CN108352616B - 毫米波天线和使用它的毫米波传感器 - Google Patents

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Abstract

本发明是通过在传播通路中不使用具有频率依赖性的线路而实现传输线路的宽带化的技术。毫米波天线具有在形成于电路板(2)的第一面的GND导体(6)上设置的缝隙(1)、设置有第一开口部和第二开口部的喇叭天线(5)、设置在缝隙(1)与喇叭天线(5)的第一开口部之间的槽形状(槽4)的阻抗匹配器。阻抗匹配器是由与构成电路板(2)的电介质的介电常数不同的电介质充满的槽形状。在阻抗匹配器中，槽形状的传播方向的长度不到使用频率上限的波长的1/4。在阻抗匹配器中，槽形状的矩形形状的磁场方向的尺寸大于喇叭天线(5)的第一开口部。

Description

毫米波天线和使用它的毫米波传感器
技术领域
本发明涉及发射毫米波段电磁波的毫米波天线和使用它的毫米波传感器。
背景技术
大气的特性阻抗能够根据真空的介电常数ε0、磁导率μ0大致计算，是377Ω程度。与此相对，用于高频电路的特性阻抗使用50Ω。它们的阻抗比是6倍，较大(电压驻波比VSWR＝7.5)、从50Ω的传输线路向大气的发射使用以天线长度为λ/2的偶极子天线为代表的共振系的天线系统。毫米波段中常采用的贴片元件也是导体尺寸长λ/2的利用共振的天线。
贴片天线能够在平面基板上的导体面上制造，所以易于薄型化和低成本化。毫米波段(76GHz)中的增益20dBi以上的开口面积需要5cm程度的大小，为了从在整个该面积中配置的贴片元件效率良好地发射毫米波电磁波，存在比赛对阵图(tournament)型和分支型(专利文献1)、串联馈电型(专利文献2)等各种供电电路。该供电电路为了从1个供电点实现阻抗匹配地对贴片元件分配电力，使用多个λ/4匹配器进行设计。由此，在使用贴片元件和λ/4匹配器的贴片阵列天线中，能够得到良好的反射特性的频段(以下简称使用频段)是载波频率的5％程度。
与此相对，使用波导管的喇叭天线，在高于截止频率的频率下是高通特性，所以是宽带的。但是，波导管的特性阻抗是300Ω，较高，对于与50Ω传输通路连接而言是反射系数较大的线路。作为其对策，研究了经过由贴片元件构成的共振器的微带-波导管变换器(专利文献3)和使用多个λ/4匹配器的毫米波段发送接收机(专利文献4)。这些结构中使用的贴片元件和λ/4匹配器设置在多层基板的金属导体上。在这样的变换结构中，为了实现宽带化，也采用使用多个共振频率不同的贴片元件的方法、和使用多个λ/4匹配器以特性阻抗变化量减小的方式阶段性地配置的方法，必然发生多层基板的层数多、加工成本高的问题。
喇叭天线中，存在在信号输入部设置脊结构、低阻抗化的天线。波导管结构中存在截止频率，具有高通特性的宽带的电气特性。一般制造的带有脊的喇叭天线中，传输线路输入部是同轴结构。存在因为同轴结构与脊结构的金属导体的差异而产生的寄生成分，但波长1cm以上的微波波段中相位变动小，对50Ω传输线路的影响小。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-222507号公报
专利文献2：日本特开2012-52928号公报
专利文献3：美国专利第7486156号说明书
专利文献4：日本专利第4648292号公报
发明内容
发明要解决的课题
上述专利文献3中记载的技术中，从微带线路等传输线路对喇叭天线连接时，使用缝隙作为发射元件。缝隙的开口形状是矩形，是具有截止频率的高通特性的传输线路，所以是期待宽带化的发射元件。缝隙的矩形开口部的长边尺寸因为介电常数而被波长压缩，是小型的。
另一方面，喇叭天线的矩形开口部的长边尺寸，为了使截止频率与使用频率相比充分低，需要λ/2以上的长度。为了宽带化的目的，使喇叭天线的特性阻抗接近缝隙一侧时，喇叭天线的矩形开口部的纵横比以电场方向的长度变短(电容增加)的方式形成。从而，在使缝隙与喇叭天线的开口部直接重叠的连接部，从缝隙一侧观察的阻抗表现为电容性增加的线路(低阻抗线路)，反之，如果从喇叭天线一侧观察，则是与电感性增加的线路(因开口部的长边短而高阻抗的线路)等价的电路。
这样，在使缝隙与喇叭天线直接重叠的连接部，为了实现频率特性的宽带化，而调整缝隙和喇叭天线的特性阻抗，但电介质介质彼此不同，所以在开口部的尺寸上产生差异，因为金属导体的差异形状，而产生电容成分和电感成分的寄生元件。对于该因金属导体的差异形状而产生的寄生元件，需要能够不依赖于频率地以集总参数处理。
本发明的目的在于提供一种通过在传播通路中不使用具有频率依赖性的线路而实现传输线路的宽带化的技术。
本发明的上述以及其他目的和新的特征，将通过本说明书的叙述和附图说明。
发明要解决的课题
对本申请中公开的发明中的代表性的发明的概要简单进行说明，如下所述。
一个实施方式中的毫米波天线，包括：在形成于电路板的第一面的第一金属导体上设置的缝隙；设置有第一开口部和第二开口部的喇叭天线；和设置在缝隙与喇叭天线的第一开口部之间的槽形状的阻抗匹配器。
一个实施方式中的毫米波传感器，在电路板上设置有RF电路、ADC/DAC、DSP和电源电路中的至少1个电路，经由设置在电路板的金属导体上的缝隙和阻抗匹配器用喇叭天线收发用RF电路生成的电信号，能够用作利用电路基于从发送接收信号的差检测出的多普勒频率计算速度成分的传感器。
发明效果
对于用本申请中公开的发明中的代表性的发明能够得到的效果简单进行说明，如下所述。
根据一个实施方式，通过在传播通路中不使用具有频率依赖性的线路能够实现传输线路的宽带化。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1中的第一例的毫米波天线的立体图。
图2是图1的A-A’线的毫米波天线的截面图。
图3是图1的毫米波天线的分解图。
图4是图1的毫米波天线的等价电路图。
图5是表示本发明的实施方式1中的第二例的毫米波天线的截面图。
图6是表示本发明的实施方式1中的第三例的毫米波天线的截面图。
图7是表示本发明的实施方式1中的第四例的毫米波天线的截面图。
图8是表示形成于图7的毫米波天线的槽的立体图。
图9是表示本发明的实施方式2中的第一例的毫米波天线的立体图。
图10是图9的A-A’线的毫米波天线的截面图。
图11是表示本发明的实施方式2中的第二例的毫米波天线的立体图。
图12是表示本发明的实施方式3中的第一例的毫米波天线的立体图。
图13是图12的毫米波天线的分解图。
图14是表示本发明的实施方式3中的第二例的毫米波天线的截面图。
图15是表示图14的毫米波天线中形成的槽的立体图。
图16是表示本发明的实施方式4中的第一例的毫米波天线的截面图。
图17是表示本发明的实施方式4中的第二例的毫米波天线的截面图。
图18是表示本发明的实施方式5中的第一例的毫米波传感器的立体图。
图19是图18的毫米波传感器的电路结构图。
图20是表示本发明的实施方式5中的第二例的毫米波传感器的立体图。
图21是表示相对于本发明的实施方式的比较技术中的毫米波天线的截面图。
图22是图21的毫米波天线的等价电路图。
具体实施方式
以下实施方式中，为了方便而在必要时分割为多个段或实施方式进行说明，但除了特别声明的情况外，它们不是相互无关的，而是处于一方是另一方的一部分或全部的变形例、详细内容、补充说明等的关系。
另外，以下实施方式中，在提及要素的数量等(包括个数、数值、量、范围等)的情况下，除了特别声明的情况和原理上显然限定为特定数量等情况外，都不限定于该特定数量，可以是特定数量以上或以下。
进而，以下实施方式中，其构成要素(也包括要素步骤等)除了特别声明的情况和原理上认为显然是必需的等情况外，都不是必需的。
同样，以下实施方式中，在提及构成要素等的形状、位置关系等时，除了特别声明的情况和原理上认为显然并非如此等情况外，都包括实质上与该形状等近似或类似的形状等。这一点对于上述数值和范围也是同样的。
另外，在用于说明实施方式的全部图中，对于同一部件原则上附加同一符号，省略其反复说明。另外，为了使附图易于理解，有时对于立体图和分解图等也附加阴影，并且有时对于截面图也省略阴影，进而有时在各图中部分地附加或省略阴影。
另外，以下实施方式中，为了使本发明的特征易于理解，而与相对于本实施方式的比较技术进行比较地说明。首先，说明相对于本实施方式的比较技术。
[相对于本实施方式的比较技术]
对于相对于本实施方式的比较技术中的毫米波天线，用图21进行说明。图21是表示相对于本实施方式的比较技术中的毫米波天线的截面图。
图21中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，5是喇叭天线，6是GND(接地)导体，7是将层间导体连接的层间通孔。图21所示的毫米波天线是将缝隙1与喇叭天线5直接重叠的毫米波天线，因金属导体的形状差而产生寄生成分。为了在毫米波段中采用带有脊的喇叭天线，需要减小因传输线路变换部的金属导体的差异而产生的寄生成分。76GHz波段下的自由空间中的波长是约4mm。为了将寄生成分中产生的相位差抑制在10度以下，需要使金属导体的差异成为波长的1/36以下即0.1mm以下，几乎等于金属批量加工时的最小尺寸，需要对于批量生产而言并不现实的成本。
进而，设置于由介电常数er的电介质充满的电路板上的缝隙，因为产生
Figure GDA0002305348180000061
的波长压缩，所以金属导体上设置的孔的尺寸小型化。将这些线路与带有脊的喇叭天线连接时，导体形状的差异放大，寄生成分增大。从而，连接部的结构需要进一步小型化，所以对于将缝隙与喇叭天线直接连接的毫米波天线，不能实现符合批量生产成本的匹配方法。
于是，本实施方式中，实施对于上述比较技术中存在的课题中的改进。实施了该改进的本实施方式中的技术思想在于通过在传播通路中不使用具有频率依赖性的线路而实现传输线路的宽带化。换言之，不使用作为波段限制的尺寸为λ/2的共振系天线和λ/4匹配器而提供宽带化的天线和使用它的传感器。
作为用于实现本实施方式中的技术思想的方案，在作为发射元件的缝隙与喇叭天线之间设置由电介质构成的槽。槽是长方体的槽形状，截面形状是矩形形状(长方形)，关于该矩形的纵横比，为了增加电容性而使长边方向(磁场方向)的长度形成为与缝隙相比充分长。或者，槽是凹形柱(凹形形状的柱状)的槽形状，截面形状是凹形形状，关于该凹形的纵横比，为了增加电容性而使长边方向(磁场方向)的长度形成为与缝隙相比充分长。另外，使用介电常数大的电介质充满槽内也具有增加电容值的效果。另外，如果使槽的长边形成为比喇叭天线的开口部的长边长，则在形成缝隙的导体面与喇叭天线的金属导体面之间也能够产生电容性的效应。另外，关于槽的传播方向的长度，为了有效地发挥作为电容性元件的功能，设为不足表现为集总参数性质的使用频段上限的波长的1/4。
作为用这些方案实现的效果，由形成缝隙的导体面、用电介质构成的槽、和喇叭天线的金属导体的构成要素，形成后述图4所示的作为π型LC电路的阻抗匹配器。由此，通过附加抵消后述图22所示的电感性的高阻抗的电容性成分，能够使阻抗匹配器的特性阻抗以接近作为判断指数的电压驻波比VSWR＝1的方式，接近缝隙和喇叭天线的值。从而，无需牺牲缝隙和喇叭天线的宽带性，就能够实现改善了传输线路之间的反射特性的低损失的毫米波段的天线和使用它的传感器。
以下，对于上述本实施方式中的技术思想、用于实现它的方案、用该方案实现的效果等，参考附图进行说明。
[实施方式1]
对于本实施方式1中的毫米波天线，用图1～图8进行说明。
＜实施方式1中的第一例＞
图1是表示本实施方式1中的第一例的毫米波天线的立体图。图2是图1的A-A’线的毫米波天线的截面图。图3是图1的毫米波天线的分解图。图1～图3中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6是GND(接地)导体，7是将层间导体连接的层间通孔。该毫米波天线中，电场方向、磁场方向、传播方向如图1所示。电场方向是图1中从左上向右下的方向，磁场方向是与电场方向正交的方向(图1中从右上向左下的方向)，传播方向是与电场方向和磁场方向正交的方向(图1中从上向下的方向)。
该毫米波天线中，微带线路3在电路板2的顶面形成，GND导体6在电路板2的底面形成，GND导体6起到微带线路3的GND电极的作用。电路板2是将微带线路3和GND导体6的金属导体、和在该金属导体之间形成的电介质多层化而成的多层基板。微带线路3的末端跨缝隙1地经由层间通孔7与GND导体6连接。缝隙1是在GND导体6中设置的矩形状的孔。该矩形状的孔由长方形构成，磁场方向是长边，电场方向是短边。微带线路3与GND导体6之间的电磁波以TEM模式传播，通过对缝隙1的长边之间施加而被作为TE01模式的电磁波发射。在通过毫米波天线的电磁波的使用波段中，设频率下限为f1，频率上限为f2。为了使缝隙1的截止频率在f1以下，将孔的长边设为因电路板2的介电常数e1而波长压缩的长度
Figure GDA0002305348180000071
以上。
喇叭天线5使从缝隙1发射的TE01模式的电磁波对空间发射。喇叭天线5具有用于定义天线增益和发射方向的要求的矩形状(长方形，磁场方向是长边，电场方向是短边)的开口面积形成的发射开口部5-2，具有由导体面构成的波导管形成的锥形的形状。接近缝隙1的喇叭天线5的信号输入部是具有矩形状(长方形，磁场方向是长边，电场方向是短边)的开口部5-1的波导管形状，因为是对空间发射的天线，所以其长边是根据波长压缩
Figure GDA0002305348180000081
(介电常数1)求出的管内波长λ1/2以上的长度。
电路板2上设置的缝隙1和喇叭天线5的矩形状的长边的长度，因为作为媒介的电介质而产生
Figure GDA0002305348180000082
倍的相对比。电路板2中使用的电介质是介电常数4的玻璃环氧树脂的情况下，导体长边的长度的相对比是约2倍，较大。上述的图21所示的比较技术中的将缝隙1与喇叭天线5直接连接的毫米波天线中，导体的长边尺寸不同的缝隙1与喇叭天线5相接的情况下，从缝隙1一侧观察的喇叭天线5被视为低阻抗的传输线路，从喇叭天线5一侧观察的缝隙1被视为高阻抗的传输线路，导体不连续面成为图22所示的等价电路。
图22是图21的毫米波天线的等价电路图。图22中，在缝隙1与喇叭天线5之间，生成寄生电感31和寄生电容32，寄生电感31在缝隙1与喇叭天线5之间产生，寄生电容32在缝隙1一侧与GND电位之间产生。
与此相对，图1～图3所示的毫米波天线中，将槽4配置在缝隙1与喇叭天线5之间。槽4是长方体的槽形状。通过在毫米波天线中追加槽4，成为如图4所示的等价电路。图4是图1～图3所示的毫米波天线的等价电路图。如图4的等价电路所示，由寄生电感31和寄生电容32和槽4产生的电容成分形成π型的等价电路。用槽4产生的电容成分抵消寄生电感产生的高阻抗成分，使等价电路的阻抗接近缝隙1和喇叭天线5的线路特性阻抗，由此抑制线路之间的电压驻波比。即，使特性阻抗接近作为判断指数的电压驻波比VSWR＝1。
关于槽4的传播方向的长度，为了使图4所示的等价电路可以视为集总参数电路，而优选槽4的传播相位旋转量不足90°(相对于毫米波天线的频率上限f2的波长λ2)。即，图3所示的槽4的传播方向的长度L3不足使用频率上限f2的波长λ2的1/4。另外，图1～图3所示的槽4通过设置为比喇叭天线5的信号输入部的导体内面更大而能够增加电容成分。特别是，通过扩大槽4内的磁场方向的尺寸，能够更加有效地增加电容成分。即，图3所示的槽4的磁场方向的长度L1比喇叭天线5的开口部5-1的磁场方向的长度L11长。另外，图3所示的槽4的例子中，槽4的电场方向的长度L2也比喇叭天线5的开口部5-1的电场方向的长度L12长。另外，槽4的电场方向的长度，为了增加电容成分而优选为缝隙1的短边的长度以下。进而，用介电常数e2的电介质充满槽4时，能够将电容成分增加至e2倍。槽4中的电容成分值是对于寄生元件的修正系数，是用于优化槽4的槽形状(长方体)中的截面矩形尺寸、长度(传播方向)、介电常数e2的设计事项。
在按特定的特性阻抗设计上述缝隙1和上述喇叭天线5的信号输入部的传输通路中，如果经由用介电常数e2的电介质充满的槽4连接，则包括截面导体的不连续部，能够减小特性阻抗差，抑制传输通路之间的电压驻波比。从而，通过将槽4用作缝隙1与喇叭天线5之间的阻抗匹配器，能够在包括电路板2的毫米波天线中宽带地使用使用波段。
＜实施方式1中的第二例＞
图5是表示本实施方式1中的第二例的毫米波天线的截面图。图5中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔，8是壳体。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图5所示的毫米波天线，在壳体8上设置槽形状的孔，形成用介电常数e2的电介质充满的槽4。在上述电路板2上，为了实现要求的电路动作而搭载半导体部件和被动部件、连接器等各种电路部件。基板温度因电路板2中的发热和工作环境而变化的情况下，电路板2的一部分或整体膨胀而发生弯曲。通过将电路板2和喇叭天线5固定在壳体8上，能够抑制热应力引起的与槽4的位置偏差和分离，形成机械上稳定的毫米波天线。
＜实施方式1中的第三例＞
图6是表示本实施方式1中的第三例的毫米波天线的截面图。图6中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图6所示的毫米波天线，使图5所示的壳体8与喇叭天线5一体化，在喇叭天线5的信号输入部设置槽形状的孔，形成用介电常数e2的电介质充满的槽4。通过将电路板2固定在喇叭天线5上，能够抑制与槽4的位置偏差和分离，形成机械上稳定的毫米波天线。
＜实施方式1中的第四例＞
图7是表示本实施方式1中的第四例的毫米波天线的截面图。图7中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6-1、6-2是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图7所示的毫米波天线中，电路板2是将介电常数e1的电介质层(微带线路3一侧)与介电常数e2的电介质层(喇叭天线5一侧)叠层而成的多层基板，在介电常数e2的电介质层中具有将层间通孔7长方形状地阵列化的模拟槽4的结构。
图8是表示在电路板2的介电常数e2的电介质层中用层间通孔7形成的槽4的立体图。GND导体6由形成缝隙1的GND导体6-1、和与喇叭天线5的信号输入部相接的GND导体6-2构成，用使GND导体6-1、6-2的电位共用的层间通孔7连接。长方形地阵列化的层间通孔7(以下记作通孔阵列9)配置在缝隙1的孔的更外侧，由此通孔阵列9的内侧的介电常数e2的电介质层实现与上述图1等所示的槽4同等的功能。介电常数e2的电介质层的厚度是槽4的长度(传播方向)，通孔阵列9的通孔内面距离与槽4的截面矩形尺寸等价，介电常数e2的电介质层的层厚、通孔阵列9的内面距离的纵横尺寸是上述图4的等价电路所示的电容成分值的设计事项。另外，关于GND导体6-1上设置的缝隙1的开口尺寸、喇叭天线5的信号输入部的开口尺寸，因为电容值根据与通孔阵列9的相对差而变动，所以也能够将缝隙1的开口尺寸等用作优化设计事项。
[实施方式2]
对于本实施方式2中的毫米波天线，用图9～图11进行说明。
＜实施方式2中的第一例＞
图9是表示本实施方式2中的第一例的毫米波天线的立体图。图10是图9的A-A’线的毫米波天线的截面图。图9和图10中，1是缝隙，2是电路板，11是伪波导管线路，4是槽，5是喇叭天线，6-1、6-3是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图9和图10所示的毫米波天线中，伪波导管线路11在电路板2中形成，是对于用层间通孔7连接的在电路板2的上下导体面形成的GND导体6-3、6-1之间传播的电磁波，用在传播方向的磁场方向上配置的层间通孔7之间的距离d定义了截止频率的波导管线路。缝隙1是在电路板2的底面一侧的GND导体6-1上设置的矩形孔。缝隙1的孔的长边、和伪波导管线路11的通孔间距离为了使截止频率在f1以下而设为因电路板2的介电常数e1而波长压缩的长度
Figure GDA0002305348180000111
以上。
喇叭天线5具有用于定义天线增益和发射方向的要求的矩形的开口面积形成的发射开口部5-2，具有由导体面构成的波导管形成的锥形的形状。接近缝隙1的喇叭天线5的信号输入部是具有矩形状的开口部5-1的波导管形状，因为是对空间发射的天线，所以其长边是根据波长压缩
Figure GDA0002305348180000113
(介电常数1)求出的管内波长λ1/2以上的长度。为了抑制伪波导管线路11与缝隙1的连接部的反射特性而使特性阻抗一致时，因为是由介电常数e1的电介质定义的线路，所以缝隙1的短边与介电常数e1的电介质的厚度必然是近似的长度。使用图9和图10所示的伪波导管线路11的毫米波天线中，电路板2中设置的缝隙1与喇叭天线5的矩形状的长边的长度，也因作为媒介的电介质而产生
Figure GDA0002305348180000112
倍的相对比。从而，导体不连续面成为如上述图22所示的等价电路。
但是，图9和图10所示的毫米波天线中，将槽4配置在缝隙1与喇叭天线5之间。通过在毫米波天线中追加槽4，如上述图4的等价电路所示，由寄生电感31和寄生电容32和槽4产生的电容成分形成π型的等价电路。用槽4产生的电容成分抵消寄生电感产生的高阻抗成分，使等价电路的阻抗接近缝隙1和喇叭天线5的线路特性阻抗，由此抑制线路之间的电压驻波比。
关于槽4的传播方向的长度，为了使上述图4所示的等价电路可以视为集总参数电路，而优选槽4的传播相位旋转量不足90°。另外，图9和图10所示的槽4通过设置为比喇叭天线5的信号输入部的导体内面大而能够增加电容成分。特别是，通过扩大槽4内的磁场方向的尺寸，能够更加有效地增加电容成分。另外，槽4的电场方向的长度，为了增加电容成分而优选为缝隙1的短边的长度以下。进而，用介电常数e2的电介质充满槽4时，能够将电容成分增加至e2倍。槽4中的电容成分值是对于寄生元件的修正系数，是用于优化槽4的槽形状(长方体)中的截面矩形尺寸、长度(传播方向)、介电常数e2的设计事项。
在按特定的特性阻抗设计的上述缝隙1和上述喇叭天线5的信号输入部的传输通路中，如果经由用介电常数e2的电介质充满的槽4连接，则包括截面导体的不连续部，能够减小特性阻抗差，抑制传输通路之间的电压驻波比，能够在包括电路板2的毫米波天线中宽带地使用使用波段。
＜实施方式2中的第二例＞
图11是表示本实施方式2中的第二例的毫米波天线的立体图。图11中，1是缝隙，2是电路板，12是带接地的共面线路，4是槽，5是喇叭天线，6-1、6-3是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图11所示的毫米波天线中，带接地的共面线路12在电路板2的顶面形成，GND导体6-1在电路板2的底面形成，GND导体6-1起到带接地的共面线路12的GND电极的作用。带接地的共面线路12的末端与用层间通孔7和电路板2的底面的GND导体6-1连接的电路板2的顶面的GND导体6-3连接。缝隙1是在GND导体6-1中设置的矩形状的孔。带接地的共面线路12与GND导体6-1之间的电磁波主要以TEM模式传播，通过对缝隙1的长边之间施加而被作为TE01模式的电磁波发射。在通过毫米波天线的电磁波的使用波段中，为了使缝隙1的截止频率在f1以下，将孔的长边设为因电路板2的介电常数e1而波长压缩的长度
Figure GDA0002305348180000121
以上。
图11的使用带接地的共面线路12的毫米波天线中，槽4也配置在缝隙1与喇叭天线5之间。通过在毫米波天线中追加槽4，如上述图4的等价电路所示，由寄生电感31和寄生电容32和槽4产生的电容成分形成π型的等价电路。
在按特定的特性阻抗设计上述缝隙1和上述喇叭天线5的信号输入部的传输通路中，如果经由用介电常数e2的电介质充满的槽4连接，则包括截面导体的不连续部，能够减小特性阻抗差，抑制传输通路之间的电压驻波比，能够在包括电路板2的毫米波天线中宽带地使用使用波段。
[实施方式3]
对于本实施方式3中的毫米波天线，用图12～图15进行说明。
＜实施方式3中的第一例＞
图12是表示本实施方式3中的第一例的毫米波天线的立体图。图13是图12的毫米波天线的分解图。图12和图13中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔。本例中主要说明与上述例子的不同点。
图12和图13所示的毫米波天线中，微带线路3在电路板2的顶面形成，GND导体6在电路板2的底面形成，GND导体6起到微带线路3的GND电极的作用。微带线路3的末端跨缝隙1地经由层间通孔7与GND导体6连接。缝隙1是在GND导体6中设置的凹形形状的孔。微带线路3与GND导体6之间的电磁波以TEM模式传播，通过对缝隙1的长边之间施加而被作为TE01模式的电磁波发射。在通过毫米波天线的电磁波的使用波段中，设频率下限为f1，频率上限为f2。为了使缝隙1的截止频率在f1以下，将孔的长边设为因电路板2的介电常数e1而波长压缩的长度
Figure GDA0002305348180000131
以上。在电路板2上设置的微带线路3的特性阻抗是50Ω等情况下，通过使缝隙1的孔形状成为凹形，能够维持缝隙1的截止频率，同时有效地降低特性阻抗。
喇叭天线5具有用于定义天线增益和发射方向的要求的凹形的开口面积形成的发射开口部5-2，具有由导体面构成的波导管形成的锥形的形状。接近缝隙1的喇叭天线5的信号输入部是具有凹形的开口部5-1的波导管形状，因为是对空间发射的天线，所以其长边是根据波长压缩
Figure GDA0002305348180000132
(介电常数1)求出的管内波长λ1/2以上的长度。喇叭天线5的信号输入部也通过加工为凹形的脊结构5-3，而能够维持截止频率，同时有效地降低特性阻抗。关于与大气的空间阻抗的匹配性，在加工为锥形的波导管中，通过使脊状的突起逐渐变短接近波导管内面而进行喇叭天线5内的阻抗变换。喇叭天线5需要能够获得要求的发射指向性的有限的开口面积，因为喇叭天线5的长度自身是波长λ1的5倍以上，较长，所以即使设置脊状的突起，喇叭天线5的长度也不会延长。
图12和图13所示的毫米波天线中，电路板2上设置的缝隙1与喇叭天线5的凹形形状的长边的长度，也因作为媒介的电介质而产生
Figure GDA0002305348180000141
倍的相对比。从而，导体的长边尺寸不同的缝隙1与喇叭天线5相接的情况下，从缝隙1一侧观察的喇叭天线5被视为低阻抗的传输线路，从喇叭天线5一侧观察的缝隙1被视为高阻抗的传输线路，导体不连续面成为上述的图22所示的等价电路。在缝隙1与喇叭天线5之间，产生寄生电感31和寄生电容32，寄生电感31在缝隙1与喇叭天线5之间产生，寄生电容32在缝隙1一侧与GND电位之间产生。
但是，图12和图13所示的毫米波天线中，通过在缝隙1与喇叭天线5之间追加槽4，如上述图4的等价电路所示，由寄生电感31和寄生电容32和槽4产生的电容成分形成π型的等价电路。槽4的传播方向的截面也为了不产生电磁波强度的急剧变化而成为凹形。即，槽4是凹形柱(凹形形状的柱状)的槽形状，截面形状是凹形形状。用槽4产生的电容成分抵消寄生电感产生的高阻抗成分，使等价电路的阻抗接近凹形的缝隙1和带有脊的喇叭天线5的线路特性阻抗，由此抑制线路之间的电压驻波比。
关于槽4的传播方向的长度，为了使上述图4所示的等价电路可以视为集总参数电路，而优选槽4的传播相位旋转量不足90°(相对于毫米波天线的频率上限f2的波长λ2)。另外，图12和图13所示的槽4的尺寸通过设置为比喇叭天线5的信号输入部的导体内面大而能够增加电容成分。特别是，通过扩大槽4内的磁场方向的尺寸，能够更加有效地增加电容成分。另外，槽4的电场方向的长度，为了增加电容成分而优选为缝隙1的短边的长度以下。进而，用介电常数e2的电介质充满槽4时，能够用介电常数的电容增加效果实现使上述图4的等价电路成立的电容成分，能够使槽4的凹形的突起比缝隙1的凹形的突起的长度短。槽4中的电容成分值是对于寄生元件的修正系数，是用于优化槽4的截面凹形尺寸、电磁波传播方向的长度、凹形的突起的长度和宽度、介电常数e2的设计事项。
在按特定的特性阻抗设计上述缝隙1和上述喇叭天线5的信号输入部的传输通路中，如果经由用介电常数e2的电介质充满的凹形的槽4连接，则包括截面导体的不连续部，能够减小特性阻抗差，抑制传输通路之间的电压驻波比，能够在包括电路板2的毫米波天线中宽带地使用使用波段。
＜实施方式3中的第二例＞
图14是表示本实施方式3中的第二例的毫米波天线的截面图。图14中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6-1、6-2是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图14所示的毫米波天线中，电路板2是将介电常数e1的电介质层与介电常数e2的电介质层叠层而成的多层基板，在介电常数e2的电介质层中具有将层间通孔7长方形地阵列化的模拟槽4的结构。缝隙1、槽4和喇叭天线5的信号输入部的导体成凹形的形状。
图15是表示在电路板2的介电常数e2的电介质层中用层间通孔7形成的具有凹形的孔的槽4的立体图。GND导体6由形成缝隙1的GND导体6-1、和与喇叭天线5的信号输入部相接的GND导体6-2构成，用使GND导体6-1、6-2的电位共用化的层间通孔7连接。凹形状地阵列化的层间通孔7(通孔阵列9)配置在缝隙1的孔的更外侧，由此通孔阵列9的内侧的介电常数e2的电介质层实现与上述图1等所示的槽4同等的功能。介电常数e2的电介质层的厚度是槽4的长度，通孔阵列9的通孔内面距离与槽4的凹形尺寸等价，介电常数e2的电介质层的层厚、通孔阵列9的内面距离的纵横尺寸是上述图4的等价电路所示的电容成分值的设计事项。另外，关于GND导体6-1上设置的缝隙1的开口尺寸、喇叭天线5的信号输入部的开口尺寸，因为电容值根据与通孔阵列9的相对差而变动，所以也能够将缝隙1的开口尺寸等用作优化设计事项。
[实施方式4]
对于本实施方式4中的毫米波天线，用图16～图17进行说明。
＜实施方式4中的第一例＞
图16是表示本实施方式4中的第一例的毫米波天线的截面图。图16中，1是缝隙，2是电路板，3是微带线路，4是槽，5是喇叭天线，6-1、6-2是GND导体，7是将层间导体连接的层间通孔，10是电介质透镜。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图16所示的毫米波天线是对于上述图14和图15所示的毫米波天线追加了电介质透镜10的例子。本实施方式不限于此，也能够应用于上述图1～图13等所示的其他毫米波天线。
图16所示的毫米波天线中，电路板2是将介电常数e1的电介质层与介电常数e2的电介质层叠层而成的多层基板，在介电常数e2的电介质层中具有将层间通孔7长方形地阵列化的模拟槽4的结构。缝隙1、槽4和喇叭天线5的信号输入部的导体成凹形的形状。槽4如上述图14和图15所示，在电路板2内由GND导体6-1、6-2和层间通孔7构成。
电介质透镜10设置在喇叭天线5的发射开口部5-2，是用于对在喇叭天线5内辐射状地扩散的电磁波在传播方向上调整相位的透镜。取决于要求的透镜焦距，使用单侧凸透镜、双面凸透镜、单面柱面透镜。图16中，使用了在喇叭天线5的信号输入部一侧成凸状的单侧凸透镜。通过增加透镜材料的介电常数能够调整透镜曲率和透镜焦距，通过使用介电常数高的透镜材料也能够缩短喇叭天线5的长度。
＜实施方式4中的第二例＞
图17是表示本实施方式4中的第二例的毫米波天线的截面图。图17所示的毫米波天线是变更了上述图16所示的毫米波天线的电介质透镜10的例子。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图17所示的毫米波天线中，在喇叭天线5的发射开口部5-2设置将单面凸透镜与三角形的棱镜合成的形状、即在一面形成凸透镜、在另一面具有线性倾斜形状的厚度的透镜形状的电介质透镜10。设置如图17所示的电介质透镜10时，也能够用透镜折射率使电磁波的传播方向(电磁波发射方向)偏转。
[实施方式5]
对于本实施方式5中的毫米波传感器，用图18～图20进行说明。本实施方式5中的毫米波传感器是使用了上述实施方式1～4所示的毫米波天线的传感器。
＜实施方式5中的第一例＞
图18是表示本实施方式5中的第一例的毫米波传感器的立体图。图18中，2是电路板，3是微带线路，5是喇叭天线，21是毫米波段RF(Radio Frequency：射频)电路，22是ADC(Analog/Digital Converter：模/数转换器)/DAC(Digital/Analog Converter：数/模转换器)，23是DSP(Digital Signal Processing Unit：数字信号处理单元)，24是电源单元，26是输入输出端子。图18所示的毫米波传感器中，电路板2、微带线路3和喇叭天线5是上述实施方式1～4所示的毫米波天线的构成要素。图18所示的毫米波传感器是使用了上述图12和图13所示的毫米波天线的例子。
图19是图18的毫米波传感器的电路结构图。图19中，25是发送接收天线，对应于上述实施方式1～4所示的毫米波天线。
图18和图19所示的毫米波传感器中，例如，用毫米波段RF电路21生成的毫米波信号，经由发送接收天线25的微带线路3，从喇叭天线5发射，到达作为目标的被测定物并反射，再次被喇叭天线5接收。该接收到的毫米波信号中包括相对速度差引起的多普勒信号，通过用毫米波段RF电路21对接收波与发送波进行比较而提取多普勒信号。该提取出的多普勒信号被ADC/DAC22的ADC变换为数字信号，用DSP23进行傅立叶变换，检测并分析多普勒频率，由此计算出相对速度等被测定物的相对动作状况。
另外，用DSP23得到的处理结果，能够通过输入输出端子26输出。另外，对于通过输入输出端子26输入的数字信号，也能够用DSP23处理，用ADC/DAC22的DAC变换为模拟信号并对毫米波段RF21传输。
＜实施方式5中的第二例＞
图20是表示本实施方式5中的第二例的毫米波传感器的立体图。图20中，2是电路板，3是微带线路，5是喇叭天线，21是毫米波段RF电路，22是ADC/DAC，23是DSP，24是电源单元，26是输入输出端子，28是覆盖毫米波段RF电路21的盖。本例中，主要说明与上述例子的不同点。
图20所示的毫米波传感器中，为了降低发送接收之间的隔离度、改善接收电路的动态范围的目的，而使用多个喇叭天线5(图20是2个的例子)，使发送用与接收用的天线分离。另外，如果对于发送用和接收用分别使用2个以上喇叭天线5，则通过用毫米波段RF电路21主动地设置配置了多个的天线之间的相位差，能够实现发射方向扫描(主动波束扫描)。进而，如果设置多个发送接收共用的喇叭天线5，使用上述图17所示的将发射方向变更为任意方向的电介质透镜，则能够实现发射方向不同的多个天线波束。
毫米波段RF电路21和ADC/DAC22、DSP23等表面安装部件，为了降低安装成本而安装在同一基板面上。毫米波信号波长较短，所以从毫米波段RF电路21和微带线路3向ADC/DAC22、DSP23发生毫米波信号泄漏，发生传感的误动作。
作为其对策，设置覆盖毫米波段RF电路21和微带线路3的盖28。如上述图18和图20所示，毫米波段RF电路21和微带线路3在电路板2的顶面构成，通过电路板2内的GND导体6与喇叭天线5电隔离。如果使用上述本实施方式中的毫米波天线的结构，则能够将毫米波传感器内部的毫米波信号屏蔽在由电路板2与盖28形成的闭空间中。盖28由具有屏蔽效果的金属制或碳等导电性树脂形成。取决于由盖28生成的闭空间尺寸，因空间共振而在使用的毫米波段中发生噪声。作为其对策，如果将利用了分子极化反应引起的介电损失的碳等材料和利用磁性损失的铁氧体等用作树脂组成的一部分，使用兼顾电磁波吸收特性和电磁波屏蔽效果的盖28，则能够实现注塑成型的低成本生产性和树脂材料的轻量性。
[实施方式1～5中的效果]
根据以上说明的实施方式1～5中的毫米波天线和使用它的毫米波传感器，能够通过在传播通路中不使用具有频率依赖性的线路而实现传输线路的宽带化。换言之，不使用作为波段限制的尺寸为λ/2的共振系天线和λ/4匹配器地，提供宽带化的天线和使用它的传感器。具体而言，如下所述。
(1)通过在缝隙1与喇叭天线5之间设置电介质形成的槽4，能够增加电容性。(2)通过用介电常数大的电介质充满槽4内，能够增加电容值。(3)通过使槽4的传播方向的长度不足使用频率上限的波长的1/4，能够有效地起到电容性元件的作用，表现为集总参数性质。(4)通过使槽4的矩形形状或凹形形状的长边形成为比喇叭天线5的开口部的长边更长，在形成缝隙1的导体面与喇叭天线5的金属导体面之间也能够生成电容性的效果。
(5)通过附加上述(1)～(4)所示的槽4形成的电容性成分，将槽4用作缝隙1与喇叭天线5之间的阻抗匹配器，能够使金属导体的差异形状引起的寄生元件的合成阻抗与缝隙1和喇叭天线5的特性阻抗一致。结果，无需牺牲缝隙1和喇叭天线5的宽带性，就能够实现改善了传输线路之间的反射特性的低损失的毫米波段的天线和使用它的传感器。
以上，对于本发明人得出的发明基于其实施方式进行了具体说明，但本发明不限定于上述实施方式，能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。
例如，上述实施方式是为了易于理解地说明本发明而详细说明的，并不限定于必须具备说明的全部结构。另外，能够将某个实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，也能够在某个实施方式的结构上添加其他实施方式的结构。另外，对于各实施方式的结构的一部分，能够追加、删除、置换其他结构。
符号说明
1 缝隙
2 电路板
3 微带线路
4 槽
5 喇叭天线
5-1 开口部
5-2 发射开口部
5-3 脊结构
6，6-1，6-2，6-3 GND导体
7 层间通孔
8 壳体
9 通孔阵列
10 电介质透镜
11 伪波导管线路
12 带接地的共面线路
21 毫米波段RF电路
22 ADC/DAC
23 DSP
24 电源单元
25 发送接收天线
26 输入输出端子
28 盖。

Claims (11)

1.一种毫米波天线，其特征在于，包括：
设于第一金属导体的缝隙，所述第一金属导体形成在电路板的第一面上；
设置有第一开口部和第二开口部的喇叭天线；和
作为设置在所述缝隙与所述喇叭天线的所述第一开口部之间的长方体的槽的阻抗匹配器，
在所述电路板中，在形成于所述电路板的与所述第一面相反一侧的第二面上的第二金属导体上，形成有微带线路或带接地的共面线路或波导管线路，用作对所述缝隙供电的传输线路，
在所述电路板中还形成有将所述第一金属导体与所述第二金属导体的金属导体之间连接的层间通孔。
2.如权利要求1所述的毫米波天线，其特征在于：
所述阻抗匹配器是充满与构成所述电路板的电介质的介电常数不同的电介质的所述槽。
3.如权利要求1所述的毫米波天线，其特征在于：
所述阻抗匹配器的所述槽的传播方向的长度不到使用频率上限的波长的1/4。
4.如权利要求2所述的毫米波天线，其特征在于：
所述阻抗匹配器的所述槽的矩形形状的磁场方向的尺寸大于所述喇叭天线的所述第一开口部。
5.如权利要求1所述的毫米波天线，其特征在于：
所述电路板是将所述第一金属导体、所述第二金属导体和形成在所述第一金属导体与所述第二金属导体之间的电介质多层化而成的多层基板，
所述电路板形成有：
由所述第一金属导体形成的所述缝隙和由所述第二金属导体形成的微带线路的传输线路；和
由所述第一金属导体、所述第二金属导体和所述层间通孔形成的所述槽，
作为所述槽的所述阻抗匹配器内置于所述电路板。
6.如权利要求1所述的毫米波天线，其特征在于：
所述缝隙的形状、所述阻抗匹配器的所述槽的形状和所述喇叭天线的所述第一开口部的形状是凹形形状，确保了与所述电路板的50Ω特性阻抗传输线路的匹配性。
7.如权利要求1所述的毫米波天线，其特征在于：
在具有用来定义所述喇叭天线的发射范围的开口面积的所述第二开口部，配置有用电介质透镜的介电常数或曲率控制焦距的电介质透镜。
8.如权利要求7所述的毫米波天线，其特征在于：
所述电介质透镜为在一面形成凸透镜、在另一面具有线性倾斜形状的厚度的透镜形状，电磁波发射方向因折射效果而偏转。
9.一种毫米波传感器，其特征在于：
在电路板上设置有RF电路以及ADC/DAC、DSP和电源电路中的至少1个电路，经由设置在所述电路板的金属导体上的缝隙和阻抗匹配器用喇叭天线收发由所述RF电路生成的电信号，能够用作利用所述电路基于从收发信号的差检测出的多普勒频率计算速度成分的传感器。
10.如权利要求9所述的毫米波传感器，其特征在于：
其是基于所述多普勒频率进行计算而测量相对速度的毫米波传感器，形成多个由所述缝隙、所述阻抗匹配器和所述喇叭天线构成的毫米波天线，在毫米波电信号的发送和接收中使用不同的毫米波天线来改善收发电路之间的隔离度。
11.如权利要求9所述的毫米波传感器，其特征在于：
由所述缝隙、所述阻抗匹配器和所述喇叭天线构成的毫米波天线，具有设置在形成于所述电路板的第一面的第一金属导体上的所述缝隙、设置有第一开口部和第二开口部的所述喇叭天线、和作为设置在所述缝隙与所述喇叭天线的所述第一开口部之间的长方体的槽的所述阻抗匹配器。
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