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Bipolarer elektronischer Schalter Bipolare elektrische Schalter sind
in mannigfaltigen Ausführungsformen bekannt. Als Schaltelemente verwendet man heute
im allgemeinen Transistoren, da diese Halbleiterelemente in ihrem Leitfähigkeitsverhalten
dem metallischen Schalter von allen elektronischen Schaltelementeil am nächsten
kommen. Es ist ein bipolarer elektronischer Schalter bekannt, bei dem für beide
Stromrichtungen jeweils ein Transistor mit einer Diode gleichsinnig in Reihe geschaltet
ist. Die beiden Zweige sind in bekannter Weise bezüglich ihrer Durchlaßrichtung
antiparallel geschaltet, um einen Stromfluß in beiden Richtungen zu gestalten.
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Die mit den Transistoren, vorzugsweise kollektorseitig, in Reihe geschalteten
Dioden sollen bewirken, daß der Transistor jeweils nur in einer Richtung ausgesteuert
werden kann. Da pnp-Transistoren üblicherweise mit gegenüber dem Emitter negativer
Kollektorspannung betrieben werden, ist die Diode so gepolt, daß eine positive Spannung
nicht an den Kollektor gelangen kann. Es ist in diesem Zusammenhang auch bekannt,
zwei zueinander komplementäre Transistoren zu verwenden. In dem Zweig, der den npn-Transistor
enthält, ist dann die Diode so geschaltet, daß sie negatives Potential von dem Kollektor
fernhält.
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Der vorstehend beschriebene bipolare elektronische Schalter weist
folgenden Nachteil auf. Ein elektronischer Schalter soll sich bekanntlich bezüglich
der Leitfähigkeit möglichst wie ein metallischer Schalter verhalten, d. h. er soll
im geschlossenen Zustand Strom in beiden Richtungen mit möglichst geringem Innenwiderstand
leiten, während er im geöffneten Zustand einen möglichst großen Sperrwiderstand
aufweisen soll. Der bekannte Schalter genügt zwar in befriedigender Weise der letzten
Forderung, jedoch ist sein Durchlaßwiderstand durch die den Transistoren vorgeschalteten
Dioden relativ groß. Dieser Umstand tritt um so mehr hervor, wenn man im Interesse
sehr kleiner Schaltzeiten (Größenordnung 1 Ms) »schnelle« Dioden verwendet, die
im allgemeinen hochohmig gegen geöffnete Transistoren sind.
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Der große Durchlaßwiderstand des bekannten Schalters macht sich bei
vielen Anwendungen in störender Weise bemerkbar. Soll z. B. durch einen elektronischen
Schalter ein aufgeladener Kondensator sehr schnell und weitgehend vollständig entladen
werden, so sind diese Forderungen mit dem vorstehend beschriebenen elektronischen
Schalter nicht befriedigend zu erfüllen. Der hohe Durchlaßwiderstand des Schalters
ergibt mit dem zu entladenden Kondensator eine sehr große Zeitkonstante und damit
eine sehr große Entladungszeit. Weiterhin setzt die Schleusenspannung der Dioden
der Kondensatorentladung eine untere Grenze. Daher behalten vom Kondensator übertragene
Impulse trotz des Kurzschlusses noch eine Amplitude etwa in Höhe der Schleusenspannung,
die sich , auf nachgeschalteten Stufen in störender Weise bemerkbar macht.
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Es ist auch bei vorstehend beschriebenem elektronischen Schalter bekannt,
die Dioden durch eine Hilfsspannung zu beeinflussen. Diese Hilfsspannung ist so
gepolt, daß die Dioden in. Sperrichtung vorgespannt werden. Diese Maßnahme dient
dazu, die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen, indem durch die Hilfsspannung das Ableiten
der Ladungen in den Halbleiterschaltelementen und damit das Erreichen des Sperrzustandes
beschleunigt. wird.
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Die Erfindung geht von dem vorstehend beschriebenen bipolaren elektronischen
Schalter, bei dem für beide Stromrichtungen jeweils ein Transistor mit mindestens
einer Diode gleichsinnig in Reihe geschaltet ist, aus und vermeidet: die erläuterten
Nachteile dieses Schalters dadurch, daß zur Herabsetzung der Restspannung über dem
Schalter im leitenden Zustand desselben beide Dioden in an sich bekannter Weise
durch die Hilfsspannung in Durchlaßrichtung vorgespannt sind.
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Durch diese Maßnahme wird.mit Vorteil bewirkt, daß die Dioden in einem
Bereich arbeiten, in dem der differentielle Widerstand relativ klein ist, wodurch
für kleine Ströme der Durchlaßwiderstand wesentlich erniedrigt wird.
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Als anderer wesentlicher Vorteil ist zu werten, daß der Spannungsabfall
über dem elektronischen Schalter im geschlossenen (leitenden)-Zustand nicht mehr
durch die Schleusenspannung :der Dioden begrenzt wird, sondern erheblich darunter
liegen kann.
Die verbleibende Restspannung kann nach einem weiteren
Merkmal der Erfindung dadurch noch verkleinert werden, daß jedem Transistor zwei
Dioden parallel vorgeschaltet sind, die über einen für beide Zweige gemeinsamen
Spannungsteiler-Widerstand miteinander verbunden sind.
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Bei einem derartigen Schalter findet eine zweifache Spannungsteilung
statt. Zunächst wird die Schaltspannung im Verhältnis des Innenwiderstandes der
Spannungsquelle zum Innenwiderstand der leitenden Schaltstrecke des elektronischen
Schalters geteilt. Die verbleibende sehr kleine Restspannung wird nochmals im Verhältnis
des Spannungsteiler-Widerstandes zum Innenwiderstand der leitenden Schaltstrecke
des elektronischen Schalters, die in diesem Fall über die zusätzlich vorgesehene
Diode führt, geteilt. Die am Ausgang verbleibende Restspannung kann damit so klein
gemacht werden, daß sie im weiteren Verlauf nicht mehr stört.
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Weitere Merkmale, Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten des erfindungsgemäßen
elektronischen Schalters ergeben sich an Hand der Beschreibung von zwei in der Zeichnung
dargestellten Ausführungsbeispielen. Den beiden Ausführungsbeispielen ist ein Anwendungsbeispiel
zugrunde gelegt, bei dem der elektronische Schalter zu bestimmten Zeitpunkten eine
Leitung gegen Masse kurzschließen und einen Kondensator schnell entladen soll. Der
erfindungsgemäße Schalter ist jedoch an dieses Anwendungsbeispiel nicht gebunden.
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In F i g. 1 ist eine Leitung 1 mit einem Kondensator 14 dargestellt,
auf der gegen Masse positive und negative Impulse übertragen werden, die in bestimmten
Zeitintervallen möglichst vollständig unterdrückt werden sollen. Weiterhin soll
jeweils innerhalb dieser Zeitintervalle der Kondensator 14 schnell und vollständig
entladen werden. Zu diesem Zweck ist der Schalter nach der Erfindung vorgesehen,
der die Leitung 1 in diesen Zeitintervallen gegen Masse kurzschließt. Der Schalter
weist zwei Zweige I und 1I auf, von denen der Zweig l zur Unterdrückung des negativen
und der Zweig 1I zur Unterdrückung des positiven Impulses dient. Im Zweig I ist
ein pnp-Transistor 2 vorgesehen, der kollektorseitig mit einer Diode 4 gleichsinnig
in Reihe geschaltet ist, die verhindert, daß an den Kollektor des Transistors 2
positive Spannung gelangt. Der Zweig II weist einen npn-Transistor 3 auf, dem ebenfalls
eine Diode 5 vorgeschaltet ist, die verhindert, daß negative Impulse an den Kollektor
des Transistors 3 gelangen können. Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 weist damit
ebenso wie das noch zu erläuternde Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 zwei komplementäre
Transistoren 2, 3 auf. Diese Ausführungsform hat sich wegen der einfachen Möglichkeit
zur Ansteuerung der Transistoren als zweckmäßig erwiesen. Man kann dann mit Vorteil
beide Transistoren von einer Spannungsquelle gegen ein gemeinsames Bezugspotential
ansteuern. Grundsätzlich können auch zwei gleichartige Transistoren verwendet werden.
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Im Emitterzweig der Transistoren 2, 3 liegt jeweils eine Hilfsspannungsquelle
6, 7, die beide so gepolt sind, daß die Dioden 4, 5 erfindungsgemäß in Durchlaßrichtung
vorgespannt sind. Die Höhe der Hilfsspannung ist zweckmäßig mindestens so groß wie
die Schleusenspannung der Dioden. Sie ist vorzugsweise etwas höher, etwa 1 Volt.
Die F i g. 1 ist ebenso wie die F i g. 2 bezüglich der Spannungsquelle 6, 7 lediglich
als Ersatzschaltbild zu betrachten, d. h. es brauchen nicht notwendigerweise gesonderte
Spannungsquellen, z. B. Batterien, in den Emitterzweigen vorgesehen zu sein. In
der praktischen Ausführungsform wird man Spannungsteiler-Schaltungen vorsehen, durch
die der Emitter des Transistors 2 um 1 Volt positiver und der Emitter des Transistors
3 um 1 Volt negativer als Masse gemacht wird.
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In F i g. 1 ist gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung eine
beide Zweige verbindende Widerstandsanordnung, bestehend aus zwei Festwiderständen
9, 10 und einem Abgleichwiderstand 8 dargestellt. Der Abgriff des
Abgleichwiderstandes 8 ist mit dem oberen Stromverzweigungspunkt verbunden. Diese
Maßnahme hat sich im Hinblick auf die Einstellung eines definierten Potentials an
diesem Verzweigungspunkt im Sperrzustand des elektronischen Schalters als zweckmäßig
erwiesen.
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Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 wirkt wie folgt: Werden beide
Transistoren mit einer Steuerspannung Ust beaufschlagt und ist der Kondensator 14,
wie in der Zeichnung dargestellt, aufgeladen, so wird der Kondensator über den Zweig
1I entladen. Diese Entladung wird sehr schnell erfolgen, da die Schaltstrecke durch
die erfindungsgemäße Maßnahme nahme sehr niederohmig und die RC-Entladekonstante
sehr klein ist. Durch die hohe Niederohmigkeit wird weiterhin bewirkt, daß auch
die Entladung weitgehend vollständig ist, da die über die Schaltstrecke verbleibende
Restsspannung sehr klein ist. Gelangen im ausgesteuerten Zustand der Transistoren
Impulse auf die Leitung 1, so ist für die negativen Impulse die Strecke I, für die
positiven Impulse die Strecke 11 hochleitend. Ohne Vorstrom durch die Dioden
4, 5 könnten die Impulse nicht unter die Schleusenspannung der Dioden herabgedrückt
werden. Die erfindungsgemäße Kompensation der Schleusenspannung gewährleistet, daß
die über der Schaltstrecke verbleibende Restspannung erheblich kleiner als die Schleusenspannung
ist.
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Sollte sich diese an sich schon sehr kleine Restspannung trotzdem
noch störend auswirken, z. B. wenn der Ausgang A der zu schaltendem Leitung mit
einem Verstärkereingang in Verbindung steht, so kann man gemäß einer in F i g. 2
dargestellten vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Schalters für beide
Schaltstrecken eine zusätzliche Spannungsteilerschaltung vorsehen. Sie besteht aus
einem für beide Strecken gemeinsamen Widerstand 11 und den Dioden
12, 13, die kollektorseitig mit den zugeordneten Transistoren 3, 2 verbunden
sind. Die Impulse der Leitung 1 werden von einer Spannungsquelle erzeugt, gegen
deren Innenwiderstand der Innenwiderstand des Schalters beträchtlich kleiner sein
soll. Man erkennt aus F i g. 2 ohne weiteres, daß bezüglich des Schaltungspunktes
B im wesentlichen eine Spannungsteilung im Verhältnis des Innenwiderstandes der
am Eingng E angeschlossenen Spannungsquelle zum Durchlaßwiderstand der Schaltstrecken
I bzw. 11 (über die Dioden 4 bzw. 5)
erfolgt. Die am Punkt B verbleibende
kleine Restspannung wird nochmals im Verhältnis des Widerstandes 11 zum Durchlaßwiderstand
der zugeordneten Schaltstrecke (über die Dioden 12 bzw. 13, je nach Polarität der
Spannung) geteilt. Die am Punkt A gegenüber Masse verbleibende Restspannung kann
damit praktisch so klein gemacht werden, daß sie nicht mehr stört.
Die
Schaltung nach F i g. 2 ist im übrigen wie die Schaltung nach F i g. 1 aufgebaut.
Der Einfachheit halber ist jedoch die Widerstandsanordnung 8-10 in F i g.
2 nicht dargestellt.
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Es soll noch erwähnt werden, daß der Schalter nach der Erfindung unter
Weglassung wesentlicher Teile einer Schaltstrecke auch als unipolarer Schalter arbeiten
kann.
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Bei den Anordnungen nach F i g. 1 werden die Transistoren 2 und 3
in Emitterschaltung betrieben. Es ist grundsätzlich auch möglich, die Basis- bzw.
Kollektorschaltung anzuwenden.
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Wie bereits eingangs erwähnt wurde, kann der erfindungsgemäße Schalter
mit besonderem Vorteil zur schnellen und vollständigen Entladung eines Kondensators
angewendet werden. Dieses Problem tritt zum Beispiel im elektronischen Teil einer
photoelektrischen Abtasteinrichtung auf.