JP2017121011A - ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ - Google Patents

ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ Download PDF

Info

Publication number
JP2017121011A
JP2017121011A JP2015257214A JP2015257214A JP2017121011A JP 2017121011 A JP2017121011 A JP 2017121011A JP 2015257214 A JP2015257214 A JP 2015257214A JP 2015257214 A JP2015257214 A JP 2015257214A JP 2017121011 A JP2017121011 A JP 2017121011A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
millimeter wave
antenna
slit
slot
circuit board
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2015257214A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6482456B2 (ja
Inventor
永石　英幸
Hideyuki Nagaishi
英幸 永石
栗山　哲
Satoru Kuriyama
哲 栗山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Astemo Ltd
Original Assignee
Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Automotive Systems Ltd filed Critical Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority to JP2015257214A priority Critical patent/JP6482456B2/ja
Priority to US15/775,445 priority patent/US10444340B2/en
Priority to CN201680066337.XA priority patent/CN108352616B/zh
Priority to DE112016004868.8T priority patent/DE112016004868B4/de
Priority to PCT/JP2016/075767 priority patent/WO2017115494A1/ja
Publication of JP2017121011A publication Critical patent/JP2017121011A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6482456B2 publication Critical patent/JP6482456B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/107—Hollow-waveguide/strip-line transitions
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/02—Refracting or diffracting devices, e.g. lens, prism
    • H01Q15/08—Refracting or diffracting devices, e.g. lens, prism formed of solid dielectric material
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/06—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using refracting or diffracting devices, e.g. lens
    • H01Q19/08—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using refracting or diffracting devices, e.g. lens for modifying the radiation pattern of a radiating horn in which it is located
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H01Q13/0275—Ridged horns

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Abstract

【課題】伝搬経路中に周波数依存性のある線路を用いないことで伝送線路の広帯域化を図る技術を提供する。
【解決手段】ミリ波アンテナは、回路基板２の第１面に形成されたＧＮＤ導体６に設けたスリット１と、第１開口部および第２開口部を設けたホーンアンテナ５と、スリット１とホーンアンテナ５の第１開口部との間に設けたスロット形状（スロット４）のインピーダンス整合器と、を有する。インピーダンス整合器は、回路基板２を構成する誘電体とは誘電率の異なる誘電体によって満たされたスロット形状である。インピーダンス整合器は、スロット形状の伝搬方向の長さが利用周波数上限の波長の１／４未満である。インピーダンス整合器は、スロット形状の矩形形状の磁界方向のサイズがホーンアンテナ５の第１開口部より大きい。
【選択図】図１

Description

本発明は、ミリ波帯電磁波を放射するミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサに関するものである。
大気の特性インピーダンスは、真空の誘電率ε０、透磁率μ０からおおよそ計算可能であり、３７７Ω程度である。これに対し、高周波回路に用いられる特性インピーダンスは、５０Ω系を用いる。これらのインピーダンス比は６倍と大きく（電圧定在波比ＶＳＷＲ＝７．５）、５０Ω系の伝送線路から大気への放射はアンテナ長がλ／２となるダイポールアンテナに代表されるように共振系のアンテナシステムを用いる。ミリ波帯でよく採用されているパッチ素子も、導体サイズがλ／２長さとなる共振を利用したアンテナである。
パッチアンテナは、平面基板上の導体面に作製できるため、薄型化や低コスト化が容易である。ミリ波帯（７６ＧＨｚ）での利得２０ｄＢｉ以上となる開口面積は５ｃｍ程度の大きさを必要とし、この面積全面に配置したパッチ素子からミリ波電波を効率よく放射するように、トーナメント型や枝型（特許文献１）、シリーズフェッド型（特許文献２）などの様々な給電回路がある。この給電回路は、１つの給電点からインピーダンス整合を図りつつパッチ素子へ電力分配するため、λ／４整合器を多用しながら設計する。よって、パッチ素子とλ／４整合器を用いたパッチアレイアンテナでは、良好な反射特性が得られる周波数帯域（以下、利用帯域と略す）はキャリア周波数の５％程度である。
これに対し、導波管を用いたホーンアンテナは、カットオフ周波数よりも高い周波数でハイパス特性であるために広帯域である。しかし、導波管の特性インピーダンスは３００Ωと高く、５０Ω系伝送路と接続するには反射係数が大きい線路である。この対策として、パッチ素子による共振器を介したマイクロストリップ−導波管変換器（特許文献３）やλ／４整合器を複数利用したミリ波帯送受信機（特許文献４）が検討されている。これらの構造に用いられるパッチ素子やλ／４整合器は、多層基板の金属導体に設ける。このような変換構造においても広帯域化を図るには、共振周波数の異なるパッチ素子を複数用いる方法や、λ／４整合器を複数利用して特性インピーダンス変化量が小さくなるように段階的に配置する方法が採られており、必然的に多層基板の層数が多く加工コストが高い問題が生じている。
ホーンアンテナには、信号入力部にリッジ構造を設け、低インピーダンス化したアンテナが存在する。導波管構造にはカットオフ周波数があり、ハイパス特性の広帯域な電気特性を有する。一般に製造されているリッジ付ホーンアンテナは、伝送線路入力部が同軸構造である。同軸構造とリッジ構造の金属導体の差異から生じる寄生成分は存在するが、波長１ｃｍ以上であるマイクロ波帯では位相変動が小さく、５０Ω系伝送路への影響は小さい。
特開２０１２−２２２５０７号公報 特開２０１２−５２９２８号公報 米国特許第７４８６１５６号明細書 特許第４６４８２９２号公報
前述した特許文献３に記載された技術では、マイクロストリップ線路などの伝送線路からホーンアンテナに接続する際、放射素子にスリットを用いる。スリットの開口形状は矩形であり、カットオフ周波数を有するハイパス特性の伝送線路であるため、広帯域化が期待される放射素子である。スリットの矩形開口部の長辺寸法は、誘電率により波長圧縮されて小型である。
一方、ホーンアンテナの矩形開口部の長辺サイズは、利用周波数より十分低いカットオフ周波数となるように、λ／２以上の長さを必要とする。広帯域化の目的で、ホーンアンテナの特性インピーダンスをスリット側に近づけると、ホーンアンテナの矩形開口部の縦横比は電界方向の長さが短くなるように（容量が増すように）形成される。従って、スリットとホーンアンテナの開口部を直接重ねた接続部では、スリット側から見たインピーダンスは容量性の増した線路（低インピーダンスな線路）と見え、逆にホーンアンテナ側から見れば誘導性の増した線路（開口部の長辺が短いために高インピーダンスな線路）と等価な回路である。
このように、スリットとホーンアンテナを直接重ねた接続部では、周波数特性の広帯域化を図るため、スリットとホーンアンテナとの特性インピーダンスを調整するが、互いの誘電体媒体が異なるために開口部のサイズに差異が生じ、金属導体の差異形状により、キャパシタンス成分とインダクタンス成分の寄生素子が発生する。この金属導体の差異形状による寄生素子を、周波数に依存せずに集中定数的に取り扱えるようにする必要がある。
本発明の目的は、伝搬経路中に周波数依存性のある線路を用いないことで伝送線路の広帯域化を図る技術を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
一実施の形態におけるミリ波アンテナは、回路基板の第１面に形成された第１金属導体に設けたスリットと、第１開口部および第２開口部を設けたホーンアンテナと、スリットとホーンアンテナの第１開口部との間に設けたスロット形状のインピーダンス整合器と、を有する。
一実施の形態におけるミリ波センサは、回路基板上に、ＲＦ回路と、ＡＤＣ／ＤＡＣ、ＤＳＰおよび電源回路の少なくとも１つの電気回路とが設けられ、ＲＦ回路で生成された電気信号を、回路基板の金属導体に設けたスリットおよびインピーダンス整合器を介してホーンアンテナによって送受信し、電気回路にて、送受信信号の差分から検知したドップラー周波数より速度成分を算出するセンサとして機能するように構成されている。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。
一実施の形態によれば、伝搬経路中に周波数依存性のある線路を用いないことで伝送線路の広帯域化を図ることができる。
本発明の実施の形態１における第１例のミリ波アンテナを示す斜視図である。 図１のＡ−Ａ’線によるミリ波アンテナの断面図である。 図１のミリ波アンテナの分解図である。 図１のミリ波アンテナの等価回路図である。 本発明の実施の形態１における第２例のミリ波アンテナを示す断面図である。 本発明の実施の形態１における第３例のミリ波アンテナを示す断面図である。 本発明の実施の形態１における第４例のミリ波アンテナを示す断面図である。 図７のミリ波アンテナに形成したスロットを示す斜視図である。 本発明の実施の形態２における第１例のミリ波アンテナを示す斜視図である。 図９のＡ−Ａ’線によるミリ波アンテナの断面図である。 本発明の実施の形態２における第２例のミリ波アンテナを示す斜視図である。 本発明の実施の形態３における第１例のミリ波アンテナを示す斜視図である。 図１２のミリ波アンテナの分解図である。 本発明の実施の形態３における第２例のミリ波アンテナを示す断面図である。 図１４のミリ波アンテナに形成したスロットを示す斜視図である。 本発明の実施の形態４における第１例のミリ波アンテナを示す断面図である。 本発明の実施の形態４における第２例のミリ波アンテナを示す断面図である。 本発明の実施の形態５における第１例のミリ波センサを示す斜視図である。 図１８のミリ波センサの回路構成図である。 本発明の実施の形態５における第２例のミリ波センサを示す斜視図である。 本発明の実施の形態に対する比較技術におけるミリ波アンテナを示す断面図である。 図２１のミリ波アンテナの等価回路図である。
以下の実施の形態においては、便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明などの関係にある。
また、以下の実施の形態において、要素の数など（個数、数値、量、範囲などを含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合などを除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップなども含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合などを除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。
同様に、以下の実施の形態において、構成要素などの形状、位置関係などに言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうではないと考えられる場合などを除き、実質的にその形状などに近似または類似するものなどを含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
また、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、図面を分かり易くするために、斜視図や分解図などであってもハッチングを付す場合があり、また断面図であってもハッチングを省略する場合があり、さらに各図において部分的にハッチングを付す場合あるいは省略する場合もある。
また、以下の実施の形態においては、本発明の特徴を分かり易くするために、本実施の形態に対する比較技術と比較して説明する。まず、本実施の形態に対する比較技術を説明する。
［本実施の形態に対する比較技術］
本実施の形態に対する比較技術におけるミリ波アンテナについて、図２１を用いて説明する。図２１は、本実施の形態に対する比較技術におけるミリ波アンテナを示す断面図である。
図２１において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、５はホーンアンテナ、６はＧＮＤ（グランド）導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。図２１に示すミリ波アンテナは、スリット１とホーンアンテナ５とを直接重ねたミリ波アンテナであり、金属導体の形状の差により寄生成分が発生する。ミリ波帯でリッジ付ホーンアンテナを採用するには、伝送線路変換部の金属導体の差異で生じる寄生成分を小さくする必要がある。７６ＧＨｚ帯での自由空間での波長は約４ｍｍである。寄生成分に生じる位相差を１０度以下に抑えるには、金属導体の差異は波長の１／３６以下となる０．１ｍｍ以下にする必要があり、金属量産加工時の最小寸法とほぼ等しく、量産には非現実的なコストが必要である。
さらに、誘電率ｅｒの誘電体で満たされた回路基板に設けたスリットは、１／√ｅｒの波長圧縮が生じるために、金属導体に設けた抜き穴のサイズが小型化する。これらの線路をリッジ付ホーンアンテナに接続すると、導体形状の差異が拡大して寄生成分が増大する。従って、接続部の構造はさらに小型化が必要なため、スリットとホーンアンテナとを直接接続したミリ波アンテナは、量産コストに見合う整合方法が実現できていない。
そこで、本実施の形態では、上述した比較技術に存在する課題に対する工夫を施している。この工夫を施した本実施の形態における技術的思想は、伝搬経路中に周波数依存性のある線路を用いないことで伝送線路の広帯域化を図ることである。言い換えれば、帯域制限となるλ／２サイズの共振系アンテナやλ／４整合器を用いずに、広帯域化するアンテナおよびそれを用いたセンサを提供するものである。
本実施の形態における技術的思想を実現するための手段として、放射素子であるスリットとホーンアンテナとの間に誘電体によるスロットを設ける。スロットは、四角柱のスロット形状であり、断面形状は矩形形状（長方形）であるが、この矩形の縦横比は容量性を増すために長辺方向（磁界方向）の長さをスリットより十分長く形成する。あるいは、スロットは、凹型柱（凹型形状の柱状）のスロット形状であり、断面形状は凹型形状であるが、この凹型の縦横比は容量性を増すために長辺方向（磁界方向）の長さをスリットより十分長く形成する。また、誘電率の大きな誘電体を用いてスロット内を満たすことでも容量値を増加させる効果がある。また、スロットの長辺をホーンアンテナの開口部の長辺よりも長く形成すれば、スリットを形成する導体面とホーンアンテナの金属導体面との間にも容量性の効果を生成することが可能である。また、スロットの伝搬方向の長さは、容量性の素子として効果的に機能させるために、集中定数的な振る舞いとなる利用周波数帯域上限の波長の１／４未満とする。
これらの手段による効果として、スリットを形成する導体面、誘電体によるスロット、およびホーンアンテナの金属導体の構成要素により、後述する図４に示すπ型のＬＣ回路となるインピーダンス整合器を形成する。これにより、後述する図２２に示す誘導性の高インピーダンスを打ち消す容量性成分が付加されることで、インピーダンス整合器の特性インピーダンスを判断指数である電圧定在波比ＶＳＷＲ＝１に近づけられるように、スリットやホーンアンテナの値に寄せることが可能となる。従って、スリットやホーンアンテナの広帯域性を犠牲にすることなく、伝送線路間の反射特性を改善した低損失のミリ波帯のアンテナ、およびそれを用いたセンサを実現することができる。
以下では、上述した本実施の形態における技術的思想、これを実現するための手段、この手段による効果などについて、図面を参照しながら説明する。
［実施の形態１］
本実施の形態１におけるミリ波アンテナについて、図１〜図８を用いて説明する。
＜実施の形態１における第１例＞
図１は、本実施の形態１における第１例のミリ波アンテナを示す斜視図である。図２は、図１のＡ−Ａ’線によるミリ波アンテナの断面図である。図３は、図１のミリ波アンテナの分解図である。図１〜図３において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６はＧＮＤ（グランド）導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。このミリ波アンテナにおいて、電界方向、磁界方向、伝搬方向は、図１に示した通りである。電界方向は図１において左上から右下への方向、磁界方向は電界方向に直交する方向（図１において右上から左下への方向）、伝搬方向は電界方向および磁界方向に直交する方向（図１において上から下への方向）である。
このミリ波アンテナにおいて、マイクロストリップ線路３は回路基板２の上面に形成され、ＧＮＤ導体６は回路基板２の下面に形成され、ＧＮＤ導体６がマイクロストリップ線路３のＧＮＤ電極として機能する。回路基板２は、マイクロストリップ線路３およびＧＮＤ導体６の金属導体と、この金属導体間に形成された誘電体とを多層化した多層基板である。マイクロストリップ線路３の末端は、スリット１を跨いで層間ビア７を介してＧＮＤ導体６と接続する。スリット１は、ＧＮＤ導体６に設けられた矩形状の抜き穴である。この矩形状の抜き穴は、長方形からなり、磁界方向が長辺であり、電界方向が短辺である。マイクロストリップ線路３とＧＮＤ導体６との間の電磁波はＴＥＭモードで伝搬するが、スリット１の長辺間に加えられることでＴＥ０１モードの電波として放射される。ミリ波アンテナを通過する電磁波の利用帯域において、周波数下限をｆ１、周波数上限をｆ２とする。スリット１のカットオフ周波数がｆ１以下となるように、抜き穴の長辺は回路基板２の誘電率ｅ１により波長圧縮した長さλ１／（２√ｅ１）以上とする。
ホーンアンテナ５は、スリット１から放射されたＴＥ０１モードの電波を空間に放射する。ホーンアンテナ５は、アンテナ利得や放射方向を定義するための所望の矩形状（長方形、磁界方向が長辺、電界方向が短辺）の開口面積による放射開口部５−２を有し、導体面により構成された導波管によるテーパ状の形状を有する。スリット１と近接するホーンアンテナ５の信号入力部は、矩形状（長方形、磁界方向が長辺、電界方向が短辺）の開口部５−１を有する導波管形状であり、その長辺は、空間に放射するアンテナであるため、波長圧縮√１（誘電率１）によって求まる管内波長λ１／２以上の長さとなる。
回路基板２に設けられるスリット１とホーンアンテナ５の矩形状の長辺の長さは、媒介する誘電体により√ｅ１倍の相対比が生じる。回路基板２に用いる誘電体が誘電率４のガラスエポキシ樹脂である場合、導体長辺の長さの相対比は約２倍と大きい。上述した図２１に示した比較技術のスリット１とホーンアンテナ５とを直接接続したミリ波アンテナにおいて、導体の長辺サイズが異なるスリット１とホーンアンテナ５とが接する場合、スリット１側から見たホーンアンテナ５は低インピーダンス的、ホーンアンテナ５側から見たスリット１は高インピーダンス的な伝送線路として扱われ、導体不連続面が図２２に示す等価回路となる。
図２２は、図２１のミリ波アンテナの等価回路図である。図２２において、スリット１とホーンアンテナ５との間に、寄生インダクタンス３１と寄生キャパシタンス３２とが生成され、寄生インダクタンス３１はスリット１とホーンアンテナ５との間に生じ、寄生キャパシタンス３２はスリット１側にＧＮＤ電位との間に生ずる。
これに対して、図１〜図３に示すミリ波アンテナでは、スロット４をスリット１とホーンアンテナ５との間に配置する。スロット４は、四角柱のスロット形状である。ミリ波アンテナにスロット４を追加することで、図４のような等価回路となる。図４は、図１〜図３に示すミリ波アンテナの等価回路図である。図４の等価回路に示すように、寄生インダクタンス３１と寄生キャパシタンス３２とスロット４による容量成分とによりπ型の等価回路を形成する。スロット４による容量成分で寄生インダクタンスによる高インピーダンス成分を相殺し、等価回路のインピーダンスをスリット１およびホーンアンテナ５の線路特性インピーダンスに近づけることで、線路間の電圧定在波比を抑制する。すなわち、特性インピーダンスを、判断指数である電圧定在波比ＶＳＷＲ＝１に近づける。
スロット４の伝搬方向の長さは、図４に示す等価回路が集中定数回路として扱えるように、スロット４の伝搬位相回転量は９０°（ミリ波アンテナの周波数上限ｆ２の波長λ２に対して）未満となることが望ましい。すなわち、図３に示すスロット４の伝搬方向の長さＬ３は、利用周波数上限ｆ２の波長λ２の１／４未満である。また、図１〜図３に示すスロット４は、ホーンアンテナ５の信号入力部の導体内面よりも大きく設けることで容量成分を増加させることが可能である。特に、スロット４内の磁界方向のサイズを広げることで容量成分をより効果的に増加させることが可能である。すなわち、図３に示すスロット４の磁界方向の長さＬ１は、ホーンアンテナ５の開口部５−１の磁界方向の長さＬ１１よりも長い。また、図３に示すスロット４の例では、スロット４の電界方向の長さＬ２も、ホーンアンテナ５の開口部５−１の電界方向の長さＬ１２よりも長くなっている。また、スロット４の電界方向の長さは、容量成分を増すためにスリット１の短辺の長さ以下とすることが望ましい。さらに、スロット４を誘電率ｅ２の誘電体で満たすと、容量成分をｅ２倍に増加可能である。スロット４における容量成分値は、寄生素子に対する補正係数であり、スロット４のスロット形状（四角柱）における断面矩形サイズ、長さ（伝搬方向）、誘電率ｅ２を最適化するための設計事項である。
上記スリット１および上記ホーンアンテナ５の信号入力部を特定の特性インピーダンスで設計された伝送路において、誘電率ｅ２の誘電体で満たされたスロット４を介して接続すれば、断面導体の不連続部を含め、特性インピーダンス差を小さくし、伝送路間の電圧定在波比を抑えることが可能となる。従って、スロット４をスリット１とホーンアンテナ５との間のインピーダンス整合器として利用することで、回路基板２を含むミリ波アンテナで利用帯域を広帯域に用いることが可能である。
＜実施の形態１における第２例＞
図５は、本実施の形態１における第２例のミリ波アンテナを示す断面図である。図５において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビア、８は筐体である。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図５に示すミリ波アンテナは、筐体８にスロット形状の抜き穴を設け、誘電率ｅ２の誘電体で満たしたスロット４を形成する。上記回路基板２には、所望の回路動作を実現すべく半導体部品や受動部品、コネクタなどの様々な回路部品が搭載される。回路基板２での発熱や動作環境により基板温度が変化する場合、回路基板２の一部もしくは全体が膨張して反り返りが発生する。回路基板２およびホーンアンテナ５を筐体８に固定することにより、熱応力によるスロット４との位置ずれや分離を抑制し、機械的に安定したミリ波アンテナを形成することが可能である。
＜実施の形態１における第３例＞
図６は、本実施の形態１における第３例のミリ波アンテナを示す断面図である。図６において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図６に示すミリ波アンテナは、図５に示した筐体８をホーンアンテナ５と一体化し、ホーンアンテナ５の信号入力部にスロット形状の抜き穴を設け、誘電率ｅ２の誘電体で満たしたスロット４を形成する。回路基板２をホーンアンテナ５に固定することにより、スロット４との位置ずれや分離を抑制し、機械的に安定したミリ波アンテナを形成することが可能である。
＜実施の形態１における第４例＞
図７は、本実施の形態１における第４例のミリ波アンテナを示す断面図である。図７において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６−１，６−２はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図７に示すミリ波アンテナにおいて、回路基板２は、誘電率ｅ１の誘電体層（マイクロストリップ線路３側）と誘電率ｅ２の誘電体層（ホーンアンテナ５側）とを積層した複層基板であり、誘電率ｅ２の誘電体層には層間ビア７を四角形状にアレイ化したスロット４を模擬した構造を有する。
図８は、回路基板２の誘電率ｅ２の誘電体層に層間ビア７を用いて形成したスロット４を示す斜視図である。ＧＮＤ導体６は、スリット１を形成するＧＮＤ導体６−１と、ホーンアンテナ５の信号入力部と接するＧＮＤ導体６−２とからなり、ＧＮＤ導体６−１，６−２の電位を共通化する層間ビア７により接続されている。四角形状にアレイ化された層間ビア７（以下、ビアアレイ９と記す）は、スリット１の抜き穴より外側に配置することで、ビアアレイ９の内側の誘電率ｅ２の誘電体層が上述した図１などに示すスロット４と同等の機能を実現する。誘電率ｅ２の誘電体層の厚さはスロット４の長さ（伝搬方向）となり、ビアアレイ９のビア内面距離はスロット４の断面矩形サイズと等価であり、誘電率ｅ２の誘電体層の層厚さ、ビアアレイ９の内面距離の縦横サイズが、上述した図４の等価回路に示す容量成分値の設計事項となる。また、ＧＮＤ導体６−１に設けたスリット１の開口サイズ、ホーンアンテナ５の信号入力部の開口サイズも、ビアアレイ９との相対的差分により容量値が変動するため、スリット１の開口サイズなどを最適化設計事項として利用することも可能である。
［実施の形態２］
本実施の形態２におけるミリ波アンテナについて、図９〜図１１を用いて説明する。
＜実施の形態２における第１例＞
図９は、本実施の形態２における第１例のミリ波アンテナを示す斜視図である。図１０は、図９のＡ−Ａ’線によるミリ波アンテナの断面図である。図９および図１０において、１はスリットであり、２は回路基板、１１は擬似導波管線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６−１，６−３はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図９および図１０に示すミリ波アンテナにおいて、擬似導波管線路１１は、回路基板２に形成され、層間ビア７で接続された回路基板２の上下導体面に形成されたＧＮＤ導体６−３，６−１間を伝搬する電磁波に対し、伝搬方向の磁界方向に配した層間ビア７間の距離ｄによりカットオフ周波数を定義した導波管線路である。スリット１は、回路基板２の下面側のＧＮＤ導体６−１に設けられた矩形状の抜き穴である。スリット１の抜き穴の長辺、および擬似導波管線路１１のビア間距離はカットオフ周波数がｆ１以下となるように回路基板２の誘電率ｅ１により波長圧縮した長さλ１／（２√ｅ１）以上とする。
ホーンアンテナ５は、アンテナ利得や放射方向を定義するための所望の矩形状の開口面積による放射開口部５−２を有し、導体面により構成された導波管によるテーパ状の形状を有する。スリット１と近接するホーンアンテナ５の信号入力部は、矩形状の開口部５−１を有する導波管形状であり、その長辺は、空間に放射するアンテナであるため、波長圧縮√１（誘電率１）によって求まる管内波長λ１／２以上の長さとなる。擬似導波管線路１１とスリット１との接続部の反射特性を抑えるように特性インピーダンスを揃えると、誘電率ｅ１の誘電体により定義される線路であるため、スリット１の短辺と誘電率ｅ１の誘電体の厚さは必然的に近似的な長さとなる。図９および図１０に示す擬似導波管線路１１を用いたミリ波アンテナにおいても、回路基板２に設けられるスリット１とホーンアンテナ５の矩形状の長辺の長さは、媒介する誘電体により√ｅ１倍の相対比が生じる。従って、導体不連続面が、上述した図２２に示すような等価回路となる。
しかしながら、図９および図１０に示すミリ波アンテナでは、スロット４をスリット１とホーンアンテナ５との間に配置する。ミリ波アンテナにスロット４を追加することで、上述した図４の等価回路に示すように、寄生インダクタンス３１と寄生キャパシタンス３２とスロット４による容量成分とによりπ型の等価回路を形成する。スロット４による容量成分で寄生インダクタンスによる高インピーダンス成分を相殺し、等価回路のインピーダンスをスリット１およびホーンアンテナ５の線路特性インピーダンスに近づけることで、線路間の電圧定在波比を抑制する。
スロット４の伝搬方向の長さは、上述した図４に示す等価回路が集中定数回路として扱えるように、スロット４の伝搬位相回転量は９０°未満となることが望ましい。また、図９および図１０に示すスロット４は、ホーンアンテナ５の信号入力部の導体内面よりも大きく設けることで容量成分を増加させることが可能である。特に、スロット４内の磁界方向のサイズを広げることで容量成分をより効果的に増加させることが可能である。また、スロット４の電界方向の長さは、容量成分を増すためにスリット１の短辺の長さ以下とすることが望ましい。さらに、スロット４を誘電率ｅ２の誘電体で満たすと、容量成分をｅ２倍に増加可能である。スロット４における容量成分値は、寄生素子に対する補正係数であり、スロット４のスロット形状（四角柱）における断面矩形サイズ、長さ（伝搬方向）、誘電率ｅ２を最適化するための設計事項である。
上記スリット１および上記ホーンアンテナ５の信号入力部を特定の特性インピーダンスで設計された伝送路において、誘電率ｅ２の誘電体で満たされたスロット４を介して接続すれば、断面導体の不連続部を含め、特性インピーダンス差を小さくし、伝送路間の電圧定在波比を抑えることが可能となり、回路基板２を含むミリ波アンテナで利用帯域を広帯域に用いることが可能である。
＜実施の形態２における第２例＞
図１１は、本実施の形態２における第２例のミリ波アンテナを示す斜視図である。図１１において、１はスリットであり、２は回路基板、１２はグランド付コプレーナ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６−１，６−３はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図１１に示すミリ波アンテナにおいて、グランド付コプレーナ線路１２は、回路基板２の上面に形成され、ＧＮＤ導体６−１は回路基板２の下面に形成され、ＧＮＤ導体６−１がグランド付コプレーナ線路１２のＧＮＤ電極として機能する。グランド付コプレーナ線路１２の末端は、回路基板２の下面のＧＮＤ導体６−１と層間ビア７で接続された回路基板２の上面のＧＮＤ導体６−３と接続される。スリット１は、ＧＮＤ導体６−１に設けられた矩形状の抜き穴である。グランド付コプレーナ線路１２とＧＮＤ導体６−１との間の電磁波は主にＴＥＭモードで伝搬するが、スリット１の長辺間に加えられることでＴＥ０１モードの電磁波として放射される。ミリ波アンテナを通過する電磁波の利用帯域において、スリット１のカットオフ周波数がｆ１以下となるように、抜き穴の長辺は回路基板２の誘電率ｅ１により波長圧縮した長さλ１／（２√ｅ１）以上とする。
図１１のグランド付コプレーナ線路１２を用いたミリ波アンテナにおいても、スロット４はスリット１とホーンアンテナ５との間に配置する。ミリ波アンテナにスロット４を追加することで、上述した図４の等価回路に示すように、寄生インダクタンス３１と寄生キャパシタンス３２とスロット４による容量成分とによりπ型の等価回路を形成する。
上記スリット１および上記ホーンアンテナ５の信号入力部を特定の特性インピーダンスで設計された伝送路において、誘電率ｅ２の誘電体で満たされたスロット４を介して接続すれば、断面導体の不連続部を含め、特性インピーダンス差を小さくし、伝送路間の電圧定在波比を抑えることが可能となり、回路基板２を含むミリ波アンテナで利用帯域を広帯域に用いることが可能である。
［実施の形態３］
本実施の形態３におけるミリ波アンテナについて、図１２〜図１５を用いて説明する。
＜実施の形態３における第１例＞
図１２は、本実施の形態３における第１例のミリ波アンテナを示す斜視図である。図１３は、図１２のミリ波アンテナの分解図である。図１２および図１３において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図１２および図１３に示すミリ波アンテナにおいて、マイクロストリップ線路３は、回路基板２の上面に形成され、ＧＮＤ導体６は回路基板２の下面に形成され、ＧＮＤ導体６がマイクロストリップ線路３のＧＮＤ電極として機能する。マイクロストリップ線路３の末端は、スリット１を跨いで層間ビア７を介してＧＮＤ導体６と接続する。スリット１は、ＧＮＤ導体６に設けられた凹型形状の抜き穴である。マイクロストリップ線路３とＧＮＤ導体６との間の電磁波はＴＥＭモードで伝搬するが、スリット１の長辺間に加えられることでＴＥ０１モードの電波として放射される。ミリ波アンテナを通過する電磁波の利用帯域において、周波数下限をｆ１、周波数上限をｆ２とする。スリット１のカットオフ周波数がｆ１以下となるように、抜き穴の長辺は回路基板２の誘電率ｅ１により波長圧縮した長さλ１／（２√ｅ１）以上とする。回路基板２上に設けられたマイクロストリップ線路３の特性インピーダンスが５０Ωの場合など、スリット１の抜き穴形状を凹型とすることで、スリット１のカットオフ周波数を維持しつつ、特性インピーダンスを効果的に低減可能である。
ホーンアンテナ５は、アンテナ利得や放射方向を定義するための所望の凹型の開口面積による放射開口部５−２を有し、導体面により構成された導波管によるテーパ状の形状を有する。スリット１と近接するホーンアンテナ５の信号入力部は、凹型の開口部５−１を有する導波管形状であり、その長辺は、空間に放射するアンテナであるため、波長圧縮√１（誘電率１）によって求まる管内波長λ１／２以上の長さとなる。ホーンアンテナ５の信号入力部もまた凹型のリッジ構造５−３に加工することで、カットオフ周波数を維持しつつ、特性インピーダンスを効果的に低減可能である。大気の空間インピーダンスとの整合性は、テーパ状に加工された導波管において、リッジ状の突起を徐々に短くし導波管内面に寄せることでホーンアンテナ５内でのインピーダンス変換を行う。ホーンアンテナ５は、所望の放射指向性を得ることのできる有限の開口面積が必要であり、ホーンアンテナ５の長さそのものが波長λ１の５倍以上と長いため、リッジ状の突起を設けてもホーンアンテナ５の長さが延長することはない。
図１２および図１３に示すミリ波アンテナにおいても、回路基板２に設けられるスリット１とホーンアンテナ５の凹型形状の長辺の長さは、媒介する誘電体により√ｅ１倍の相対比が生じる。従って、導体の長辺サイズが異なるスリット１とホーンアンテナ５とが接する場合、スリット１側から見たホーンアンテナ５は低インピーダンス的、ホーンアンテナ５側から見たスリット１は高インピーダンス的な伝送線路として扱われ、導体不連続面が上述した図２２に示すような等価回路となる。スリット１とホーンアンテナ５との間に、寄生インダクタンス３１と寄生キャパシタンス３２とが生成され、寄生インダクタンス３１はスリット１とホーンアンテナ５との間に生じ、寄生キャパシタンス３２はスリット１側にＧＮＤ電位との間に生ずる。
しかしながら、図１２および図１３に示すミリ波アンテナでは、スリット１とホーンアンテナ５との間にスロット４を追加することで、上述した図４の等価回路に示すように、寄生インダクタンス３１と寄生キャパシタンス３２とスロット４による容量成分とによりπ型の等価回路を形成する。スロット４の伝搬方向の断面も電波強度の急激な変化を生じないように凹型とする。すなわち、スロット４は、凹型柱（凹型形状の柱状）のスロット形状であり、断面形状は凹型形状である。スロット４による容量成分で寄生インダクタンスによる高インピーダンス成分を相殺し、等価回路のインピーダンスを凹型のスリット１およびリッジ付ホーンアンテナ５の線路特性インピーダンスに近づけることで、線路間の電圧定在波比を抑制する。
スロット４の伝搬方向の長さは、上述した図４に示す等価回路が集中定数回路として扱えるように、スロット４の伝搬位相回転量は９０°（ミリ波アンテナの周波数上限ｆ２の波長λ２に対して）未満となることが望ましい。また、図１２および図１３に示すスロット４のサイズはホーンアンテナ５の信号入力部の導体内面よりも大きく設けることで容量成分を増加させることが可能である。特に、スロット４内の磁界方向のサイズを広げることで容量成分をより効果的に増加させることが可能である。また、スロット４の電界方向の長さは容量成分を増すためにスリット１の短辺の長さ以下とすることが望ましい。さらに、スロット４を誘電率ｅ２の誘電体で満たすと、誘電率ｅ２の容量増加効果により上述した図４の等価回路を成立させる容量成分が実現でき、スリット１の凹型の突起の長さよりもスロット４の凹型の突起を短くすることが可能である。スロット４における容量成分値は、寄生素子に対する補正係数であり、スロット４の断面凹型サイズ、電波伝搬方向の長さ、凹型の突起の長さおよび幅、誘電率ｅ２を最適化するための設計事項である。
上記スリット１および上記ホーンアンテナ５の信号入力部を特定の特性インピーダンスで設計された伝送路において、誘電率ｅ２の誘電体で満たされた凹型のスロット４を介して接続すれば、断面導体の不連続部を含め、特性インピーダンス差を小さくし、伝送路間の電圧定在波比を抑えることが可能となり、回路基板２を含むミリ波アンテナで利用帯域を広帯域に用いることが可能である。
＜実施の形態３における第２例＞
図１４は、本実施の形態３における第２例のミリ波アンテナを示す断面図である。図１４において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６−１，６−２はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビアである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図１４に示すミリ波アンテナにおいて、回路基板２は、誘電率ｅ１の誘電体層と誘電率ｅ２の誘電体層とを積層した複層基板であり、誘電率ｅ２の誘電体層には層間ビア７を四角形状にアレイ化したスロット４を模擬した構造を有する。スリット１、スロット４およびホーンアンテナ５の信号入力部の導体は凹型の形状をなす。
図１５は、回路基板２の誘電率ｅ２の誘電体層に層間ビア７を用いて形成した凹型の抜き穴を有するスロット４を示す斜視図である。ＧＮＤ導体６は、スリット１を形成するＧＮＤ導体６−１と、ホーンアンテナ５の信号入力部と接するＧＮＤ導体６−２とからなり、ＧＮＤ導体６−１，６−２の電位を共通化する層間ビア７により接続されている。凹型状にアレイ化された層間ビア７（ビアアレイ９）は、スリット１の抜き穴より外側に配置することで、ビアアレイ９の内側の誘電率ｅ２の誘電体層が上述した図１などに示すスロット４と同等の機能を実現する。誘電率ｅ２の誘電体層の厚さはスロット４の長さとなり、ビアアレイ９のビア内面距離はスロット４の凹型サイズと等価であり、誘電率ｅ２の誘電体層の層厚さ、ビアアレイ９の内面距離の縦横サイズが、上述した図４の等価回路に示す容量成分値の設計事項となる。また、ＧＮＤ導体６−１に設けたスリット１の開口サイズ、ホーンアンテナ５の信号入力部の開口サイズも、ビアアレイ９との相対的差分により容量値が変動するため、スリット１の開口サイズなどを最適化設計事項として利用することも可能である。
［実施の形態４］
本実施の形態４におけるミリ波アンテナについて、図１６〜図１７を用いて説明する。
＜実施の形態４における第１例＞
図１６は、本実施の形態４における第１例のミリ波アンテナを示す断面図である。図１６において、１はスリットであり、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、４はスロット、５はホーンアンテナ、６−１，６−２はＧＮＤ導体、７は層間導体を接続する層間ビア、１０は誘電体レンズである。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図１６に示すミリ波アンテナは、上述した図１４および図１５に示したミリ波アンテナに誘電体レンズ１０を追加した例である。本実施の形態は、これに限らず、上述した図１〜図１３などに示した他のミリ波アンテナにも適用可能である。
図１６に示すミリ波アンテナにおいて、回路基板２は、誘電率ｅ１の誘電体層と誘電率ｅ２の誘電体層とを積層した複層基板であり、誘電率ｅ２の誘電体層には層間ビア７を四角形状にアレイ化したスロット４を模擬した構造を有する。スリット１、スロット４およびホーンアンテナ５の信号入力部の導体は凹型の形状をなす。スロット４は、上述した図１４および図１５に示したように、回路基板２内にＧＮＤ導体６−１，６−２と層間ビア７により構成する。
誘電体レンズ１０は、ホーンアンテナ５の放射開口部５−２に設置し、ホーンアンテナ５内で放射状に拡散した電磁波を、伝搬方向に位相を調整するためのレンズである。所望するレンズ焦点距離により、片側凸レンズ、両面凸レンズ、片面シリンドリカルレンズを用いる。図１６では、ホーンアンテナ５の信号入力部側に凸状となる片側凸レンズを用いている。レンズ材の誘電率を増すことでレンズ曲率やレンズ焦点距離を調整可能であり、高誘電率のレンズ材を用いることでホーンアンテナ５の長さを短縮することも可能である。
＜実施の形態４における第２例＞
図１７は、本実施の形態４における第２例のミリ波アンテナを示す断面図である。図１７に示すミリ波アンテナは、上述した図１６に示したミリ波アンテナの誘電体レンズ１０を変更した例である。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図１７に示すミリ波アンテナでは、片面凸レンズと三角形のプリズムとを合成した形状、すなわち片面に凸レンズが形成され、他方の面に線形的となる傾斜状の厚みを持たせたレンズ形状の誘電体レンズ１０をホーンアンテナ５の放射開口部５−２に設置する。図１７に示すような誘電体レンズ１０を設けると、レンズ屈折率により電磁波の伝搬方向（電波放射方向）を偏向することも可能である。
［実施の形態５］
本実施の形態５におけるミリ波センサについて、図１８〜図２０を用いて説明する。本実施の形態５におけるミリ波センサは、上述した実施の形態１〜４に示したミリ波アンテナを用いたセンサである。
＜実施の形態５における第１例＞
図１８は、本実施の形態５における第１例のミリ波センサを示す斜視図である。図１８において、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、５はホーンアンテナ、２１はミリ波帯ＲＦ（Radio Frequency）回路、２２はＡＤＣ（Analog/Digital Converter）／ＤＡＣ（Digital/Analog Converter）、２３はＤＳＰ（Digital Signal Processing Unit）、２４は電源ユニット、２６は入出力端子である。図１８に示すミリ波センサにおいて、回路基板２、マイクロストリップ線路３およびホーンアンテナ５は、上述した実施の形態１〜４に示したミリ波アンテナの構成要素である。図１８に示すミリ波センサは、上述した図１２および図１３に示したミリ波アンテナを用いた例である。
図１９は、図１８のミリ波センサの回路構成図である。図１９において、２５は送受信アンテナであり、上述した実施の形態１〜４に示したミリ波アンテナに対応する。
図１８および図１９に示すミリ波センサにおいて、例えば、ミリ波帯ＲＦ回路２１で生成されたミリ波信号は、送受信アンテナ２５のマイクロストリップ線路３を経由し、ホーンアンテナ５から放射され、ターゲットとなる被測定物に到達して反射され、再度、ホーンアンテナ５により受信される。この受信されたミリ波信号には相対速度差によるドップラー信号が含まれており、ミリ波帯ＲＦ回路２１で受信波を送信波と比較することによりドップラー信号を抽出する。この抽出されたドップラー信号はＡＤＣ／ＤＡＣ２２のＡＤＣでデジタル信号に変換され、ＤＳＰ２３によりフーリエ変換し、ドップラー周波数を検出して解析することで、相対速度等の被測定物の相対動作状況を算出する。
また、ＤＳＰ２３による処理結果は、入出力端子２６を通じて出力することができる。また、入出力端子２６を通じて入力されたデジタル信号を、ＤＳＰ２３で処理し、ＡＤＣ／ＤＡＣ２２のＤＡＣでアナログ信号に変換してミリ波帯ＲＦ回路２１に伝送することも可能である。
＜実施の形態５における第２例＞
図２０は、本実施の形態５における第２例のミリ波センサを示す斜視図である。図２０において、２は回路基板、３はマイクロストリップ線路、５はホーンアンテナ、２１はミリ波帯ＲＦ回路、２２はＡＤＣ／ＤＡＣ、２３はＤＳＰ、２４は電源ユニット、２６は入出力端子、２８はミリ波帯ＲＦ回路２１を覆う蓋である。この例では、上述した例と異なる点を主に説明する。
図２０に示すミリ波センサでは、送受信間のアイソレーションを低減し、受信回路のダイナミックレンズを改善する目的で、ホーンアンテナ５を複数用い（図２０は２個の例）、送信用と受信用のアンテナを分離する。また、ホーンアンテナ５を送信用と受信用に各々２個以上用いれば、複数配置したアンテナ間の位相差をミリ波帯ＲＦ回路２１にて能動的に設けることで、放射方向走査（アクティブビームスキャン）を実現可能である。さらに、送受信共用のホーンアンテナ５を複数設け、上述した図１７に示した放射方向を任意の方向に変更する誘電体レンズを用いれば、放射方向の異なる複数のアンテナビームを実現することが可能である。
ミリ波帯ＲＦ回路２１やＡＤＣ／ＤＡＣ２２、ＤＳＰ２３などの表面実装部品は、実装コスト低減のために同一基板面に実装する。ミリ波信号は波長が短いため、ミリ波帯ＲＦ回路２１やマイクロストリップ線路３からＡＤＣ／ＤＡＣ２２、ＤＳＰ２３へミリ波信号の漏えいが発生し、センシングの誤作動を生じる。
この対策として、ミリ波帯ＲＦ回路２１およびマイクロストリップ線路３を覆う蓋２８を設ける。上述した図１８や図２０に示したように、ミリ波帯ＲＦ回路２１とマイクロストリップ線路３は回路基板２の上面に構成され、ホーンアンテナ５と回路基板２内のＧＮＤ導体６により電気的に隔離されている。上述した本実施の形態におけるミリ波アンテナの構造を用いれば、ミリ波センサ内部のミリ波信号を回路基板２と蓋２８で形成される閉空間に遮蔽することが可能となる。蓋２８は、遮蔽効果のある金属製あるいはカーボンなどの導電性樹脂により成形される。蓋２８によって生成される閉空間サイズによっては、空間共振により利用するミリ波帯域でノイズが発生する。この対策として、分子分極反応による誘電損失を利用したカーボンなどの材料や磁性損失を利用するフェライトなどを樹脂組成の一部として利用し、電波吸収特性と電波遮蔽効果とを両立する蓋２８を用いれば、射出成型の低コスト生産性と樹脂材料の軽量性を実現可能である。
［実施の形態１〜５における効果］
以上説明した実施の形態１〜５におけるミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサによれば、伝搬経路中に周波数依存性のある線路を用いないことで伝送線路の広帯域化を図ることができる。言い換えれば、帯域制限となるλ／２サイズの共振系アンテナやλ／４整合器を用いずに、広帯域化するアンテナおよびそれを用いたセンサを提供することができる。より詳細には、以下の通りである。
（１）スリット１とホーンアンテナ５との間に誘電体によるスロット４を設けることで、容量性を増加させることができる。（２）誘電率の大きな誘電体を用いてスロット４内を満たすことで、容量値を増加させることができる。（３）スロット４の伝搬方向の長さを利用周波数上限の波長の１／４未満とすることで、容量性の素子として効果的に機能させ、集中定数的な振る舞いとなるようにすることができる。（４）スロット４の矩形形状または凹型形状の長辺をホーンアンテナ５の開口部の長辺よりも長く形成することで、スリット１を形成する導体面とホーンアンテナ５の金属導体面との間にも容量性の効果を生成することができる。
（５）上記（１）〜（４）に示したスロット４による容量性成分を付加して、スロット４をスリット１とホーンアンテナ５との間のインピーダンス整合器として利用することで、金属導体の差異形状による寄生素子の合成インピーダンスをスリット１やホーンアンテナ５の特性インピーダンスに合わせることができる。この結果、スリット１やホーンアンテナ５の広帯域性を犠牲にすることなく、伝送線路間の反射特性を改善した低損失のミリ波帯のアンテナ、およびそれを用いたセンサを実現することができる。
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
例えば、上記した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
１ スリット
２ 回路基板
３ マイクロストリップ線路
４ スロット
５ ホーンアンテナ
５−１ 開口部
５−２ 放射開口部
５−３ リッジ構造
６，６−１，６−２，６−３ ＧＮＤ導体
７ 層間ビア
８ 筺体
９ ビアアレイ
１０ 誘電体レンズ
１１ 擬似導波管線路
１２ グランド付コプレーナ線路
２１ ミリ波帯ＲＦ回路
２２ ＡＤＣ／ＤＡＣ
２３ ＤＳＰ
２４ 電源ユニット
２５ 送受信アンテナ
２６ 入出力端子
２８ 蓋

Claims (12)

  1. 回路基板の第１面に形成された第１金属導体に設けたスリットと、
    第１開口部および第２開口部を設けたホーンアンテナと、
    前記スリットと前記ホーンアンテナの前記第１開口部との間に設けたスロット形状のインピーダンス整合器と、
    を有する、ミリ波アンテナ。
  2. 請求項１に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記インピーダンス整合器は、前記回路基板を構成する誘電体とは誘電率の異なる誘電体によって満たされた前記スロット形状である、ミリ波アンテナ。
  3. 請求項１に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記インピーダンス整合器は、前記スロット形状の伝搬方向の長さが利用周波数上限の波長の１／４未満である、ミリ波アンテナ。
  4. 請求項２に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記インピーダンス整合器は、前記スロット形状の矩形形状の磁界方向のサイズが前記ホーンアンテナの前記第１開口部より大きい、ミリ波アンテナ。
  5. 請求項１に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記回路基板は、前記回路基板の前記第１面とは反対側の第２面に形成された第２金属導体に、マイクロストリップ線路またはグランド付コプレーナ線路あるいは導波管線路が形成され、前記スリットに給電する伝送線路として利用される、ミリ波アンテナ。
  6. 請求項１に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記回路基板は、前記回路基板の前記第１面に形成された前記第１金属導体と、前記回路基板の前記第１面とは反対側の第２面に形成された第２金属導体と、前記第１金属導体と前記第２金属導体との間に形成された誘電体と、を多層化した多層基板であり、
    前記回路基板は、
    前記第１金属導体で形成された前記スリットおよび前記第２金属導体で形成されたマイクロストリップ線路の伝送線路と、
    前記第１金属導体と、前記第２金属導体と、前記第１金属導体および前記第２金属導体の金属導体間を接続する層間ビアと、によって形成された前記スロット形状と、
    が形成され、
    前記回路基板に前記スロット形状の前記インピーダンス整合器が内蔵されている、ミリ波アンテナ。
  7. 請求項１に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記スリットの形状、前記インピーダンス整合器の前記スロット形状および前記ホーンアンテナの前記第１開口部の形状が凹型形状であり、前記回路基板の５０Ω系特性インピーダンス伝送線路との整合性が確保されている、ミリ波アンテナ。
  8. 請求項１に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記ホーンアンテナの放射範囲を定義する開口面積を有する前記第２開口部に、誘電体レンズの誘電率または曲率にて焦点距離を制御した誘電体レンズが配置されている、ミリ波アンテナ。
  9. 請求項８に記載のミリ波アンテナにおいて、
    前記誘電体レンズは、片面に凸レンズが形成され、他方の面に線形的となる傾斜状の厚みを持たせたレンズ形状であり、電波放射方向が屈折効果で偏向される、ミリ波アンテナ。
  10. 回路基板上に、ＲＦ回路と、ＡＤＣ／ＤＡＣ、ＤＳＰおよび電源回路の少なくとも１つの電気回路とが設けられ、前記ＲＦ回路で生成された電気信号を、前記回路基板の金属導体に設けたスリットおよびインピーダンス整合器を介してホーンアンテナによって送受信し、前記電気回路にて、送受信信号の差分から検知したドップラー周波数より速度成分を算出するセンサとして機能するように構成されている、ミリ波センサ。
  11. 請求項１０に記載のミリ波センサにおいて、
    前記ドップラー周波数より算出して相対速度を計測するミリ波センサであり、前記スリット、前記インピーダンス整合器および前記ホーンアンテナからなるミリ波アンテナが複数形成され、ミリ波電気信号の送信と受信とにおいて別のミリ波アンテナが用いられることで、送受信回路間のアイソレーションが改善されている、ミリ波センサ。
  12. 請求項１０に記載のミリ波センサにおいて、
    前記スリット、前記インピーダンス整合器および前記ホーンアンテナからなるミリ波アンテナは、前記回路基板の第１面に形成された第１金属導体に設けた前記スリットと、第１開口部および第２開口部を設けた前記ホーンアンテナと、前記スリットと前記ホーンアンテナの前記第１開口部との間に設けたスロット形状の前記インピーダンス整合器と、を有する、ミリ波センサ。
JP2015257214A 2015-12-28 2015-12-28 ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ Active JP6482456B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015257214A JP6482456B2 (ja) 2015-12-28 2015-12-28 ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ
US15/775,445 US10444340B2 (en) 2015-12-28 2016-09-02 Millimeter-wave antenna and millimeter-wave sensor using the same
CN201680066337.XA CN108352616B (zh) 2015-12-28 2016-09-02 毫米波天线和使用它的毫米波传感器
DE112016004868.8T DE112016004868B4 (de) 2015-12-28 2016-09-02 Millimeterwellenantenne und diese verwendender Millimeterwellensensor
PCT/JP2016/075767 WO2017115494A1 (ja) 2015-12-28 2016-09-02 ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015257214A JP6482456B2 (ja) 2015-12-28 2015-12-28 ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2017121011A true JP2017121011A (ja) 2017-07-06
JP6482456B2 JP6482456B2 (ja) 2019-03-13

Family

ID=59225664

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015257214A Active JP6482456B2 (ja) 2015-12-28 2015-12-28 ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10444340B2 (ja)
JP (1) JP6482456B2 (ja)
CN (1) CN108352616B (ja)
DE (1) DE112016004868B4 (ja)
WO (1) WO2017115494A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200062481A (ko) * 2018-11-27 2020-06-04 한국전자통신연구원 초고주파 기반 빔포밍 안테나 및 이를 이용한 통신 방법
WO2021177391A1 (ja) * 2020-03-06 2021-09-10 株式会社デンソー 両面基板、レーダ装置、伝送部材、および伝送部材の製造方法
WO2023132034A1 (ja) * 2022-01-06 2023-07-13 日本電信電話株式会社 誘電分光センサ

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6723133B2 (ja) * 2016-10-04 2020-07-15 日立オートモティブシステムズ株式会社 アンテナ、センサ及び車載システム
JP6838250B2 (ja) * 2017-06-05 2021-03-03 日立Astemo株式会社 アンテナ、アレーアンテナ、レーダ装置及び車載システム
US11710904B2 (en) 2017-12-26 2023-07-25 Vayyar Imaging Ltd. Cavity backed antenna with in-cavity resonators
US11081801B2 (en) * 2017-12-26 2021-08-03 Vayyar Imaging Ltd. Cavity backed antenna with in-cavity resonators
US11404758B2 (en) * 2018-05-04 2022-08-02 Whirlpool Corporation In line e-probe waveguide transition
CN109066054A (zh) * 2018-08-14 2018-12-21 上海安费诺永亿通讯电子有限公司 一种毫米波天线系统以及通信装置
KR102572820B1 (ko) * 2018-11-19 2023-08-30 삼성전자 주식회사 혼 구조를 이용한 안테나 및 그것을 포함하는 전자 장치
US11946878B2 (en) * 2019-12-13 2024-04-02 University Of Manitoba Device and related method for providing unidirectional microwave propagation
CN113126173B (zh) * 2019-12-30 2022-06-03 清华大学 被动式安检设备及其接收天线单元
DE102020112787A1 (de) * 2020-01-13 2021-07-29 Infineon Technologies Ag Hochfrequenz-Vorrichtung mit Hochfrequenz-Chip und Hohlleiterstruktur
KR20210105473A (ko) * 2020-02-18 2021-08-27 현대모비스 주식회사 차량용 레이더 센서
CN112186347B (zh) * 2020-09-22 2023-01-31 北京子兆信息技术有限公司 应用于毫米波安检成像的带状线馈电喇叭天线
TWI766633B (zh) * 2020-11-18 2022-06-01 稜研科技股份有限公司 寬頻線極化天線結構
CN112436257A (zh) * 2020-11-27 2021-03-02 北京秋点科技有限公司 介质基板传输线
TWI752780B (zh) * 2020-12-31 2022-01-11 啓碁科技股份有限公司 寬波束之天線結構
EP4063805A1 (en) * 2021-03-22 2022-09-28 Rosemount Tank Radar AB Microwave transmission arrangement with encapsulation, communication and/or measurement system and radar level gauge system
JP2022153009A (ja) * 2021-03-29 2022-10-12 京セラ株式会社 電子機器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000252711A (ja) * 1999-02-24 2000-09-14 Trw Inc 導波管／マイクロストリップ結合装置
WO2001041257A1 (en) * 1999-12-01 2001-06-07 Allgon Ab Antenna device with transceiver circuitry
JP2002124822A (ja) * 2000-10-16 2002-04-26 Nec Corp レンズアンテナ装置及び無線装置
JP2009206686A (ja) * 2008-02-27 2009-09-10 Kyocera Corp 高周波線路−導波管変換器
US20140285393A1 (en) * 2013-03-22 2014-09-25 Peraso Technologies Inc. Dual-tapered microstrip-to-waveguide transition
WO2015182325A1 (ja) * 2014-05-30 2015-12-03 日立オートモティブシステムズ株式会社 アンテナ装置およびそれを用いた速度センサ

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1323419C (en) * 1988-08-03 1993-10-19 Emmanuel Rammos Planar array antenna, comprising coplanar waveguide printed feed lines cooperating with apertures in a ground plane
US5600286A (en) * 1994-09-29 1997-02-04 Hughes Electronics End-on transmission line-to-waveguide transition
DE60009962T2 (de) * 2000-10-18 2004-09-02 Nokia Corp. Hohlleiter-streifenleiter-übergang
US7193578B1 (en) * 2005-10-07 2007-03-20 Lockhead Martin Corporation Horn antenna array and methods for fabrication thereof
KR100706024B1 (ko) 2005-10-19 2007-04-12 한국전자통신연구원 밀리미터파 대역 광대역 마이크로스트립-도파관 변환 장치
JP4568235B2 (ja) * 2006-02-08 2010-10-27 株式会社デンソー 伝送路変換器
JP4648292B2 (ja) 2006-11-30 2011-03-09 日立オートモティブシステムズ株式会社 ミリ波帯送受信機及びそれを用いた車載レーダ
US7498896B2 (en) * 2007-04-27 2009-03-03 Delphi Technologies, Inc. Waveguide to microstrip line coupling apparatus
JP5050986B2 (ja) * 2008-04-30 2012-10-17 ソニー株式会社 通信システム
US8089327B2 (en) * 2009-03-09 2012-01-03 Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. Waveguide to plural microstrip transition
CN201540963U (zh) * 2009-07-01 2010-08-04 电子科技大学 一种后馈式毫米波宽带双脊喇叭天线
JP5620757B2 (ja) 2010-09-01 2014-11-05 株式会社豊田中央研究所 レーダ装置
JP5472187B2 (ja) 2011-04-06 2014-04-16 株式会社デンソー アンテナ装置
US10283832B1 (en) * 2017-12-26 2019-05-07 Vayyar Imaging Ltd. Cavity backed slot antenna with in-cavity resonators

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000252711A (ja) * 1999-02-24 2000-09-14 Trw Inc 導波管／マイクロストリップ結合装置
WO2001041257A1 (en) * 1999-12-01 2001-06-07 Allgon Ab Antenna device with transceiver circuitry
JP2002124822A (ja) * 2000-10-16 2002-04-26 Nec Corp レンズアンテナ装置及び無線装置
JP2009206686A (ja) * 2008-02-27 2009-09-10 Kyocera Corp 高周波線路−導波管変換器
US20140285393A1 (en) * 2013-03-22 2014-09-25 Peraso Technologies Inc. Dual-tapered microstrip-to-waveguide transition
WO2015182325A1 (ja) * 2014-05-30 2015-12-03 日立オートモティブシステムズ株式会社 アンテナ装置およびそれを用いた速度センサ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
電子通信学会 編, 「アンテナ工学ハンドブック」, JPN6018047520, 30 October 1980 (1980-10-30), pages 82 - 83 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200062481A (ko) * 2018-11-27 2020-06-04 한국전자통신연구원 초고주파 기반 빔포밍 안테나 및 이를 이용한 통신 방법
KR102456844B1 (ko) * 2018-11-27 2022-10-21 한국전자통신연구원 초고주파 기반 빔포밍 안테나 및 이를 이용한 통신 방법
US11509352B2 (en) 2018-11-27 2022-11-22 Electronics And Telecommunications Research Institute High frequency based beamforming antenna and communication method therefor
WO2021177391A1 (ja) * 2020-03-06 2021-09-10 株式会社デンソー 両面基板、レーダ装置、伝送部材、および伝送部材の製造方法
JP2021139779A (ja) * 2020-03-06 2021-09-16 株式会社デンソー 両面基板、レーダ装置、伝送部材、および伝送部材の製造方法
JP7294191B2 (ja) 2020-03-06 2023-06-20 株式会社デンソー 両面基板、レーダ装置、伝送部材、および伝送部材の製造方法
WO2023132034A1 (ja) * 2022-01-06 2023-07-13 日本電信電話株式会社 誘電分光センサ

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017115494A1 (ja) 2017-07-06
DE112016004868B4 (de) 2024-01-25
DE112016004868T5 (de) 2018-07-19
CN108352616A (zh) 2018-07-31
US20180267161A1 (en) 2018-09-20
CN108352616B (zh) 2020-08-11
JP6482456B2 (ja) 2019-03-13
US10444340B2 (en) 2019-10-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6482456B2 (ja) ミリ波アンテナおよびそれを用いたミリ波センサ
JP6195935B2 (ja) アンテナ要素、アンテナ要素を有する放射器、二重偏波電流ループ放射器およびフェーズドアレイアンテナ
US8089327B2 (en) Waveguide to plural microstrip transition
CN107026327B (zh) 一种半模基片集成波导漏波天线
US10333214B2 (en) Antenna radiating elements and sparse array antennas and method for producing an antenna radiating element
WO2016189573A1 (en) Wideband antenna radiating element and method for producing wideband antenna radiating element
US20200091599A1 (en) Antenna device
KR20000075673A (ko) 공명 안테나
CA3096346C (en) Array antenna apparatus and communication device
US9214729B2 (en) Antenna and array antenna
JP5423818B2 (ja) アンテナ及び通信システム
US20140062824A1 (en) Circular polarization antenna and directional antenna array having the same
WO2021106418A1 (ja) ミリ波電波センサ及びこれを備えた車両
KR101496302B1 (ko) 마이크로스트립 라인과 도파관 사이 밀리미터파 천이 방법
US8026855B2 (en) Radio apparatus and antenna thereof
US20230020224A1 (en) Antenna module
CN111244600A (zh) 天线结构及具有所述天线结构的无线通信装置
Khan et al. Substrate integrated waveguide slot-fed grid array antenna
Esquius-Morote et al. Low-profile siw horn antenna array with interconnection to mmics
WO2024075238A1 (en) Beamformer
Xu et al. Tunable phase shifter in substrate integrated waveguide
JP6590936B2 (ja) 広帯域幅および円偏波のための同軸ホーン励起法
Rana et al. Half-mode substrate integrated waveguide fed compact slot antenna
KR101775516B1 (ko) Crpa 배열 안테나
US9252078B2 (en) Semiconductor device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20180406

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20181204

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20190124

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20190205

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20190212

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6482456

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S533 Written request for registration of change of name

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250