DE112016004868T5

DE112016004868T5 - Millimeterwellenantenne und diese verwendender Millimeterwellensensor

Info

Publication number: DE112016004868T5
Application number: DE112016004868.8T
Authority: DE
Inventors: Hideyuki Nagaishi; Akira Kuriyama
Original assignee: Hitachi Automotive Systems Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2015-12-28
Filing date: 2016-09-02
Publication date: 2018-07-19
Anticipated expiration: 2036-09-03
Also published as: JP2017121011A; JP6482456B2; CN108352616B; CN108352616A; WO2017115494A1; US10444340B2; US20180267161A1; DE112016004868B4

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Technologie zur Vergrößerung der Bandbreite einer Übertragungsleitung, ohne dass eine frequenzabhängige Leitung im Ausbreitungsweg verwendet wird. Eine Millimeterwellenantenne weist einen Spalt (1), der in einem GND-Leiter (6) bereitgestellt ist, welcher in einer ersten Fläche einer Leiterplatte (2) ausgebildet ist, eine Hornantenne (5), die mit einer ersten Öffnung und einer zweiten Öffnung versehen ist, und eine Impedanzanpassungsvorrichtung, die schlitzförmig (durch einen Schlitz 4) zwischen dem Spalt (1) und der ersten Öffnung der Hornantenne (5) bereitgestellt ist, auf. Die Impedanzanpassungsvorrichtung ist in Form eines Schlitzes ausgebildet, der mit einem Dielektrikum gefüllt ist, dessen Dielektrizitätskonstante von jener der Leiterplatte (2) verschieden ist. Die Impedanzanpassungsvorrichtung ist so ausgelegt, dass die Länge des Schlitzes in Ausbreitungsrichtung kleiner ist als 1/4 der Wellenlänge der Obergrenze der Verwendungsfrequenz. Die Impedanzanpassungsvorrichtung ist so ausgelegt, dass die Größe einer rechteckigen Form des Schlitzes in Magnetfeldrichtung die Größe der ersten Öffnung der Hornantenne (5) übersteigt.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Millimeterwellenantenne, die elektromagnetische Wellen im Millimeterwellenband abstrahlt, und einen die Millimeterwellenantenne verwendenden Millimeterwellensensor.
Technischer Hintergrund
Die charakteristische Impedanz von Luft beträgt etwa 377 Ω, was grob anhand der Dielektrizitätskonstante ε₀ und der magnetischen Permeabilität µ₀ im Vakuum berechnet werden kann. In dieser Hinsicht beträgt die in einer Hochfrequenzschaltung verwendete charakteristische Impedanz 50 Ω seriell. Es wird ein Resonanzantennensystem verwendet, das durch eine Dipolantenne repräsentiert ist, bei der das Verhältnis zwischen diesen Impedanzen sechs ist (Verhältnis VSWR = 7, 5 stehender Spannungswellen) , und es wird eine Antennenlänge von λ/2 zur Abstrahlung von der seriellen 50-Ω-Übertragungsleitung an die Luft verwendet. Ein im Mikrowellenband häufig verwendetes Patch-Element ist auch eine Antenne, bei der die Größe des Leiters für die Resonanz eine Länge von λ/2 annimmt.
Die Patch-Antenne kann auf einer Leiteroberfläche auf einer Leiterplatte hergestellt werden. Daher kann leicht eine Verringerung der Dicke und der Kosten erreicht werden. Ein Öffnungsbereich mit einer Verstärkung von wenigstens 20 dBi im Mikrowellenband (76 GHz) weist notwendigerweise eine Größe von etwa 5 cm auf. Es gibt verschiedene Typen von Leistungszufuhrschaltungen in der Art eines Ringtyps, eines Zweigtyps (PTL 1) und eines Reihenzufuhrtyps (PTL 2), um die Millimeterwelle wirksam von dem im gesamten Bereich angeordneten Patch-Element abzustrahlen. Die Leistungszufuhrschaltung wird viele Male unter Verwendung einer λ/4-Anpassungsvorrichtung ausgelegt, um Leistung von einem Leistungszufuhrpunkt zum Patch-Element zu übertragen, während eine Impedanzanpassung erreicht wird. Daher beträgt in einer Patch-Feldantenne, welche ein Patch-Element und eine λ/4-Anpassungsvorrichtung verwendet, die Frequenzbandbreite für eine gute Reflexionseigenschaft (nachstehend als Verwendungsbandbreite bezeichnet) etwa 5 % der Trägerfrequenz.
In dieser Hinsicht weist eine Hornantenne, bei der ein Wellenleiterrohr verwendet wird, eine Bypass-Eigenschaft bei einer Frequenz oberhalb einer Abschneidefrequenz auf, so dass sie eine große Bandbreite aufweist. Die charakteristische Impedanz des Wellenleiterrohrs beträgt jedoch 300 Ω, und der Reflexionskoeffizient in Bezug auf die Verbindung mit einem 50-Ω-Reihenübertragungsweg ist groß. Als Gegenmaßnahme wird ein Millimeterband-Sendeempfänger (PTL 4) erwogen, bei dem mehrere Mikrostreifen-Wellenleiterrohrwandler (PTL 3) und mehrere λ/4-Anpassungsvorrichtungen über einen Resonator des Patch-Elements verwendet werden. Das Patch-Element und die λ/4-Anpassungsvorrichtung, die in diesen Strukturen verwendet werden, sind in einem Metallleiter einer mehrschichtigen Platte bereitgestellt. Um eine große Bandbreite auch bei einer solchen Wandlungsstruktur zu erreichen, werden ein Verfahren, bei dem mehrere Patch-Elemente verschiedene Resonanzfrequenzen aufweisen, und ein Verfahren zum abgestuften Anordnen mehrerer λ/4-Anpassungsvorrichtungen, um die Variation der charakteristischen Impedanz zu verringern, verwendet. Die Anzahl der Schichten der mehrschichtigen Platte und die Verarbeitungskosten steigen unvermeidlich an.
Bei einer Hornantenne ist eine Gratstruktur in einem Signaleingabeabschnitt bereitgestellt, und sie weist eine geringere Impedanz auf. Eine Wellenleiterrohr-Struktur weist eine Abschneidefrequenz und elektrische Eigenschaften in der Art einer Bypass-Charakteristik mit einer großen Bandbreite auf. Bei der mit einem Grat versehenen Hornantenne ist der Eingabeabschnitt der Übertragungsleitung im Allgemeinen koaxial aufgebaut. Wenngleich durch die Differenz zwischen der koaxialen Struktur und dem Metallleiter der Gratstruktur eine Parasitärkomponente erzeugt wird, ist die Phasenänderung in einem Mikrowellenband, bei dem die Wellenlänge wenigstens 1 cm beträgt, geringer, so dass es einen geringeren Einfluss auf den 50-Ω-Reihenübertragungsweg gibt.
Zitatliste
Patentliteratur

PTL 1: JP-A-2012-222507
PTL 2: JP-A-2012-52928
PTL 3: US-Patent 7486156
PTL 4: japanisches Patent 4648292

Kurzfassung der Erfindung
Technisches Problem
Bei einer in PTL 3 offenbarten Technik wird ein Spalt als Abstrahlungselement verwendet, wobei die Übertragungsleitung in der Art einer Mikrostreifenleitung mit der Hornantenne verbunden ist. Die Öffnungsform des Spalts ist rechteckig, und die Übertragungsleitung der Bypass-Charakteristik weist die Abschneidefrequenz auf. Daher wird eine große Bandbreite des Abstrahlungselements erwartet. Weil die Wellenlänge durch die Dielektrizitätskonstante verringert wird, wird die Abmessung der langen Seite der rechteckigen Öffnung des Spalts verkleinert.
Andererseits wird die Größe der langen Seite der rechteckigen Öffnung der Hornantenne notwendigerweise auf wenigstens λ/2 gelegt, damit sich eine Abschneidefrequenz ergibt, die ausreichend niedriger als die Verwendungsfrequenz ist. Um eine große Bandbreite zu erzielen, wird das Aspektverhältnis der rechteckigen Öffnung der Hornantenne so festgelegt, dass die Länge in Richtung des elektrischen Felds verkürzt wird (um die Kapazität zu erhöhen), wenn sich die charakteristische Impedanz der Hornantenne jener des Spalts nähert. Daher wird in einem Verbindungsabschnitt, in dem der Spalt und die Öffnung der Hornantenne einander direkt überlappen, die vom Spalt gesehene Impedanz als eine Leitung (niederimpedante Leitung) angesehen, deren kapazitive Wirkung erhöht ist. Dagegen ist, von der Hornantenne aus betrachtet, die Impedanz im Ersatzschaltbild eine Entsprechung zu einer Leitung, deren Induktivität erhöht ist (eine Leitung hoher Induktivität zur Verkürzung der langen Seite der Öffnung).
Auf diese Weise werden im Verbindungsabschnitt, in dem sich der Spalt und die Hornantenne direkt überlappen, die charakteristischen Impedanzen des Spalts und der Hornantenne angepasst, um eine große Bandbreite der Frequenzkennlinie zu erreichen. Es ergibt sich jedoch eine Differenz in der Größe der Öffnung, weil die dielektrischen Medien voneinander verschieden sind und die Form des Metallleiters abweicht. Daher werden parasitäre Elemente aus Kapazitäts- und Induktivitätskomponenten erzeugt. Das durch einen Formunterschied des Metallleiters hervorgerufene parasitäre Element wird notwendigerweise unabhängig von der Frequenz in der Art einer konzentrierten Konstanten behandelt.
Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Technologie zum Erreichen einer großen Bandbreite einer Übertragungsleitung bereitzustellen, ohne eine frequenzabhängige Leitung in einem Ausbreitungsweg zu verwenden.
Andere Aufgaben und neuartige Merkmale, die über die vorstehende Beschreibung der Erfindung hinausgehen, werden anhand der Beschreibung und der dieser Patentschrift beiliegenden Zeichnungen verständlich werden.
Lösung des Problems
Bei der in dieser Anmeldung offenbarten Erfindung werden repräsentative Grundrisse nachfolgend einfach beschrieben.
Eine Millimeterwellenantenne gemäß einer Ausführungsform weist einen Spalt, der in einem ersten Metallleiter bereitgestellt ist, welcher in einer ersten Fläche einer Leiterplatte ausgebildet ist, eine Hornantenne, die mit einer ersten Öffnung und einer zweiten Öffnung versehen ist, und eine Impedanzanpassungsvorrichtung, die schlitzförmig zwischen dem Spalt und der ersten Öffnung der Hornantenne bereitgestellt ist, auf.
Ein Millimeterwellensensor gemäß einer Ausführungsform ist mit wenigstens einer elektrischen Schaltung in der Art einer HF-Schaltung, eines ADC/DAC, eines DSP und einer Stromquellenschaltung auf einer Leiterplatte versehen, sendet/empfängt ein von der HF-Schaltung erzeugtes elektrisches Signal unter Verwendung einer Hornantenne durch einen Spalt, der in einem Metallleiter der Leiterplatte und einer Impedanzanpassungsvorrichtung bereitgestellt ist, und dient als Sensor, der eine Geschwindigkeitskomponente in der elektrischen Schaltung auf der Grundlage einer Doppler-Frequenz berechnet, die sich aus der Differenz zwischen einem gesendeten und einem empfangenen Signal ergibt.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Um nur eine Wirkung zu erklären, die durch eine repräsentative Ausgestaltung der in dieser Anmeldung offenbarten Erfindung erreicht werden kann, sei auf folgende Wirkung verwiesen.
Gemäß einer Ausführungsform kann eine große Bandbreite der Übertragungsleitung erreicht werden, ohne die frequenzabhängige Leitung im Ausbreitungsweg zu verwenden.
Figurenliste
Es zeigen:

1 eine perspektivische Ansicht einer Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels einer ersten Ausführungsform der Erfindung,
2 eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne entlang einer Linie A-A' aus 1,
3 eine Explosionsansicht der Millimeterwellenantenne aus 1,
4 ein Ersatzschaltbild der Millimeterwellenantenne aus 1,
5 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der ersten Ausführungsform der Erfindung,
6 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne eines dritten Beispiels der ersten Ausführungsform der Erfindung,
7 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne eines vierten Beispiels der ersten Ausführungsform der Erfindung,
8 eine perspektivische Ansicht eines in der Millimeterwellenantenne aus 7 gebildeten Schlitzes,
9 eine perspektivische Ansicht einer Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels einer zweiten Ausführungsform der Erfindung,
10 eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne entlang der Linie A-A' aus 9,
11 eine perspektivische Ansicht einer Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der zweiten Ausführungsform der Erfindung,
12 eine perspektivische Ansicht einer Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels einer dritten Ausführungsform der Erfindung,
13 eine Explosionsansicht der Millimeterwellenantenne aus 12,
14 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der dritten Ausführungsform der Erfindung,
15 eine perspektivische Ansicht eines in der Millimeterwellenantenne aus 14 gebildeten Schlitzes,
16 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels einer vierten Ausführungsform der Erfindung,
17 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der vierten Ausführungsform der Erfindung,
18 eine perspektivische Ansicht eines Millimeterwellensensors eines ersten Beispiels einer fünften Ausführungsform der Erfindung,
19 einen Schaltplan des Millimeterwellensensors aus 18,
20 eine perspektivische Ansicht eines Millimeterwellensensors eines zweiten Beispiels der fünften Ausführungsform der Erfindung,
21 eine Schnittansicht einer Millimeterwellenantenne aus dem Stand der Technik in Bezug auf die Ausführungsform der Erfindung und
22 ein Ersatzschaltbild der Millimeterwellenantenne aus 21.

Beschreibung von Ausführungsformen
In den folgenden Ausführungsformen wird die Beschreibung in mehrere Abschnitte oder Modi unterteilt, wie es aus Gründen der Zweckmäßigkeit erforderlich ist. Diese Abschnitte oder Modi beziehen sich aufeinander, sofern nichts anderes spezifiziert wird, und ein Abschnitt oder Modus bezieht sich auf Modifikationen, Einzelheiten und Änderungen einiger oder aller anderer.
Zusätzlich ist die Erfindung, falls in den folgenden Ausführungsformen die Anzahl von Elementen (einschließlich Zahlen, Zahlenwerte, Beträge und Bereiche) erwähnt wird, nicht auf die spezifische Anzahl beschränkt, sofern nichts anderes spezifiziert wird und die Anzahl anscheinend im Grundsatz spezifiziert ist. Die Anzahl kann größer oder gleich einer spezifischen Anzahl oder kleiner oder gleich dieser sein.
Ferner ist selbstverständlich, dass die Komponenten (einschließlich Elementschritte) in den folgenden Ausführungsformen nicht unbedingt wesentlich sind, es sei denn, dass etwas anderes spezifiziert wird und Komponenten anscheinend im Grundsatz als wesentlich angesehen werden.
Ähnlich sind, wenn in den folgenden Ausführungsformen Formen und Positionsbeziehungen der Komponenten erwähnt werden, im Wesentlichen ähnliche Formen auch aufgenommen, es sei denn, dass etwas anderes spezifiziert wird und die Formen und Positionsbeziehungen anscheinend im Grundsatz als verschieden angesehen werden. Diese Grundgedanken gleichen jenen bei den Zahlenwerten und den Bereichen.
Zusätzlich werden in allen Zeichnungen zur Beschreibung der Ausführungsformen die gleichen Elemente grundsätzlich mit den gleichen Bezugszahlen versehen und wird auf eine redundante Beschreibung verzichtet. Ferner kann selbst in einer perspektivischen Ansicht und einer Explosionsansicht eine Schraffur vorhanden sein, um das Verständnis der Zeichnungen zu erleichtern. Zusätzlich können Schraffuren selbst in einer Schnittansicht fortgelassen werden. Ferner können Schraffuren in den jeweiligen Zeichnungen teilweise vorgenommen oder fortgelassen sein.
Zusätzlich werden die folgenden Ausführungsformen anhand eines Vergleichs mit dem Stand der Technik erklärt, um das Verständnis der Merkmale der Erfindung zu erleichtern. Zuerst wird der Stand der Technik beschrieben, um ihn mit den Ausführungsformen zu vergleichen.
[Stand der Technik verglichen mit Ausführungsformen]
Eine Millimeterwellenantenne gemäß dem Stand der Technik wird zum Vergleich mit den Ausführungsformen mit Bezug auf 21 beschrieben. 21 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne aus dem sich auf die Ausführungsform beziehenden Stand der Technik.
In 21 sind ein Spalt 1, eine Leiterplatte 2, eine Mikrostreifenleitung 3, eine Hornantenne 5, ein GND-Leiter (Erdleiter) 6 und eine Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Die in 21 dargestellte Millimeterwellenantenne überlappt den Spalt 1 und die Hornantenne 5 direkt und erzeugt infolge eines Formunterschieds eines Metallleiters eine Parasitärkomponente. Um die Hornantenne mit einem Grat im Millimeterwellenband zu verwenden, muss die durch eine Differenz des Metallleiters einer Übertragungsleitungs-Wandlungseinheit erzeugte Parasitärkomponente verringert werden. Die Wellenlänge in einem freien Raum in einem Band von 76 GHz beträgt etwa 4 mm. Um die durch die Parasitärkomponente hervorgerufene Phasendifferenz auf kleiner oder gleich 10 Grad zu verringern, muss die Differenz des Metallleiters kleiner oder gleich 0,1 mm gemacht werden, was 1/36 der Wellenlänge ist. Diese Differenz gleicht fast der minimalen Abmessung bei der Verarbeitung des Metalls bei der Massenproduktion, so dass bei der Massenproduktion unrealistische Kosten entstehen würden.
Ferner ist der in der Leiterplatte bereitgestellte Spalt, der mit einem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante er gefüllt ist, derart ausgebildet, dass eine im Metallleiter bereitgestellte Austrittsöffnung klein ist, um eine Wellenlängenkompression von 1/√er zu erzeugen. Wenn diese Leitungen mit der einen Grat aufweisenden Hornantenne verbunden werden, wird die Differenz der Leiterform vergrößert und die Parasitärkomponente vergrößert. Weil die Größe der Verbindungsabschnittsstruktur notwendigerweise weiter verringert wird, lässt sich bei einem Massenproduktionskosten entsprechenden Anpassungserfahren keine Millimeterwellenantenne verwirklichen, bei der der Spalt und die Hornantenne direkt verbunden werden.
Demgemäß wurden in dieser Ausführungsform die Probleme des Stands der Technik untersucht. Eine durch diese Untersuchung erlangte technische Idee gemäß dieser Ausführungsform besteht darin, die Bandbreite einer Übertragungsleitung zu vergrößern, indem keine frequenzabhängige Leitung in einem Ausbreitungsweg verwendet wird. Mit anderen Worten besteht die technische Idee darin, eine Antenne mit vergrößerter Bandbreite und einen die Antenne verwendenden Sensor bereitzustellen, ohne eine λ/2-Resonanzantenne oder eine λ/4-Anpassungsvorrichtung, wobei die Bandbreite beschränkt ist, zu verwenden.
Zur Verwirklichung der technischen Idee gemäß dieser Ausführungsform wird ein Schlitz mit einem Dielektrikum zwischen dem ein Abstrahlungselement darstellenden Spalt und der Hornantenne bereitgestellt. Der Schlitz ist in der Art einer Rechtecksäule geformt und weist im Querschnitt eine rechteckige Form (eine längliche Form) auf. Das Aspektverhältnis der rechteckigen Form ist derart, dass die Länge in Längsrichtung (Magnetfeldrichtung) in ausreichendem Maße größer ist als der Spalt, um die kapazitive Wirkung zu erhöhen. Alternativ weist der Schlitz die Form eines konkaven Zylinders (eine konkave Zylinderform) auf und hat in einer Schnittansicht eine konkave Form. Das Aspektverhältnis der konkaven Form ist derart, dass die Länge in Längsrichtung (Magnetfeldrichtung) in ausreichendem Maße größer ist als der Spalt, um die kapazitive Wirkung zu erhöhen. Zusätzlich wird die Kapazität auch wirksam erhöht, indem der Schlitz mit einem Dielektrikum mit einer hohen Dielektrizitätskonstante gefüllt wird. Wenn die lange Seite des Schlitzes ferner länger ist als die lange Seite einer Öffnung der Hornantenne, kann eine kapazitive Wirkung selbst zwischen einer Leiteroberfläche, wo der Spalt ausgebildet ist, und dem Metallleiter der Hornantenne erzielt werden. Zusätzlich wird die Länge des Schlitzes in Ausbreitungsrichtung kleiner gemacht als 1/4 der höchsten Wellenlänge in einem Verwendungsfrequenzband, das ein Konzentrierte-Konstante-Verhalten zeigt, um ein wirksames kapazitives Element zu erhalten.
Bei der vorstehenden Konfiguration besteht eine Impedanzanpassungsvorrichtung, die als in 4 dargestellter π-LC-Kreis dient, aus Komponenten in der Art der den Spalt bildenden Leiteroberfläche, des Schlitzes mit dem Dielektrikum und des Metallleiters der Hornantenne. Bei dieser Konfiguration ist eine kapazitive Komponente hinzugefügt, um eine in 22 dargestellte hohe induktive Impedanz aufzuheben. Daher können die Abmessungen des Spalts und der Hornantene abgeglichen werden, so dass sich die charakteristische Impedanz der Impedanzanpassungsvorrichtung einem Verhältnis VSWR = 1 stehender Spannungswellen nähert, wobei es sich um einen Index für die Bestimmung handelt. Daher können eine verlustarme Antenne im Millimeterwellenband, wobei die Reflexion zwischen den Übertragungsleitungen verbessert ist, und ein Sensor, welcher die verlustarme Antenne verwendet, verwirklicht werden, ohne die breitbandige Funktionsweise des Spalts und der Hornantenne einzubüßen.
Nachfolgend werden die technische Idee dieser Ausführungsform, die Konfigurationen zur Verwirklichung der technischen Idee und die Wirkungen der Konfiguration mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
[Erste Ausführungsform]
Die Millimeterwellenantenne gemäß der ersten Ausführungsform wird mit Bezug auf die 1 bis 8 beschrieben.
<Erstes Beispiel der ersten Ausführungsform>
1 ist eine perspektivische Ansicht der Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels der ersten Ausführungsform. 2 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne entlang der Linie A-A' aus 1. 3 ist eine Explosionsansicht der Millimeterwellenantenne aus 1. In den 1 bis 3 sind ein Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, der GND-Leiter (Erdleiter) 6 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei der Millimeterwellenantenne sind die Richtung des elektrischen Felds, die Magnetfeldrichtung und die Ausbreitungsrichtung gleich jenen, die in 1 dargestellt sind. Die Richtung des elektrischen Felds verläuft in 1 von der linken Oberseite zur rechten Unterseite. Die Magnetfeldrichtung gibt eine zur Richtung des elektrischen Felds senkrechte Richtung an (eine Richtung von der rechten Oberseite zur linken Unterseite in 1) . Die Ausbreitungsrichtung gibt eine Richtung senkrecht zur Richtung des elektrischen Felds und zur Magnetfeldrichtung an (eine Richtung von der Oberseite zur Unterseite in 1).
Bei der Millimeterwellenantenne ist die Mikrostreifenleitung 3 in der oberen Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet. Der GND-Leiter 6 ist in der unteren Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet. Der GND-Leiter 6 dient als GND-Elektrode der Mikrostreifenleitung 3. Die Leiterplatte 2 ist eine mehrschichtige Platte, wobei die Metallleiter der Mikrostreifenleitung 3 und der GND-Leiter 6 und das zwischen den Metallleitern ausgebildete Dielektrikum mehrschichtig sind. Der Anschluss der Mikrostreifenleitung 3 ist über dem Spalt 1 ausgebildet und durch die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 mit dem GND-Leiter 6 verbunden. Der Spalt 1 ist eine im GND-Leiter 6 bereitgestellte rechteckige Austrittsöffnung. Die rechteckige Austrittsöffnung ist länglich ausgebildet, wobei das Magnetfeld entlang der langen Seite verläuft und das elektrische Feld entlang der kurzen Seite verläuft. Eine elektromagnetische Welle zwischen der Mikrostreifenleitung 3 und dem GND-Leiter 6 breitet sich in einer TEM-Mode aus und wird zwischen den langen Seiten des Spalts 1 als elektrische Welle einer TE01-Mode abgestrahlt. In einer Verwendungsbandbreite der durch die Millimeterwellenantenne hindurchlaufenden elektromagnetischen Welle ist die Frequenzuntergrenze auf f1 gesetzt und ist die Frequenzobergrenze auf f2 gesetzt. Die lange Seite der Austrittsöffnung wird größer oder gleich einer Länge λ1/(2√e1), die durch Komprimieren der Wellenlänge durch eine Dielektrizitätskonstante e1 der Leiterplatte 2 erhalten wird, so dass die Abschneidefrequenz des Spalts 1 f1 oder kleiner wird.
Die Hornantenne 5 strahlt die vom Spalt 1 abgestrahlten elektrischen Wellen der TE01-Mode in den Raum aus. Die Hornantenne 5 weist eine Abstrahlungsöffnung 5-2 mit einem gewünschten rechteckigen Öffnungsbereich (einer länglichen Form, wobei die Magnetisierungsrichtung die lange Seite ist und die Richtung des elektrischen Felds die kurze Seite ist) auf, welche verwendet wird, um die Antennenverstärkung und die Abstrahlungsrichtung zu definieren. Die Hornantenne 5 ist mit einer sich verengenden Form eines Wellenleiterrohrs aus der Leiteroberfläche gebildet. Ein Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 in der Nähe des Spalts 1 ist in Form eines Wellenleiterrohrs mit einer rechteckigen Öffnung 5-1 ausgebildet (einer länglichen Form, wobei die Magnetisierungsrichtung die lange Seite ist und die Richtung des elektrischen Felds die kurze Seite ist) . Die lange Seite führt zu einer Leiterwellenlänge von λ1/2 oder größer, welche infolge der Abstrahlung in den Raum durch die Wellenlängenkompression √1 (Dielektrizitätskonstante 1) erhalten wird.
Der in der Leiterplatte 2 bereitgestellte Spalt 1 und die Länge der langen Seite der rechteckigen Hornantenne 5 bewirken ein Verhältnis von √e1 multipliziert mit dem dazwischen angeordneten Dielektrikum. Falls das in der Leiterplatte 2 verwendete Dielektrikum Glasepoxidharz mit einer Dielektrizitätskonstante von 4 ist, wird das relative Verhältnis der Länge der langen Seite des Leiters um einen Faktor von etwa zwei größer. Bei einer Millimeterwellenantenne, bei der der Spalt 1 und die Hornantenne 5 aus dem Stand der Technik, wie in 21 dargestellt, direkt verbunden sind, wird die vom Spalt 1 betrachtete Hornantenne 5 in einem Fall, in dem der Spalt 1 und die Hornantenne 5 mit einer von der langen Seite des Leiters verschiedenen Größe aneinander angrenzen, als niederimpedante Übertragungsleitung behandelt und wird der von der Hornantenne 5 betrachtete Spalt 1 als hochimpedante Übertragungsleitung behandelt. Ein Ersatzschaltbild der diskontinuierlichen Oberfläche des Leiters ist in 22 dargestellt.
22 ist ein Ersatzschaltbild der Millimeterwellenantenne aus 21. In 22 werden zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 eine Parasitärinduktivität 31 und eine Parasitärkapazität 32 erzeugt. Die Parasitärinduktivität 31 wird zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 erzeugt. Die Parasitärkapazität 32 wird in Bezug auf das GND-Potential auf einer Seite in der Nähe des Spalts 1 erzeugt.
Dabei befindet sich der Schlitz 4 in der in den 1 bis 3 dargestellten Millimeterwellenantenne zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5. Der Schlitz 4 weist die Form einer quadratischen Säule auf. Der Schlitz 4 ist in die Millimeterwellenantenne aufgenommen und führt zum in 4 dargestellten Ersatzschaltbild. 4 ist ein Ersatzschaltbild der in den 1 bis 3 dargestellten Millimeterwellenantenne. Wie im Ersatzschaltbild aus 4 gezeigt, bilden die Parasitärinduktivität 31, die Parasitärkapazität 32 und eine Kapazitätskomponente des Schlitzes 4 ein π-Ersatzschaltbild. Die durch die Parasitärinduktivität hervorgerufene hohe Impedanz wird durch die Kapazitätskomponente des Schlitzes 4 aufgehoben. Das Verhältnis stehender Spannungswellen zwischen Leitungen wird verringert, indem die Impedanz des Ersatzschaltbilds der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung des Spalts 1 und der Hornantenne 5 angenähert wird. Mit anderen Worten wird die charakteristische Impedanz so festgelegt, dass sie sich dem Verhältnis VSWR = 1 stehender Spannungswellen nähert, wobei es sich um einen Index für die Bestimmung handelt.
Die Länge des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung wird wünschenswerterweise so festgelegt, dass die Drehung der Sendephase des Schlitzes 4 kleiner als 90° wird (in Bezug auf die Wellenlänge λ2 der Frequenzobergrenze f2 der Millimeterwellenantenne) , um das in 4 dargestellte Ersatzschaltbild als Konzentrierte-Konstante-Schaltung zu behandeln. Mit anderen Worten ist die Länge L3 des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung, wie in 3 dargestellt, kleiner als 1/4 der Wellenlänge λ2 der verwendeten Frequenzobergrenze f2. Zusätzlich kann die Kapazitätskomponente des in den 1 bis 3 dargestellten Schlitzes 4 vergrößert werden, indem er größer gemacht wird als die Innenfläche des Leiters des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5. Insbesondere kann die Kapazitätskomponente durch Vergrößern des Schlitzes 4 in Magnetisierungsrichtung wirksam erhöht werden. Mit anderen Worten ist die Länge L1 des Schlitzes 4 in Magnetisierungsrichtung, wie in 3 dargestellt, größer als die Länge L11 der Öffnung 5-1 der Hornantenne 5 in Magnetisierungsrichtung. Zusätzlich wird beim Beispiel des in 3 dargestellten Schlitzes 4 die Länge L2 des Schlitzes 4 in Richtung des elektrischen Felds auch größer als die Länge L12 der Öffnung 5-1 der Hornantenne 5 in Richtung des elektrischen Felds. Zusätzlich wird die Länge des Schlitzes 4 in Richtung des elektrischen Felds wünschenswerterweise höchstens so groß festgelegt wie die Länge der kurzen Seite des Schlitzes 1, um die Kapazitätskomponente zu vergrößern. Ferner kann die Kapazitätskomponente, wenn der Schlitz 4 mit einem Dielektrikum mit einer Dielektrizitätskonstante von e2 gefüllt wird, verdoppelt werden. Der Wert der Kapazitätskomponente im Schlitz 4 ist ein Korrekturkoeffizient in Bezug auf ein parasitäres Element und eine Entwurfsvariation für die Optimierung der Größe der rechteckigen Form in der Schnittansicht, der Länge (in Ausbreitungsrichtung) und der Dielektrizitätskonstante e2 in der Form (einer quadratischen Säule) des Schlitzes 4.
In einem Sendeweg, der so ausgelegt ist, dass der Spalt 1 und der Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 eine spezifische charakteristische Impedanz annehmen, wird die Differenz der charakteristischen Impedanz ebenso wie der diskontinuierliche Abschnitt des Leiters in der Schnittansicht klein, wenn der Spalt 1 und die Hornantenne 5 durch den mit dem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e2 gefüllten Schlitz 4 verbunden werden. Das Verhältnis zwischen den stehenden Spannungswellen der Sendewege kann dadurch verkleinert werden. Wenn der Schlitz 4 als Impedanzanpassungsvorrichtung zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 verwendet wird, kann die Verwendungsbandbreite bei der mit der Leiterplatte 2 versehenen Millimeterwellenantenne daher vergrößert werden.
<Zweites Beispiel der ersten Ausführungsform>
5 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der ersten Ausführungsform. In 5 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, der GND-Leiter 6, die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, die den Leiter zwischen Schichten verbindet, und ein Gehäuse 8 dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Die in 5 dargestellte Millimeterwellenantenne ist mit der schlitzförmigen Austrittsöffnung im Gehäuse 8 versehen und bildet den Schlitz 4, der mit dem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e2 gefüllt ist. Auf der Leiterplatte 2 sind ein Halbleiterteil und eine passive Komponente zur Verwirklichung einer gewünschten Schaltungsoperation und Schaltungskomponenten in der Art eines Verbinders montiert. Wenn sich die Temperatur der Leiterplatte infolge einer Erwärmung oder infolge von Betriebsumständen in der Leiterplatte 2 ändert, dehnt sich die gesamte Leiterplatte 2 oder ein Teil davon aus und biegt sich. Positions- und Abstandsabweichungen des Schlitzes 4 infolge thermischer Spannungen werden verringert, indem die Leiterplatte 2 und die Hornantenne 5 am Gehäuse 8 befestigt werden. Dadurch kann eine mechanisch stabile Millimeterwellenantenne gebildet werden.
<Drittes Beispiel der ersten Ausführungsform>
6 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne eines dritten Beispiels der ersten Ausführungsform. In 6 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, der GND-Leiter 6 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Die in 6 dargestellte Millimeterwellenantenne ist so ausgebildet, dass das in 5 dargestellte Gehäuse 8 mit der Hornantenne 5 integriert ist, die schlitzförmige Austrittsöffnung im Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 bereitgestellt ist und der Schlitz 4 mit einem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e2 gefüllt ist. Positions- und Abstandsabweichungen des Schlitzes 4 werden durch Befestigung der Leiterplatte 2 an der Hornantenne 5 verringert. Dadurch kann eine mechanisch stabile Millimeterwellenantenne gebildet werden.
<Viertes Beispiel der ersten Ausführungsform>
7 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne eines vierten Beispiels der ersten Ausführungsform. In 7 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, GND-Leiter 6-1 und 6-2 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Bei der in 7 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die Leiterplatte 2 als eine mehrschichtige Platte ausgebildet, die durch Übereinanderlegen einer dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e1 (auf einer Seite in der Nähe der Mikrostreifenleitung 3) und der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 (auf einer Seite in der Nähe der Hornantenne 5) erhalten wurde. Die Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 sind mit einer rechteckigen Form in der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 angeordnet, um den Schlitz 4 zu simulieren.
8 ist eine perspektivische Ansicht des unter Verwendung der Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 in der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 der Leiterplatte 2 gebildeten Schlitzes 4. Der GND-Leiter 6 besteht aus dem GND-Leiter 6-1, welcher den Spalt 1 bildet, und dem GND-Leiter 6-2, der an den Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 angrenzt. Die GND-Leiter 6-1 und 6-2 sind durch die Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 verbunden, welche das Potential ausgleichen. Die rechteckförmig angeordneten Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 (nachstehend als „Durchkontaktierungsfeld 9“ bezeichnet) sind auf der Außenseite der Austrittsöffnung des Spalts 1 angeordnet. Daher weist die dielektrische Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 auf der Innenseite des Durchkontaktierungsfelds 9 die gleiche Funktion auf wie der in 1 dargestellte Schlitz 4. Die Dicke der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 wird gleich der Länge (in Ausbreitungsrichtung) des Schlitzes 4. Der Abstand zwischen der Innenfläche des Durchkontaktierungsfelds 9 entspricht der Größe der rechteckigen Form in der Schnittansicht des Schlitzes 4. Die Dicke der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 und der Abstand der Innenfläche des Durchkontaktierungsfelds 9 in Längsrichtung bzw. in horizontaler Richtung werden zu einer Entwurfsvariation für den Wert der Kapazitätskomponente im Ersatzschaltbild aus 4. Zusätzlich ändern sowohl die Öffnungsgröße des im GND-Leiter 6-1 bereitgestellten Spalts 1 als auch die Öffnungsgröße des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5 den Kapazitätswert durch die Differenz gegenüber dem Durchkontaktierungsfeld 9. Daher kann die Öffnungsgröße des Spalts 1 als eine optimierte Entwurfsvariation verwendet werden.
[Zweite Ausführungsform]
Die Millimeterwellenantenne gemäß der zweiten Ausführungsform wird mit Bezug auf die 9 bis 11 beschrieben.
<Erstes Beispiel der zweiten Ausführungsform>
9 ist eine perspektivische Ansicht der Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels der zweiten Ausführungsform. 10 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne entlang der Linie A-A' aus 9. In den 9 und 10 wird der Spalt 1, die Leiterplatte 2, eine Pseudowellenleiter-Leitung 11, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, die GND-Leiter 6-1 und 6-3 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Bei der in den 9 und 10 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die Pseudowellenleiter-Leitung 11 in der Leiterplatte 2 ausgebildet, und es handelt sich dabei um eine Wellenleiter-Leitung, welche die Abschneidefrequenz durch einen Abstand d zwischen den Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7, die in Magnetisierungsrichtung und in Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle, die sich zwischen den GND-Leitern 6-3 und 6-1 ausbreitet, welche in der oberen und der unteren Leiterfläche der Leiterplatte 2 ausgebildet sind, welche durch die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 verbunden sind, angeordnet sind, definiert. Der Spalt 1 ist eine rechteckige Austrittsöffnung, die im GND-Leiter 6/1 auf der unteren Flächenseite der Leiterplatte 2 bereitgestellt ist. Die lange Seite der Austrittsöffnung des Spalts 1 und der Abstand zwischen Durchkontaktierungen der Pseudowellenleiter-Leitung 11 werden durch Verkleinern der Wellenlänge um einen Wert, der größer ist als die Dielektrizitätskonstante e1 der Leiterplatte 2, auf einen Wert von λ1/ (2√e1) oder darüber gesetzt, damit die Abschneidefrequenz kleiner oder gleich f1 wird.
Die Hornantenne 5 weist die durch einen Öffnungsbereich mit einer gewünschten rechteckigen Form gebildete Abstrahlungsöffnung 5-2 auf, um die Antennenverstärkung und die Abstrahlungsrichtung zu definieren. Die Hornantenne verengt sich durch das aus der Leiteroberfläche gebildete Wellenleiterrohr. Der Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 in der Nähe des Spalts 1 weist die Form eines Wellenleiterrohrs mit einer rechteckigen Öffnung 5-1 auf. Die lange Seite dient als Antenne für die Abstrahlung in den Raum und nimmt daher eine Länge an, die größer oder gleich der durch die Wellenlängenkompression √1 (Dielektrizitätskonstante 1) erhaltenen Leiterwellenlänge von λ1/2 ist. Wenn die charakteristische Impedanz eingestellt wird, um die Reflexionscharakteristik eines Verbindungsabschnitts zwischen der Pseudowellenleiter-Leitung 11 und dem Spalt 1 zu verringern, werden die kurze Seite des Spalts 1 und die Dicke des Dielektrikums mit der Dielektrizitätskonstante e1 unvermeidlich angenähert, weil beide durch das Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e1 definiert sind. Auch bei der Millimeterwellenantenne, bei der die in den 9 und 10 dargestellte Pseudowellenleiter-Leitung 11 verwendet wird, bewirken der in der Leiterplatte 2 bereitgestellte Spalt 1 und die Länge der langen Seite der rechteckigen Hornantenne 5 ein Verhältnis, das gleich dem √e1-Fachen des dazwischen angeordneten Dielektrikums ist. Daher nimmt die diskontinuierliche Oberfläche des Leiters das in 22 dargestellte Ersatzschaltbild an.
Bei der in den 9 und 10 dargestellten Millimeterwellenantenne befindet sich der Schlitz 4 jedoch zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5. Der Schlitz 4 ist in die Millimeterwellenantenne aufgenommen, und ein π-Ersatzschaltbild ist durch die Parasitärinduktivität 31, die Parasitärkapazität 32 und die durch den Schlitz 4 erzeugte Kapazitätskomponente gebildet, wie im Ersatzschaltbild aus 4 dargestellt ist. Die durch die Parasitärinduktivität hervorgerufene hohe Impedanz wird durch die Kapazitätskomponente des Schlitzes 4 aufgehoben. Das Verhältnis stehender Spannungswellen zwischen Leitungen wird verringert, indem die Impedanz des Ersatzschaltbilds der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung des Spalts 1 und der Hornantenne 5 angenähert wird.
Die Länge des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung wird wünschenswerterweise so festgelegt, dass die Drehung der Sendephase des Schlitzes 4 kleiner als 90° wird, um das in 4 dargestellte Ersatzschaltbild als eine Konzentrierte-Konstante-Schaltung zu behandeln. Zusätzlich kann die Kapazitätskomponente des in den 9 und 10 dargestellten Schlitzes 4 vergrößert werden, indem er größer gemacht wird als die Innenfläche des Leiters des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5. Insbesondere kann die Kapazitätskomponente durch Vergrößern des Schlitzes 4 in Magnetisierungsrichtung wirksam erhöht werden. Zusätzlich wird die Länge des Schlitzes 4 in Richtung des elektrischen Felds wünschenswerterweise höchstens so groß festgelegt wie die Länge der kurzen Seite des Schlitzes 1, um die Kapazitätskomponente zu vergrößern. Ferner kann die Kapazitätskomponente, wenn der Schlitz 4 mit einem Dielektrikum mit einer Dielektrizitätskonstante von e2 gefüllt wird, verdoppelt werden. Der Wert der Kapazitätskomponente im Schlitz 4 ist ein Korrekturkoeffizient in Bezug auf ein parasitäres Element und eine Entwurfsvariation für die Optimierung der Größe der rechteckigen Form in der Schnittansicht, der Länge (in Ausbreitungsrichtung) und der Dielektrizitätskonstante e2 in der Form (einer quadratischen Säule) des Schlitzes 4.
In einem Sendeweg, der so ausgelegt ist, dass der Spalt 1 und der Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 eine spezifische charakteristische Impedanz annehmen, wird die Differenz der charakteristischen Impedanz ebenso wie der diskontinuierliche Abschnitt des Leiters in der Schnittansicht klein, wenn der Spalt 1 und die Hornantenne 5 durch den mit dem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e2 gefüllten Schlitz 4 verbunden werden. Das Verhältnis zwischen den stehenden Spannungswellen der Sendewege kann dadurch verkleinert werden. Ferner kann die Verwendungsbandbreite bei der mit der Leiterplatte 2 versehenen Millimeterwellenantenne vergrößert werden.
<Zweites Beispiel der zweiten Ausführungsform>
11 ist eine perspektivische Ansicht der Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der zweiten Ausführungsform. In 11 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, eine koplanare Leitung 12 mit Erde, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, die GND-Leiter 6-1 und 6-3 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Bei der in 11 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die koplanare Leitung 12 mit Erde in der oberen Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet. Der GND-Leiter 6-1 ist in der unteren Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet. Der GND-Leiter 6-1 dient als GND-Elektrode der koplanaren Leitung 12 mit Erde. Der Anschluss der koplanaren Leitung 12 mit Erde ist mit dem GND-Leiter 6-1 der unteren Fläche der Leiterplatte 2 und dem GND-Leiter 6-3 der oberen Fläche der Leiterplatte 2, welche durch die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 verbunden sind, angeschlossen. Der Spalt 1 ist eine im GND-Leiter 6-1 bereitgestellte rechteckige Austrittsöffnung. Die elektromagnetische Welle zwischen der koplanaren Leitung 12 mit Erde und dem GND-Leiter 6-1 breitet sich hauptsächlich in der TEM-Mode aus. Bei Hinzufügung zwischen den langen Seiten des Spalts 1 wird die elektromagnetische Welle jedoch in der TE01-Mode abgestrahlt. Bei der Verwendungsbandbreite der durch die Millimeterwellenantenne hindurchlaufenden elektromagnetischen Welle wird die lange Seite der Austrittsöffnung auf wenigstens λ1/(2√e1) gelegt, was erhalten wird, indem die Wellenlänge um mehr als die Dielektrizitätskonstante e1 der Leiterplatte 2 verkleinert wird, damit die Abschneidefrequenz des Spalts 1 höchstens f1 wird.
Auch bei der Millimeterwellenantenne, bei der die koplanare Leitung 12 mit Erde aus 11 verwendet wird, ist der Schlitz 4 zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 angeordnet. Der Schlitz 4 ist in die Millimeterwellenantenne aufgenommen, und ein π-Ersatzschaltbild ist durch die Parasitärinduktivität 31, die Parasitärkapazität 32 und die durch den Schlitz 4 erzeugte Kapazitätskomponente gebildet, wie im Ersatzschaltbild aus 4 dargestellt ist.
In einem Sendeweg, der so ausgelegt ist, dass der Spalt 1 und der Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 eine spezifische charakteristische Impedanz annehmen, wird die Differenz der charakteristischen Impedanz ebenso wie der diskontinuierliche Abschnitt des Leiters in der Schnittansicht klein, wenn der Spalt 1 und die Hornantenne 5 durch den mit dem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e2 gefüllten Schlitz 4 verbunden werden. Das Verhältnis zwischen den stehenden Spannungswellen der Sendewege kann dadurch verkleinert werden. Ferner kann die Verwendungsbandbreite bei der mit der Leiterplatte 2 versehenen Millimeterwellenantenne vergrößert werden.
[Dritte Ausführungsform]
Die Millimeterwellenantenne gemäß der dritten Ausführungsform wird mit Bezug auf die 12 bis 15 beschrieben.
<Erstes Beispiel der dritten Ausführungsform>
12 ist eine perspektivische Ansicht der Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels der dritten Ausführungsform. 13 ist eine Explosionsansicht der Millimeterwellenantenne aus 12. In den 12 und 13 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, der GND-Leiter 6 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Bei der in den 12 und 13 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die Mikrostreifenleitung 3 in der oberen Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet. Der GND-Leiter 6 ist in der unteren Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet. Der GND-Leiter 6 dient als GND-Elektrode der Mikrostreifenleitung 3. Der Anschluss der Mikrostreifenleitung 3 ist über dem Spalt 1 ausgebildet und durch die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 mit dem GND-Leiter 6 verbunden. Der Spalt 1 ist eine im GND-Leiter 6 bereitgestellte konkave Austrittsöffnung. Eine elektromagnetische Welle zwischen der Mikrostreifenleitung 3 und dem GND-Leiter 6 breitet sich in einer TEM-Mode aus und wird zwischen den langen Seiten des Spalts 1 als elektrische Welle einer TE01-Mode abgestrahlt. In einer Verwendungsbandbreite der durch die Millimeterwellenantenne hindurchlaufenden elektromagnetischen Welle ist die Frequenzuntergrenze auf f1 gesetzt und ist die Frequenzobergrenze auf f2 gesetzt. Die lange Seite der Austrittsöffnung wird größer oder gleich einer Länge λ1/(2√e1), die durch Komprimieren der Wellenlänge durch eine Dielektrizitätskonstante e1 der Leiterplatte 2 erhalten wird, so dass die Abschneidefrequenz des Spalts 1 f1 oder kleiner wird. Wenn die charakteristische Impedanz der in der Leiterplatte 2 bereitgestellten Mikrostreifenleitung 3 50 Ω beträgt, kann die charakteristische Impedanz wirksam verringert werden, während die Abschneidefrequenz des Spalts 1 beibehalten wird, indem die Form der Austrittsöffnung des Schlitzes 1 konkav gemacht wird.
Die Hornantenne 5 weist die Abstrahlungsöffnung 5-2 mit einer gewünschten konkaven Öffnungsfläche auf, welche verwendet wird, um die Antennenverstärkung und die Abstrahlungsrichtung zu definieren. Die Hornantenne 5 ist mit einer sich verengenden Form eines Wellenleiterrohrs aus der Leiteroberfläche gebildet. Ein Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 in der Nähe des Spalts 1 ist in einem Wellenleiterrohr mit einer konkaven Öffnung 5-1 ausgebildet. Die lange Seite führt zu einer Leiterwellenlänge von λ1/2 oder größer, welche infolge der Abstrahlung in den Raum durch die Wellenlängenkompression √1 (Dielektrizitätskonstante 1) erhalten wird. Die charakteristische Impedanz kann wirksam verringert werden, während die Abschneidefrequenz aufrechterhalten wird, indem der Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 auch in der konkaven Gratstruktur 5-3 verarbeitet wird. Bei der Anpassung an die Impedanz von Luft im Raum wird ein gratförmiger Vorsprung im sich verengenden Wellenleiterrohr allmählich verkürzt, so dass er sich der Innenfläche des Wellenleiterrohrs nähert, um die Impedanz in der Hornantenne 5 zu ändern. Die Hornantenne 5 muss mit einer begrenzten Öffnungsfläche versehen werden, um einen gewünschten Richtungssinn der Strahlung zu erhalten. Ferner beträgt die Länge der Hornantenne 5 selbst wenigstens das Fünffache der Wellenlänge λ1. Daher wird die Länge der Hornantenne 5 auch durch den bereitgestellten gratförmigen Vorsprung nicht vergrößert.
Auch bei der in den 12 und 13 dargestellten Millimeterwellenantenne bewirken der in der Leiterplatte 2 bereitgestellte Spalt 1 und die Länge der langen Seite der konkaven Form der Hornantenne 5 ein Verhältnis, das gleich dem √e1-Fachen des dazwischen angeordneten Dielektrikums ist. Daher wird in einem Fall, in dem der Spalt 1 und die Hornantenne 5 mit einer von der langen Seite des Leiters verschiedenen Größe aneinander angrenzen, die vom Spalt 1 betrachtete Hornantenne 5 als niederimpedante Übertragungsleitung behandelt und wird der von der Hornantenne 5 betrachtete Spalt 1 als hochimpedante Übertragungsleitung behandelt. Ein Ersatzschaltbild der diskontinuierlichen Oberfläche des Leiters ist in 22 dargestellt. Die Parasitärinduktivität 31 und die Parasitärkapazität 32 werden zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 erzeugt. Die Parasitärinduktivität 31 wird zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 erzeugt. Die Parasitärkapazität 32 wird in Bezug auf das GND-Potential auf einer Seite in der Nähe des Spalts 1 erzeugt.
Bei der in den 12 und 13 dargestellten Millimeterwellenantenne ist der Schlitz 4 jedoch zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 hinzugefügt, wie im Ersatzschaltbild aus 4 dargestellt ist, so dass die Parasitärinduktivität 31, die Parasitärkapazität 32 und die Kapazitätskomponente des Schlitzes 4 ein π-Ersatzschaltbild erzeugen. Der Querschnitt des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung ist auch konkav ausgebildet, um keine steile Änderung der Funkwellenintensität hervorzurufen. Mit anderen Worten weist der Schlitz 4 die Form eines konkaven Zylinders (eine konkave zylindrische Form) auf und ist der Querschnitt konkav. Die durch die Parasitärinduktivität hervorgerufene hohe Impedanz wird durch die Kapazitätskomponente des Schlitzes 4 aufgehoben. Das Verhältnis stehender Spannungswellen zwischen Leitungen wird verringert, indem bewirkt wird, dass sich die Impedanz des Ersatzschaltbilds der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung des konkaven Spalts 1 und der Hornantenne 5 mit einem Grat nähert.
Die Länge des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung wird wünschenswerterweise so festgelegt, dass die Drehung der Sendephase des Schlitzes 4 kleiner als 90° wird (in Bezug auf die Wellenlänge λ2 der Frequenzobergrenze f2 der Millimeterwellenantenne) , um das in 4 dargestellte Ersatzschaltbild als Konzentrierte-Konstante-Schaltung zu behandeln. Zusätzlich ist der in den 12 und 13 dargestellte Schlitz 4 größer als die Innenfläche des Leiters des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5. Dadurch kann die Kapazitätskomponente vergrößert werden. Insbesondere kann die Kapazitätskomponente durch Vergrößern des Schlitzes 4 in Magnetisierungsrichtung wirksam erhöht werden. Zusätzlich wird die Länge des Schlitzes 4 in Richtung des elektrischen Felds wünschenswerterweise höchstens so groß festgelegt wie die Länge der kurzen Seite des Spalts 1, um die Kapazitätskomponente zu vergrößern. Ferner kann, wenn der Schlitz 4 mit einem Dielektrikum mit einer Dielektrizitätskonstante von e2 gefüllt wird, die Kapazitätskomponente des Ersatzschaltbilds aus 4 durch die Kapazitätserhöhungswirkung der Dielektrizitätskonstante e2 verwirklicht werden. Der konkave Vorsprung des Schlitzes 4 kann kürzer gemacht werden als der konkave Vorsprung des Spalts 1. Der Wert der Kapazitätskomponente im Schlitz 4 ist ein Korrekturkoeffizient für ein parasitäres Element. Der Wert ist eine Entwurfsvariation zur Optimierung der Größe der konkaven Form des Schlitzes 4 in der Schnittansicht, der Länge in Ausbreitungsrichtung der Funkwelle, der Länge und der Breite des konkaven Vorsprungs und der Dielektrizitätskonstante e2.
In einem Sendeweg, der so ausgelegt ist, dass der Spalt 1 und der Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 eine spezifische charakteristische Impedanz annehmen, wird die Differenz der charakteristischen Impedanz ebenso wie der diskontinuierliche Abschnitt des Leiters in der Schnittansicht klein, wenn der Spalt 1 und die Hornantenne 5 durch den mit dem Dielektrikum mit der Dielektrizitätskonstante e2 gefüllten konkaven Schlitz 4 verbunden werden. Das Verhältnis zwischen den stehenden Spannungswellen der Sendewege kann dadurch verkleinert werden. Die Verwendungsbandbreite kann bei der mit der Leiterplatte 2 versehenen Millimeterwellenantenne vergrößert werden.
<Zweites Beispiel der dritten Ausführungsform>
14 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der dritten Ausführungsform. In 14 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, die GND-Leiter 6-1 und 6-2 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Bei der in 14 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die Leiterplatte 2 als eine durch Übereinanderlegen der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e1 und der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 erhaltene mehrschichtige Platte ausgebildet. Die Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 sind mit einer rechteckigen Form in der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 angeordnet, um den Schlitz 4 zu simulieren. Der Spalt 1, der Schlitz 4 und der Leiter des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5 sind konkav ausgebildet.
15 ist eine perspektivische Ansicht des Schlitzes 4, der eine unter Verwendung der Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 in der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 der Leiterplatte 2 gebildete konkave Austrittsöffnung aufweist. Der GND-Leiter 6 besteht aus dem GND-Leiter 6-1, welcher den Spalt 1 bildet, und dem GND-Leiter 6-2, der an den Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 angrenzt. Die GND-Leiter 6-1 und 6-2 sind durch die Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 verbunden, welche das Potential ausgleichen. Die mit einer konkaven Form angeordneten Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 (das Durchkontaktierungsfeld 9) sind auf der Außenseite der Austrittsöffnung des Spalts 1 angeordnet. Daher weist die dielektrische Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 auf der Innenseite des Durchkontaktierungsfelds 9 die gleiche Funktion auf wie der in 1 dargestellte Schlitz 4. Die Dicke der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 wird gleich der Länge des Schlitzes 4. Der Abstand zwischen der Innenfläche des Durchkontaktierungsfelds 9 entspricht der Größe der konkaven Form in der Schnittansicht des Schlitzes 4. Die Dicke der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 und der Abstand der Innenfläche des Durchkontaktierungsfelds 9 in Längsrichtung bzw. in horizontaler Richtung werden zu einer Entwurfsvariation für den Wert der Kapazitätskomponente im Ersatzschaltbild aus 4. Zusätzlich ändern sowohl die Öffnungsgröße des im GND-Leiter 6-1 bereitgestellten Spalts 1 als auch die Öffnungsgröße des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5 den Kapazitätswert durch die Differenz gegenüber dem Durchkontaktierungsfeld 9. Daher kann die Öffnungsgröße des Spalts 1 als eine optimierte Entwurfsvariation verwendet werden.
[Vierte Ausführungsform]
Die Millimeterwellenantenne gemäß der vierten Ausführungsform wird mit Bezug auf die 16 und 17 beschrieben.
<Erstes Beispiel der vierten Ausführungsform>
16 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne eines ersten Beispiels der vierten Ausführungsform. In 16 sind der Spalt 1, die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, der Schlitz 4, die Hornantenne 5, die GND-Leiter 6-1 und 6-2, die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7, welche den Leiter zwischen Schichten verbindet, und eine dielektrische Linse 10 dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Die in 16 dargestellte Millimeterwellenantenne ist ein Beispiel, bei dem die dielektrische Linse 10 zur in den 14 und 15 dargestellten Millimeterwellenantenne hinzugefügt ist. Diese Ausführungsform ist nicht auf die Konfiguration beschränkt und kann auch andere Millimeterwellenantennen als jene, die in den 1 bis 13 dargestellt ist, angewendet werden.
Bei der in 16 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die Leiterplatte 2 als eine durch Übereinanderlegen der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e1 und der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 erhaltene mehrschichtige Platte ausgebildet. Die Zwischenschicht-Durchkontaktierungen 7 sind mit einer rechteckigen Form in der dielektrischen Schicht mit der Dielektrizitätskonstante e2 angeordnet, um den Schlitz 4 zu simulieren. Der Spalt 1, der Schlitz 4 und der Leiter des Signaleingabeabschnitts der Hornantenne 5 sind konkav ausgebildet. Der Schlitz 4 weist die GND-Leiter 6-1 und 6-2 und die Zwischenschicht-Durchkontaktierung 7 in der Leiterplatte 2 auf, wie in den 14 und 15 dargestellt ist.
Die dielektrische Linse 10 ist in der Abstrahlungsöffnung 5-2 der Hornantenne 5 angeordnet und stellt die Phase in Ausbreitungsrichtung der in der Hornantenne 5 radial abgestrahlten elektromagnetischen Welle ein. Entsprechend einer gewünschten Linsenbrennweite wird eine einseitig konvexe Linse, eine beidseitig konvexe Linse oder eine einseitig zylindrische Linse verwendet. In 16 wird eine einseitig konvexe Linse verwendet, die zum Signaleingabeabschnitt der Hornantenne 5 hin konvex ist. Die Linsenkrümmung und die Linsenbrennweite können durch Vergrößern der Dielektrizitätskonstante eines Linsenmaterials eingestellt werden. Wenn ein Linsenmaterial mit einer hohen Dielektrizitätskonstante verwendet wird, kann auch die Hornantenne 5 verkürzt werden.
<Zweites Beispiel der vierten Ausführungsform>
17 ist eine Schnittansicht der Millimeterwellenantenne eines zweiten Beispiels der vierten Ausführungsform. Die in 17 dargestellte Millimeterwellenantenne ist eine Modifikation der dielektrischen Linse 10 der in 16 dargestellten Millimeterwellenantenne. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Bei der in 17 dargestellten Millimeterwellenantenne ist die dielektrische Linse 10 mit einer durch Kombinieren einer einseitig konvexen Linse und eines dreieckigen Prismas erhaltenen Form (d. h. einer Linsenform, deren eine Seite als konvexe Linse ausgebildet ist und bei der die Dicke der anderen Seite linear zunimmt, so dass sich eine Steigung ergibt) in der Abstrahlungsöffnung 5-2 der Hornantenne 5 angeordnet. Wenn die in 17 dargestellte dielektrische Linse 10 bereitgestellt ist, kann auch die Ausbreitungsrichtung der elektromagnetischen Welle (die Abstrahlungsrichtung der Funkwelle) entsprechend dem Krümmungsindex der Linse abgelenkt werden.
[Fünfte Ausführungsform]
Ein Millimeterwellensensor gemäß der fünften Ausführungsform wird mit Bezug auf die 18 bis 20 beschrieben. Der Millimeterwellensensor gemäß der fünften Ausführungsform verwendet die in der ersten bis vierten Ausführungsform dargestellte Millimeterwellenantenne.
<Erstes Beispiel der fünften Ausführungsform>
18 ist eine perspektivische Ansicht des Millimeterwellensensors eines ersten Beispiels der fünften Ausführungsform. In 18 sind die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, die Hornantenne 5, eine Millimeterband-HF(Hochfrequenz)-Schaltung 21, ein ADC (Analog/Digital-Wandler)/DAC (Digital/Analog-Wandler) 22, eine DSP (digitale Signalverarbeitungseinheit) 23, eine Stromquelleneinheit 24 und ein Ein-/Ausgangsanschluss 26 dargestellt. Beim in 18 dargestellten Millimeterwellensensor sind die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3 und die Hornantenne 5 Komponenten der in der ersten bis vierten Ausführungsform dargestellten Millimeterwellenantenne. Der in 18 dargestellte Millimeterwellensensor ist ein Beispiel, bei dem die in den 12 und 13 dargestellte Millimeterwellenantenne verwendet wird.
19 ist ein Schaltplan des Millimeterwellensensors aus 18. In 19 ist eine Sendeempfängerantenne 25 bereitgestellt, die der in der ersten bis vierten Ausführungsform dargestellten Millimeterwellenantenne entspricht.
Beim in den 18 und 19 dargestellten Millimeterwellensensor läuft beispielsweise ein von einer Millimeterband-HF-Schaltung 21 erzeugtes Millimeterwellensignal durch die Mikrostreifenleitung 3 der Sendeempfängerantenne 25, wird von der Hornantenne 5 abgestrahlt, erreicht ein Zielobjekt und wird daran reflektiert und dann wieder von der Hornantenne 5 empfangen. Infolge der Geschwindigkeitsdifferenz ist im empfangenen Millimeterwellensignal ein Doppler-Signal enthalten. Das Doppler-Signal wird durch Vergleichen der empfangenen Welle und der ausgesendeten Welle in der Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 extrahiert. Das extrahierte Doppler-Signal wird durch den ADC des ADC/DAC 22 in ein Digitalsignal gewandelt und durch den DSP 23 Fourier-gewandelt. Eine Doppler-Frequenz wird detektiert und analysiert, um eine relative Betriebsbedingung des Objekts in der Art einer Relativgeschwindigkeit zu berechnen.
Zusätzlich kann ein Verarbeitungsergebnis des DSP 23 durch den Ein-/Ausgangsanschluss 26 ausgegeben werden. Zusätzlich kann das durch den Ein-/Ausgangsanschluss 26 eingegebene Digitalsignal durch den DSP 23 verarbeitet werden, durch den DAC des ADC/DAC 22 in ein Analogsignal umgewandelt werden und zur Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 gesendet werden.
<Zweites Beispiel der fünften Ausführungsform>
20 ist eine perspektivische Ansicht des Millimeterwellensensors eines zweiten Beispiels der fünften Ausführungsform. In 20 sind die Leiterplatte 2, die Mikrostreifenleitung 3, die Hornantenne 5, die Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21, der ADC/DAC 22, der DSP 23, die Stromquelleneinheit 24, der Ein-/Ausgangsanschluss 26 und eine Abdeckung 28, welche die Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 bedeckt, dargestellt. Bei diesem Beispiel werden hauptsächlich Unterschiede gegenüber dem vorstehenden Beispiel beschrieben.
Beim in 20 dargestellten Millimeterwellensensor werden mehrere Hornantennen 5 verwendet (zwei beim Beispiel aus 20), und die Antennen für das Senden und den Empfang sind getrennt, um die Isolation zwischen dem Senden und dem Empfang zu verringern und den Dynamikbereich einer Empfangsschaltung zu verbessern. Zusätzlich kann, wenn zwei oder mehr Hornantennen 5 sowohl für das Senden als auch für den Empfang bereitgestellt werden, die Strahlung (Aktiver-Strahl-Scann) in Strahlungsrichtung durch aktives Bereitstellen einer Phasendifferenz zwischen den mehreren Antennen unter Verwendung der Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 verwirklicht werden. Ferner werden, wenn mehrere Hornantennen 5 für das Senden und den Empfang bereitgestellt werden und die dielektrische Linse verwendet wird, um die in 17 dargestellte Abstrahlungsrichtung zu einer beliebigen Richtung zu ändern, mehrere Antennenstrahlen mit unterschiedlichen Abstrahlungsrichtungen verwirklicht.
Oberflächenmontagekomponenten in der Art der Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21, des ADC/DAC 22 und des DSP 23 werden auf derselben Leiterplattenfläche montiert, um die Montagekosten zu verringern. Das Millimeterwellensignal hat eine kurze Wellenlänge. Daher geschieht ein Lecken des Millimeterwellensignals aus der Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 und der Mikrostreifenleitung 3 zum ADC/DAC 22 und zum DSP 23, so dass sich bei der Erfassung ein Fehler ergibt.
Als Gegenmaßnahme ist die Abdeckung 28 vorgesehen, welche die Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 und die Mikrostreifenleitung 3 bedeckt. Wie in den 18 und 20 dargestellt ist, sind die Millimeterwellenband-HF-Schaltung 21 und die Mikrostreifenleitung 3 in der oberen Fläche der Leiterplatte 2 ausgebildet und elektrisch von der Hornantenne 5 und vom GND-Leiter 6 in der Leiterplatte 2 getrennt. Beim Aufbau der Millimeterwellenantenne gemäß dieser Ausführungsform kann das Millimeterwellensignal im Millimeterwellensensor in einem durch die Leiterplatte 2 und die Abdeckung 28 gebildeten geschlossenen Raum abgeschirmt werden. Die Abdeckung 28 besteht aus Metall oder einem leitenden Harz in der Art von Kohlenstoff mit einer Abschirmungswirkung. Infolge der Größe des durch die Abdeckung 28 erzeugten geschlossenen Raums kann ein Rauschen im für die räumliche Resonanz verwendeten Millimeterwellenband erzeugt werden. Als Gegenmaßnahme wird ein Material in der Art von Kohlenstoff, wobei ein durch molekulare Polarisation hervorgerufener dielektrischer Verlust verwendet wird, oder eines Ferrats, wobei ein magnetischer Verlust verwendet wird, als Teil der Harzzusammensetzung verwendet und die Abdeckung 28 mit Funkwellen absorbierenden Eigenschaften und einer Funkabschirmungswirkung verwendet. Dann können eine gute Produktivität zu geringen Kosten durch Spritzgießen und eine Gewichtsverringerung durch ein Harzmaterial verwirklicht werden.
[Wirkungen bei der ersten bis fünften Ausführungsform]
Bei der Millimeterwellenantenne und beim Millimeterwellensensor, bei dem die Millimeterwellenantenne verwendet wird, gemäß der ersten bis fünften Ausführungsform wird im Ausbreitungsweg keine frequenzabhängige Leitung verwendet, so dass die Bandbreite der Übertragungsleitung vergrößert sein kann. Mit anderen Worten können die Antenne mit großer Bandbreite und der die Antenne verwendende Sensor ohne eine λ/2-Resonanzantenne oder eine λ/4-Anpassungsvorrichtung, wobei die Bandbreite beschränkt ist, bereitgestellt werden. Nachfolgend werden detailliertere Beschreibungen gegeben.

(1) Die kapazitive Wirkung kann durch Versehen des Schlitzes 4 mit dem Dielektrikum zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 vergrößert werden.
(2) Der Schlitz 4 wird mit dem Dielektrikum mit einer hohen Dielektrizitätskonstante gefüllt, so dass die Kapazität vergrößert werden kann.
(3) Die Länge des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung wird auf kleiner als 1/4 der Wellenlänge der Obergrenze der Verwendungsfrequenz des Schlitzes 4 in Ausbreitungsrichtung gelegt, so dass eine effektive Funktionsweise als kapazitives Element erreicht werden kann und ein Konzentrierte-Konstante-Verhalten erreicht werden kann.
(4) Die lange Seite der rechteckigen oder der konkaven Form des Schlitzes 4 ist länger als die lange Seite der Öffnung der Hornantenne 5, so dass die kapazitive Wirkung auch zwischen der den Spalt 1 bildenden Leiteroberfläche und der Metallleiteroberfläche der Hornantenne 5 erzeugt werden kann.
(5) Die kapazitive Komponente des Schlitzes 4 gemäß (1) bis (4) wird zum Schlitz 4 als Impedanzanpassungsvorrichtung zwischen dem Spalt 1 und der Hornantenne 5 hinzugefügt, so dass die kombinierte Impedanz eines durch einen Formunterschied des Metallleiters hervorgerufenen parasitären Elements an die charakteristische Impedanz des Spalts 1 oder der Hornantenne 5 angepasst werden kann. Dadurch können eine verlustarme Antenne im Millimeterwellenband, wobei die Reflexion zwischen den Übertragungsleitungen verbessert ist, und ein Sensor, welcher die verlustarme Antenne verwendet, verwirklicht werden, ohne die breitbandige Funktionsweise des Spalts 1 und der Hornantenne 5 einzubüßen.

Wenngleich die Erfindung detailliert auf der Grundlage der Ausführungsformen beschrieben wurde, ist sie nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt. Natürlich können verschiedene Änderungen vorgenommen werden, sofern nicht vom Grundgedanken abgewichen wird.
Beispielsweise wurden die Ausführungsformen beschrieben, um die Erfindung klar verständlich zu machen, so dass die Erfindung nicht notwendigerweise alle vorstehend beschriebenen Konfigurationen aufweist. Zusätzlich können einige Konfigurationen einer bestimmten Ausführungsform durch die Konfigurationen einer anderen Ausführungsform ersetzt werden und kann die Konfiguration der anderen Ausführungsform auch zur Konfiguration einer bestimmten Ausführungsform hinzugefügt werden. Ferner können an einigen Konfigurationen jeder Ausführungsform unter Verwendung anderer Konfigurationen Hinzufügungen, Fortlassungen und Austauschungen vorgenommen werden.
Bezugszeichenliste

1:: Spalt
2:: Leiterplatte
3:: Mikrostreifenleitung
4:: Schlitz
5:: Hornantenne
5-1:: Öffnung
5-2:: Abstrahlungsöffnung
5-3:: Gratstruktur
6, 6-1, 6-2, 6-3:: GND-Leiter
7:: Zwischenschicht-Durchkontaktierung
8:: Gehäuse
9:: Durchkontaktierungsfeld
10:: dielektrische Linse
11:: Pseudowellenleiter-Leitung
12:: koplanare Leitung mit Erde
21:: Millimeterwellenband-HF-Schaltung
22:: ADC/DAC
23:: DSP
24:: Stromquelleneinheit
25:: Sendeempfängerantenne
26:: Ein-/Ausgangsanschluss
28:: Abdeckung

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2012222507 A [0005]
JP 2012052928 A [0005]
US 7486156 [0005]
JP 4648292 [0005]

Claims

Millimeterwellenantenne, welche Folgendes aufweist: einen Spalt, der in einem ersten Metallleiter bereitgestellt ist, welcher in einer ersten Fläche einer Leiterplatte ausgebildet ist, eine Hornantenne, die mit einer ersten Öffnung und einer zweiten Öffnung versehen ist, und eine Impedanzanpassungsvorrichtung, die zwischen dem Spalt und der ersten Öffnung der Hornantenne schlitzförmig bereitgestellt ist.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 1, wobei die Impedanzanpassungsvorrichtung schlitzförmig ist und mit einem Dielektrikum gefüllt ist, dessen Dielektrizitätskonstante von jener der Leiterplatte verschieden ist.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 1, wobei die Impedanzanpassungsvorrichtung so ausgelegt ist, dass die Länge des Schlitzes in Ausbreitungsrichtung kleiner ist als 1/4 der Wellenlänge der Obergrenze der Verwendungsfrequenz.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 2, wobei die Impedanzanpassungsvorrichtung so ausgelegt ist, dass die Größe einer rechteckigen Form des Schlitzes in Magnetfeldrichtung die Größe der ersten Öffnung der Hornantenne übersteigt.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 1, wobei die Leiterplatte so ausgelegt ist, dass eine Mikrostreifenleitung, eine koplanare Leitung mit Erde oder eine Wellenleiter-Leitung in einem zweiten Metallleiter ausgebildet ist, der in einer zweiten Fläche auf der entgegengesetzten Seite zur ersten Fläche der Leiterplatte gebildet ist und als Übertragungsleitung zur Zufuhr von Leistung zum Spalt verwendet wird.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 1, wobei die Leiterplatte eine mehrschichtige Platte ist, wobei der erste Metallleiter, der in der ersten Fläche der Leiterplatte ausgebildet ist, ein zweiter Metallleiter, der in einer zweiten Fläche auf der entgegengesetzten Seite zur ersten Fläche der Leiterplatte ausgebildet ist, und ein zwischen dem ersten Metallleiter und dem zweiten Metallleiter gebildetes Dielektrikum mehrschichtig sind, wobei die Leiterplatte eine aus dem ersten Metallleiter gebildete Übertragungsleitung des Spalts und eine aus dem zweiten Metallleiter gebildete Mikrostreifenleitung und die Schlitzform, die durch den ersten Metallleiter, den zweiten Metallleiter und eine Zwischenschicht-Durchkontaktierung, die zwischen den ersten Metallleiter und den zweiten Metallleiter geschaltet ist, gebildet ist, aufweist, und die schlitzförmige Impedanzanpassungsvorrichtung in die Leiterplatte aufgenommen ist.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 1, wobei die Form des Spalts, die Schlitzform der Impedanzanpassungsvorrichtung und die Form der ersten Öffnung der Hornantenne konkav sind und an eine Übertragungsleitung mit einer charakteristischen Reihenimpedanz von 50 Ω der Leiterplatte angepasst sind.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 1, wobei eine dielektrische Linse, deren Brennweite durch die Dielektrizitätskonstante oder die Krümmung festgelegt ist, in der zweiten Öffnung mit einer Öffnungsfläche angeordnet ist, um den Abstrahlungsbereich der Hornantenne zu definieren.
Millimeterwellenantenne nach Anspruch 8, wobei eine Fläche der dielektrischen Linse konvex ist und die andere Fläche eine linear geneigte Dicke aufweist und die Abstrahlungsrichtung einer Funkwelle durch Brechung umlenkt.
Millimeterwellensensor, der mit wenigstens einer elektrischen Schaltung in der Art einer HF-Schaltung, eines ADC/DAC, eines DSP und einer Stromquellenschaltung auf einer Leiterplatte versehen ist, ein durch die HF-Schaltung erzeugtes elektrisches Signal unter Verwendung einer Hornantenne durch einen Spalt, der in einem Metallleiter der Leiterplatte und einer Impedanzanpassungsvorrichtung bereitgestellt ist, sendet/empfängt und als Sensor dient, welcher eine Geschwindigkeitskomponente in der elektrischen Schaltung auf der Grundlage einer Doppler-Frequenz berechnet, die sich aus einer Differenz in einem gesendeten und empfangenen Signal ergibt.
Millimeterwellensensor nach Anspruch 10, wobei die relative Geschwindigkeit auf der Grundlage der Doppler-Frequenz berechnet wird, mehrere Millimeterwellenantennen, die jeweils den Spalt, die Impedanzanpassungsvorrichtung und die Hornantenne aufweisen, ausgebildet sind und getrennte Millimeterwellenantennen beim Senden und Empfangen eines elektrischen Millimeterwellensignals verwendet werden, um die Isolation zwischen Sende- und Empfangsschaltungen zu verbessern.
Millimeterwellensensor nach Anspruch 10, wobei bei der Millimeterwellenantenne mit dem Spalt, der Impedanzanpassungsvorrichtung und der Hornantenne der Spalt in einem ersten Metallleiter bereitgestellt ist, der in einer ersten Fläche der Leiterplatte ausgebildet ist, die Hornantenne mit einer ersten Öffnung und einer zweiten Öffnung versehen ist und die schlitzförmige Impedanzanpassungsvorrichtung zwischen dem Spalt und der ersten Öffnung der Hornantenne bereitgestellt ist.