11-2, der Kathode einer weiteren entgegengesetzt leitfähigen Diode 11'-2 parallel zu dem eine gesteuerte Leitfähigkeit
aufweisenden Kreis der Schaltvorrichtung 11-2 und mit einem Spannungssteueranschluß 30'd-2 der zweiten Schaltvorrichtung
der integrierbaren Schaltungsanordnung 30' verbunden. Die Steuerelektrode von jeder Schaltvorrichtung 11-1
bzw. 11-2 ist auf entsprechende Weise mit dem zugeordneten Steuerelektrodenanschluß 3O'b-1 und 3O'b-2 verbunden, die, wie
in Fig. 3 gezeigt ist, innerhalb der integrierbaren Schaltungsanordnung 30" intern miteinander verbunden sind. Das Massepotential
der Schaltungsanordnung an dem Anschluß 30'a ist mit den Source/Emitter-Elektroden von beiden Schaltvorrichtungen
11-1 und 11-2 und mit den Anodenanschlüssen beider umgekehrt leitfähigen Dioden 11'-1 und 11'-2 verbunden. An dem
Schaltungsanschluß 30'e ist die Betriebsspannung +V vorge-
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sehen. Die Schaltvorrichtung 42 tritt wieder zwischen dem
Steuereingangsanschluß 301C und dem Masseanschluß 30'a auf.
Wie bei der eine einzelne Schaltvorrichtung steuernden Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 2 ist eine Vorspannungsstromquelle
32 zwischen den Betriebspotentialanschluß 30'e und die Steuerelektrodenanschlüsse 3O'b~1 und 3O'b-2 geschaltet.
Der eine gesteuerte Leitfähigkeit aufweisende Source-Drain-Kreis einer FET-Vorrichtung 34 ist von dem Knotenpunkt
der Stromquelle 32 und den Steuerelektrodenanschlüssen 3O'b-1
und 30'b-2 mit Massepotential der Schaltungsanordnung verbunden.
Die Gateelektrode des FET 34 ist mit dem Ausgang 36a des Operationsverstärkers 36 und mit dem einen Pol des Integrationsverstärkers
41 verbunden. Der invertierende Eingang 36b des Operationsverstärkers ist mit dem anderen Pol des Integrationsverstärkers
41, mit dem Steuereingangsanschluß 30Vc und mit dem einen im wesentlichen konstanten Strom liefernden Ausgang
der zweiten Stromquelle 44 verbunden, von der der Rampenstrom I aus dem Betriebspotentialanschluß 30'e geliefert wird.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ist für eine Verwendung
bei einer bipolaren bzw. Wechselstromquelle 12" der nichtinvertierende
Operationsverstärkereingang 36c zusätzlich zu der Verbindung über den Widerstand R2 des Widerstandes 40 mit
Massepotential über zwei gesteuerte Schalteinrichtungen 95 und 97 mit dem einen oder anderen der ersten Spannungsteilerwiderstände
38a oder 38b verbunden, die jeweils einen im wesentlichen ähnlichen Widerstandswert R1a oder R1b haben. Von jedem der
Widerstände 38a oder 38b ist der andere Anschluß auf entsprechende Weise mit einem der gesteuerten Eingangsanschlüsse
3O'd-1 bzw. 3O'd-2 der Schaltvorrichtung verbunden. Die Steuereingänge
95a und 97a der eine gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Einrichtungen 95 oder 97 sind auf entsprechende Weise
mit den Ausgängen 91a und 92a von Detektoren 9T und 92 für positive Polarität der Leitung 1 bzw. Leitung 2 verbunden. Von
jedem Detektor 91 und 92 für positive Polarität ist ein Eingang 91b oder 92b mit einem zugehörigen Hilfsanschluß 30'f oder
einem Anschluß 3O'd-2 verbunden, um, in bezug auf das Erd- bzw.
Massepotential an den Eingängen 91c und 92c, die Spannung an
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dem entsprechenden Leitungsanschluß L1 oder L2 zu empfangen. Der Ausgang 91a des Detektors 91 für die Leitung 1 ist immer
dann aktiv, wodurch eine Leitung durch die erste zugehörige Schalteinrichtung 95 ermöglicht wird, wenn die Spannung am
Leitungsanschluß L1 positiv in bezug auf das Massepotential der Schaltungsanordnung ist, während der Ausgang des Detektors
92 für die Leitung 2 immer dann aktiv ist, wodurch Leitfähigkeit durch die zugeordnete zweite Schalteinrichtung 97 ermöglicht
ist, wenn die Spannung am Leitungsanschluß L2 positiv ist in bezug auf den gemeinsamen Anschluß 30'a der Schaltungsanordnung.
Wenn also die Leitungsanschlüsse L1 und L2 alternativ umgekehrte Polarität haben, ist nur die Schaltvorrichtung
11-1 oder 11-2 leitend, deren Kollektor/Anode mit einem
Leitungsanschluß positiver Polarität verbunden ist, wobei die eine entgegengesetzte Leitfähigkeit aufweisende Diode 11-2
oder 11-1, die der Schaltvorrichtung parallel geschaltet ist,
empfängt die dann eine Leitungsspannung negativer Polarität/(in bezug
auf den gemeinsamen bzw. Masseanschluß 30'a der Schaltungsanordnung
)j leitend ist. Deshalb ist während einer Halbwelle
mit irgendeiner Polarität nur der erste Widerstand 38a oder 38b, der einer aktiven Leistungsschaltvorrichtung 11-1 oder
11-2 zugeordnet ist, über zugehörige Schaltmittel 95 oder 97 mit dem Operationsverstärkereingang 36c verbunden. Da die
Steuerelektroden der Schaltvorrichtung parallel angesteuert werden und die Leitungsvorrichtungen 95 und 97 durch die
Leitungspolarität gesteuert werden, wird das dV/dt-Signal von der Kollektor/Anode der Schaltvorrichtung während der gesteuerten
Abschaltung bzw. Sperrung zum Operationsverstärker nur von derjenigen der Leistungsschaltvorrichtungen 11-1 oder 11-2
zurückgeführt, die dann in dem leitenden Zustand ist. Die tatsächliche Arbeitsweise der Schaltungsanordnung und der zugehörigen
Schaltvorrichtungen 11-1 und 11-2 sind in allen anderen Beziehungen in dieser bipolaren Quellenkonfiguration
die gleichen wie die Arbeitsweise, die für die unipolare Konfiguration in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben wurde.
Somit wird deutlich, daß die Leitungsmittel 95 und 97 Gatter mit gesteuerter bidirektionaler Leitfähigkeit sein können unter
Verwendung der CMOS-Technologie, wie sie auf dem Gebiet von
integrierten Schaltungen bekannt sind. Das gleiche gilt für die Detektormittel 91 und 92 für die positive Polarität. Eine
vollständige Integration der integrierbaren Schaltungsanordnung 30' ist deshalb möglich in einer kleinen integrierten
Schaltungspackung, die üblicherweise nicht mehr als 8 Leiter aufweist. Die gleiche integrierte Steuerschaltung kann zur
Steuerung von mehreren externen Schaltvorrichtungen verwendet werden, die zum Steuern des bidirektionalen Stromflusses durch
eine Last aus einer bidirektionalen Quelle 12' notwendig sind,
oder bei der Schaltungsanordnung 30 gemäß Fig. 2 zum Steuern wenigstens einer Schaltvorrichtung 11 zum Steuern des unidirektionalen
Laststromflusses aus einer unipolaren Quelle.
Vorstehend wurden zwar nur mehrere bevorzugte Ausführungsbeispiele
einer erfindungsgemäßen integrierbaren Schaltungsanordnung zum Steuern der Abschaltspannungsänderungsgeschwindigkeit
von nichtregenerativen, spannungsgesteuerten Halbleitern beschrieben, es sind aber noch viele andere Ausführungsbeispiele
im Rahmen der hier gegebenen Lehre möglich.
Claims (19)
- Patentansprüche.} Integrierbare Schaltungsanordnung zum Steuern der Umschaltung zwischen einem vollständig eingeschalteten Zustand und einem vollständig ausgeschalteten Zustand einer nichtregenerativen Leistungshalbleitervorrichtung mit einer Steuerelektrode und einem gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreis, durch den ein Strom fließt in Abhängigkeit von der Größe eines Signals an der Steuerelektrode, das zwischen einem Leitfähigkeitsschwellwert und einem Sättigungsschwellwert ist,gekennzeichnet durch: Mittel zum Empfangen eines Eingangssignals mit ersten und zweiten charakteristischen Werten/ die jeweils auf entsprechende Weise die Schaltvorrichtung in einen der voll eingeschalteten und voll ausgeschalteten Zustände des hindurchfließenden Stroms bringen,Mittel zur Lieferung des Steuerelektrodensignals mit einer ausreichenden Größe, um die Schaltvorrichtung schnell vollständig ein- bzw. durchzuschalten bei dem ersten charakteristischen Wert des Eingangssignal und zum Erzeugen des Steuerelektrodensignals als ein Rampensignal mit einerersten zeitlichen Änderungsgeschwindigkeit, die auf den zweiten charakteristischen Wert des Eingangssignals anspricht, undMittel zur Lieferung eines Rückführungssignals mit einer Größe, die auf die zeitliche Änderungsgeschwindigkeit der Spannung über dem eine gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreis anspricht, damit die das Steuerelektrodensignal liefernde Rampenerzeugungseinrichtung die zeitliche Änderungsgeschwindigkeit des Steuerelektrodensignals auf eine zweite zeitliche Änderungsgeschwindigkeit verkleinert, die kleiner ist als die erste zeitliche Änderungsgeschwindigkeit, in Abhängigkeit von der Größe des Stromflusses durch den eine gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreis, wenn das Steuerelektrodensignal zwischen den Leitfähigkeits- und Sättigungsschwellwerten ist.
- 2. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Aufnahme eines Schaltungsbetriebspotentials in bezug auf ein gemeinsames bzw. Massepotential der Schaltungsanordnung und Mittel vorgesehen sind zum Empfangen des Rampensignals zur Ausbildung des Steuerelektrodensignals im wesentlichen bei dem Betriebspotentialwert in dem vollständig eingeschalteten Zustand und zur Ausbildung des Steuerelektrodensignals bei einem Potential nahe dem Massepotential der Schaltungsanordnung im vollständig ausgeschalteten Zustand.
- 3. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuerelektrodensignal liefernde Einrichtung aufweist: auf den zweiten charakteristischen Wert des Eingangssignals ansprechende Mittel zum Erzeugen einer Spannungsrampe mit einer Steigung, die durch das Rückführungssignal gesteuert ist, und Mittel zum Puffern der Rampenspannung zum Anlegen an die Steuerelektrode der Schaltvorrichtung.
- 4. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Puffereinrichtung aufweist: einen Feldeffekttransistor(34) mit einer Steuerelektrode, an die die Rampenspannung angelegt ist/und mit einem gesteuerten Leitfähigkeitskanal, der zwischen die Steuerelektrode der Schaltvorrichtung (11) und das Massepotential der Schaltungsanordnung geschaltet ist, und Mittel (32) zur Lieferung eines Stroms mit im wesentlicher konstanter Größe von dem Betriebspotential der Schaltungsanordnung zu dem Knotenpunkt zwischen dem gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreis der Puffervorrichtung und der Steuerelektrode der Schaltvorrichtung (11)·
- 5. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Rampenspannung erzeugende Einrichtung aufweist: einen Operationsverstärker (36) mit einem ersten Eingang (36b), der das Eingangssignal empfängt, einem zweiten Eingang (36c), der das Rückführungssignal empfang^und einem Ausgang (36a), der mit der Steuerelektrode der Schaltvorrichtung gekoppelt ist, ferner ein integrierendes Element (41), das zwischen den Ausgang (36a) des Operationsverstärkers (36) und den ersten Eingang (36b) geschaltet ist, und Mittel (44) zur Lieferung eines im wesentlichen konstanten Rampenstroms an den ersten Eingang (36b) des Operationsverstärkers (36) .
- 6. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Reaktanzelement ein kapazitives.Element (41) ist, das zwischen den ersten Eingang (36b) und den Ausgang (36a) des Operationsverstärkers (36) geschaltet ist.
- 7. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die das Rückführungssignal liefernde Einrichtung einenan Spannungsdämpfer (38, 40) aufweist,/dessen Eingang dieSpannung über dem gesteuerte Leitfähigkeit aufweisendenStromkreis der Schaltvorrichtung (11) angelegt ist und der an seinem Ausgang das Rückführungssignal an den zweiten Eingang (36c) des Operationsverstärkers (36) liefert.
- 8. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsdämpfer einen ersten Widerstand (38) mit der Größe .R1 f wobei der erste Anschluß des ersten Widerstands (38) die Spannung des gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreises der Schaltvorrichtung empfängt und der zweite Widerstandsanschluß mit dem zweiten Eingang (36c) des Operationsverstärkers verbunden ist, und ein zweites Widerstandselement (40) mit der Größe R2 aufweist, wobei das zweite Widerstandselement (40) zwischen den zweiten Eingang (36c) des Operationsverstärkers und Massepotential der Schaltungsanordnung geschaltet ist.
- 9. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierende Kondensator (41) eine Kapazität C aufweist und die einen im wesentlichen konstanten Rampenstrom(44)liefernde Einrichtung/einen Strom der Größe IR liefert,wobei die Werte der ersten und zweiten Widerstandselemente (38, 40).des integrierenden Kondensators (41) und des Ram-(44)
penstromgenerators/derart bestimmt sind, daß eine gewünschte zeitliche Anderungsgeschwindigkeit dV/dt der Spannung V über dem gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreis der Schaltvorrichtung ausgebildet ist. - 10. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsänderungsgeschwindigkeit dV/dt im wesentlichen gleich (1-/C)(R1 + R2J/R2 ist.
- 11. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Rampenstrom I0 in der Größenordnung von 10 Mikroamperes liegt.
- 12. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität C einen Wert in der Größenordnung von 25 Picofarad aufweist*
- 13. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Widerstandselemente (38, 40) ein Verhältnis R1/R2 in der Größenordnung von 11,5:1 haben.
- 14. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie in einer einzigen integrierten Schaltung ausgebildet ist.
- 15. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Polaritätsdetektoren (91, 92), die jeweils einen getrennten Eingang und einen Ausgang aufweisen und jeweils ein getrenntes Ausgangssignal liefern in Abhängigkeit von einem Signal, das dann an dem zugehörigen Eingang mit einer vorbestimmten Polarität in bezug auf das Massepotential der Schaltungsanordnung anliegt, Mittel zum Empfangen wenigstens mehrerer Rückführungssignale und Mittel vorgesehen sind zum Auswählen desjenigen Signals aus den mehreren RückführungsSignalen, das mit dem Rampengenerator zu verbinden ist in Abhängigkeit vom Vorhandensein eines Ausgangssignals von wenigstens einem der mehreren Polaritätsdetektoren (91, 92).
- 16. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die mehrere Rückführungssignale empfangende Einrichtung zwei Anschlußklemmen aufweist, denen jeweils ein unterschiedliches Rückführungssignal zugeführt ist, und daß die Rückführungssignale liefernde Einrichtung aufweist: ein Widerstandselement, an dessem ersten Anschluß das Rückführungssignal geliefert ist und dessen zweiter Anschluß mit dem Massepotential der Schaltungsanordnung verbundenist, erste und zweite gesteuerte Leitfähigkeit aufweisende Einrichtungen (95, 97), die jeweils in einen durchgeschalteten Zustand steuerbar sind durch einen zugeordneten Polaritätsdetektor (91, 92) zu einer anderen Zeit als derjenigen Zeit, zu der die andere Einrichtung mit gesteuerter Leitfähigkeit in einen leitenden Zustand gesteuert ist durch einen anderen Leitfähigkeitsdetektor (91, 92), und zweite und dritte Widerstandselemente (38a, 38b), die jeweils mit einer zugeordneten Einrichtung mit gesteuerter Leitfähigkeit in Reihe geschaltet sind zwischen dem ersten Anschluß des ersten Widerstandselements und demjenigen Anschluß der zwei Schaltungsanschlüsse, der dann das Signal mit vorbestimmter Polarität empfängt.
- 17. Integrierbare Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit wenigstens einer Leistungsschaltvorrichtung (11), einer elektrischen Stromquelle (12) und einer Last (14) zusammengeschaltet ist, die zwischen die wenigstens eine Schaltvorrichtung (11) und die Stromquelle (12) geschaltet ist und in der ein Strom (IT) fließt aus dem gesteuerteLiLeitfähigkeit aufweisenden Stromkreis der wenigstens einen Schaltvorrichtung unter Steuerung der Steuerschaltung und ansprechend auf die ersten und zweiten Eingangszustände.
- 18. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle eine Gleichstromquelle ist.
- 19. Integrierbare Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle eine bipolare Stromquelle ist und eine Last zwischen mehrere Schaltvorrichtungen und die Stromquelle geschaltet ist und daß ein Strom hindurchfließt aus dem gesteuerte Leitfähigkeit aufweisenden Stromkreis von wenigstens einer Schaltvorrichtung unter Steuerung der Steuerschaltung und ansprechend auf die ersten und zweiten Eingangszustände.
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