DE60208294T2

DE60208294T2 - Übergangsstruktur zwischen einer Übertragungsleitung und einem Hohlleiter

Info

Publication number: DE60208294T2
Application number: DE60208294T
Authority: DE
Inventors: Debasis Hachioji Dawn; Edmar Camargo; Yoji Kawasaki-shi Ohashi
Original assignee: Fujitsu Ltd; Sumitomo Electric Device Innovations Inc; Eudyna Devices USA Inc
Current assignee: Fujitsu Ltd; Sumitomo Electric Device Innovations Inc
Priority date: 2001-10-11
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2006-08-31
Anticipated expiration: 2022-10-01
Also published as: US20030076188A1; DE60208294D1; JP2003163513A; EP1304762B1; US6822528B2; JP4184747B2; EP1304762A3; EP1304762A2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kopplungsstrukturen, welche elektrische Signale von einem Übertragungsmedium zu einem anderen konvertieren, und insbesondere auf Kopplungsstrukturen, welche elektrische Signale von ebenen Übertragungsleitungen zu Hohlleitern konvertieren.
Wie es in der Technik bekannt ist, können elektrische Signale durch etliche Übertragungsmedien übertragen werden, einschließlich elektrischer Spuren auf Leiterplatten (z.B. Übertragungsleitungen), Hohlleitern und Freiraum. In vielen Anwendungen werden ein oder mehrere elektrische Signale von einem Übertragungsmedium zu einem anderen konvertiert. Strukturen, welche Signale von einem Medium zu einem anderen konvertieren, werden Kopplungsstrukturen genannt. Solche Strukturen zum Koppeln von Leiterplattenspuren an Hohlleiter sind zunehmend gängig geworden aufgrund ihrer wachsenden Anwendungen im Bereich von preiswerten Baugruppen für monolithisch integrierte Mikrowellenschaltungen (MMICs, monolithic microwave integrated circuits), insbesondere für MMICs, welche Signale in den Mikrowellen-Frequenzbändern verarbeiten.
In den meisten der Leiterplatte-zu-Hohlleiter Kopplungsstrukturen des Standes der Technik wird ein Metallhohlraum oder ein Metallkurzschluss auf einer verschiedenen Ebene verwendet, um Impedanzanpassung zu dem Hohlleiter zu erreichen und um Rückstreuung von dem Hohlleiter zu vermeiden. In einigen Fällen bestimmt der Abstand des Ruhemetallkurzschlusses von der ebenen Schaltung die Betriebsfrequenz, welcher nicht immer wünschenswert ist. Anstelle einen Ruhemetallkurzschluss zu verwenden, verwenden andere Strukturen des Standes der Technik eine viertel-Wellenlänge lange dielektrische Platte, die in den Hohlleiter eingebracht ist, um eine bessere Impedanzanpassung zu erreichen.
Solch eine dielektrische Platte kann einen Metallpatch besitzen, der auf einer ihrer Oberflächen angeordnet ist, oder sie kann leer gelassen werden. Für diese Ausführungsbeispiele für eine dielektrische Platte werden Baugruppenkosten aufgrund der Schwierigkeiten bei der mechanischen Einpassung und Ausrichtung der dielektrischen Platte in der Hohlleiterwand ziemlich hoch.
In Anbetracht des Standes der Technik gibt es einen Bedarf an einer Kopplungsstruktur einer ebenen Übertragungsleitung an einen Hohlleiter, welche der Betriebsfrequenz keine Bedingungen auferlegt und welche relativ preiswert herzustellen ist.
Dementsprechend ist es wünschenswert, Kopplungsstrukturen zum Koppeln eines elektrischen Signals auf einem Substrat mit einem Hohlleiter bereitzustellen, welche preiswert zu konstruieren sind.
Es ist auch wünschenswert, solche Kopplungsstrukturen bereitzustellen, welche in der Größe kompakt sind und welche leicht mit einem Hohlleiter gekoppelt werden können.
Es ist auch wünschenswert, solche Kopplungsstrukturen bereitzustellen, welche einfach in der Konstruktion sind und welche leicht in Massen hergestellt werden können.
Es ist auch wünschenswert, solch eine Kopplungsstruktur bereitzustellen, welche ihre Betriebsfrequenz auf irgendeinen Wert über einen großen Bereich von Frequenzen eingestellt haben kann, mit dem Zusatz einer einfachen und kompakten Komponente.
Es ist auch wünschenswert, die Baugruppenkosten von MMICs zu minimieren, welche Ausgangssignale mit Hohlleitern gekoppelt und/oder Eingangssignalen haben, welche von Hohlleitern empfangen werden.
Es ist auch wünschenswert, eine Substrat-zu-Hohlleiter Kopplungsstruktur bereitzustellen, welche keine strukturellen Modifikationen des Hohlleiters erfordert.
Die EP 1014471 A1 offenbart eine Struktur, welche zum Koppeln eines elektrischen Signals auf einem Substrat mit einem Hohlleiter geeignet ist, wobei das Substrat eine Substratschicht mit einer ersten Hauptoberfläche und einer zweiten Hauptoberfläche besitzt, wobei der Hohlleiter ein erstes Ende, ein zweites Ende und Gehäuse besitzt, welches zwischen den ersten und zweiten Enden angeordnet ist, wobei das Gehäuse eine oder mehrere Wände besitzt und eine Längsabmessung zwischen den ersten und zweiten Enden definiert, entlang der sich elektromagnetische Wellen ausbreiten, wobei die eine oder mehreren Wände einen Rand oder eine Lippe an dem ersten Ende formen. Solch eine Struktur kann betrachtet werden, zu umfassen: einen geschlossenen Kreislaufstreifen aus leitfähigem Material, der auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht angeordnet ist und zum Kontakt mit dem Rand an dem ersten Ende des Hohlleiters angepasst ist, wobei der geschlossene Kreislaufstreifen einen ersten Bereich umgibt; einen ersten leitfähigen Belag; und eine erste Schicht aus leitfähigem Material, die auf der zweiten Hauptoberfläche der Substratschicht angeordnet ist und gegenüber zumindest dem ersten Bereich angeordnet ist.
Eine Struktur gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass: der erste leitfähige Belag auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht innerhalb des ersten Bereichs angeordnet ist oder innerhalb der Substratschicht unterhalb des ersten Bereichs angeordnet ist; ein zweiter leitfähiger Belag auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist, wobei der zweite leitfähige Belag zwischen dem ersten leitfähigen Belag und dem geschlossenen Kreislaufstreifen angeordnet ist und mit dem geschlossenen Kreislaufstreifen elektrisch gekoppelt ist; und ein leitfähiges Durchgangsloch in der Substratschicht geformt ist und sich von einem Teil des zweiten leitfähigen Belags zu einem Teil der ersten Schicht aus leitfähigem Material erstreckt, um den zweiten leitfähigen Belag mit der ersten Schicht aus leitfähigem Material elektrisch zu koppeln.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird eine Kopplungsstruktur zum Koppeln eines elektrischen Signals auf einem Substrat an einen Hohlleiter bereitgestellt. Das Substrat besitzt eine Substratschicht mit einer ersten Hauptoberfläche und einer zweiten Hauptoberfläche gegenüber der ersten Hauptoberfläche, und der Hohlleiter besitzt ein erstes Ende, ein zweites Ende und ein Gehäuse, das zwischen den ersten und zweiten Enden angeordnet ist. Die Substratschicht kann eine einzige Schicht aus dielektrischem Material umfassen oder kann eine Vielzahl von dielektrischen Unterschichten und leitfähigen (z.B. Metall) Unterschichten umfassen, welche in Bezug auf einander ineinander verschachtelt sind. Das Hohlleitergehäuse definiert eine Längsabmessung zwischen den ersten und zweiten Enden, entlang der sich elektromagnetische Wellen ausbreiten können. Das Hohlleitergehäuse besitzt eine oder mehrere Wände, welche einen Rand an einem Ende des Hohlleiters formen, an dem Konstruktionen gemäß der vorliegenden Erfindung angebracht werden können.
Eine beispielhafte Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst einen Massering, der auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht angeordnet ist und zum Kontakt mit dem Rand an einem Ende eines Hohlleiters angepasst ist, einen ersten Bereich, der von dem Massering umgeben ist, und eine Masseebene, welche auf der zweiten Hauptoberfläche der Substratschicht angeordnet ist und mindestens gegenüber dem ersten Bereich angeordnet ist. Die beispielhafte Struktur umfasst des weiteren eine Patchantenne, welche auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist (wie es der Fall sein kann, wenn die Substratschicht Unterschichten umfasst) und des weiteren innerhalb des ersten Bereichs angeordnet ist. Das elektrische Signal ist mit der Patchantenne gekoppelt, wie z.B. durch eine elektrische Spur, welche die Leitfähigkeit betreffend von dem Massering und der Masseebene isoliert ist.
In bevorzugten Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden Erfindung wird das elektrische Signal an die Patchantenne durch eine leitfähige Spur, die auf der zweiten Hauptoberfläche der Substratschicht oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist (wie es der Fall sein kann, wenn die Substratschicht Unterschichten umfasst), und ein leitfähiges Durchgangsloch, das in der Substratschicht geformt ist, und vorzugsweise durch die Substratschicht zwischen den ersten und zweiten Hauptoberflächen übertragen. Das leitfähige Durchgangsloch ist mit der Patchantenne und mit der leitfähigen Spur elektrisch gekoppelt.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung umfassen des weiteren eine kapazitive Membran, welche auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist (wie es der Fall sein kann, wenn die Substratschicht Unterschichten umfasst) und des weiteren zwischen der Patchantenne und dem Massering angeordnet ist. Die kapazitive Membran ermöglicht eine bessere Anpassung der Impedanz der leitfähigen Spur an die Impedanz des Hohlleiters und ermöglicht daher die Konstruktionen gemäß der vorliegenden Erfindung, um über einen großen Frequenzbereich zu arbeiten.
Durch ihre Erfindung haben die Erfinder erkannt, dass, um die Gesamtbaugruppenkosten auf einem Minimum zu halten, es wünschenswert ist, eine Kopplungsstruktur zu gestalten, welche mechanisch einfach ist und leicht an dem Gehäuse des Hohlleiters anzubringen ist. Als Teil ihrer Erfindung haben die Erfinder eine Struktur entwickelt, die auf einem ausgewählten Teil eines Substrats integriert werden kann, welches das elektrische Signal führt und das an den Hohlleiter gekoppelt werden kann durch Anbringen des ausgewählten Teils des Substrats an ein Ende des Hohlleiters. Das Substrat kann eine Leiterplatte, ein Multichipsubstrat oder Ähnliches umfassen. Eine Konstruktion, welche die vorliegende Erfindung verkörpert, kann auf dem gleichen Substrat integriert werden, welches den Chip trägt, der das elektrische Signal generiert, das mit dem Hohlleiter gekoppelt wird. Da die Konstruktion, welche die vorliegende Erfindung verkörpert, auf einem existierenden Substrat integriert werden kann, welches in ausgereiften und kostengünstigen Herstellungsprozessen konstruiert werden kann, ist die vorliegende Erfindung relativ preiswert zu praktizieren.
Als Beispiel wird nun auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen werden, in denen:
1 zeigt eine perspektivische Ansicht einer beispielhaften Kopplungsstruktur gemäß der vorliegenden Erfindung, welche von einem Ende eines Hohlleiters getrennt ist.
2 zeigt eine perspektivische Ansicht einer beispielhaften Kopplungsstruktur gemäß der vorliegenden Erfindung, welche an ein Ende eines Hohlleiters gekoppelt ist.
3 und 4 sind Querschnittansichten von Durchgangslöchern, welche in beispielhaften Kopplungsstrukturen gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
5 zeigt eine perspektivische Ansicht einer zweiten beispielhaften Kopplungsstruktur gemäß der vorliegenden Erfindung, welche von einem Ende eines Hohlleiters getrennt ist.
6 und 7 zeigen grafische Darstellungen von Reflektions- und Übertragungskoeffizienten für zwei beispiel hafte Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung.
1 zeigt eine perspektivische Ansicht einer beispielhaften Kopplungsstruktur 20, die auf einer Substratschicht 1 gemäß der vorliegenden Erfindung geformt ist. Die Substratschicht 1 kann eine einzige Unterschicht aus Material umfassen, welches üblicherweise ein dielektrisches Material ist, oder kann eine Vielzahl von Unterschichten aus dielektrischem Material und gemusterte Unterschichten aus leitfähigem Material umfassen. Um die Darstellung der vorliegenden Erfindung zu vereinfachen, wird eine einzige dielektrische Unterschicht für die Substratschicht 1 in den Figuren gezeigt. Die Kopplungsstruktur 20 ist angepasst, um mit einem Hohlleiter 10 an einem ersten Ende 11 des Hohlleiters 10 gekoppelt zu werden, wie durch die gestrichelten Linien 50 in der Figur gezeigt. Der Hohlleiter 10 hat auch ein zweites Ende 12 und ein Gehäuse 14, welches zwischen dem ersten Ende 11 und dem zweiten Ende 12 angeordnet ist. Das Gehäuse 14 besitzt eine oder mehrere Wände 16 und definiert eine Längsabmessung 15 zwischen dem ersten Ende 11 und dem zweiten Ende 12, entlang dem sich elektromagnetische Wellen ausbreiten können. Vier Wände sind in diesem beispielhaften Ausführungsbeispiel gezeigt, jedoch kann eine andere Anzahl verwendet werden, wie z.B. eine Wand für zylinderförmige Hohlleiter oder konische Hohlleiter, und wie z.B. zwölf Wänden für Steghohlleiter. In allen Fällen bilden die eine oder mehreren Wände 16 einen Rand 18 an dem ersten Ende 11, an das die Kopplungsstruktur 20 angebracht werden kann, wie nachstehend beschrieben.
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist auf einem Teil der Substratschicht 1 konstruiert, wobei letzteres eine Leiterplatte, ein Multichipsubstrat oder Ähnliches sein kann. Die Substratschicht 1 hat zwei Haupt oberflächen 2 und 3, welche wir die untere Hauptoberfläche 2 und die obere Hauptoberfläche 3 ohne Verlust an Allgemeingültigkeit nennen werden. Das Substrat 1 kann eine einzige Lage einheitlichen Materials umfassen oder kann mehrere laminierte Lagen („Unterschichten" genannt) umfassen, welche aus zwei oder mehreren verschiedenen Materialien hergestellt sind, wie z.B. einem Satz von dielektrischen Unterschichten mit dazwischengemischten leitfähigen Unterschichten, die alle zusammenlaminiert sind. Die Kopplungsstruktur 20 umfasst einen Massering 22, der auf der unteren Hauptoberfläche 2 angeordnet ist und der angepasst ist (hat z.B. die Form und Abmessungen) zum Kontakt mit dem Rand 18 an dem ersten Ende 11 des Hohlleiters. Der Massering 22 umgibt einen ersten Bereich 21 und umfasst ein elektrisch leitfähiges Material, wie z.B. Metall, Metalllegierung oder eine laminierte Struktur aus Metall und/oder Metalllegierung. Die Substratschicht 1 umfasst ein im Wesentlichen weniger leitfähiges Material und umfasst vorzugsweise ein dielektrisches Material, welches im Wesentlichen elektrisch isolierend ist. In seiner einfachsten Form umfasst der Massering 22 einen geschlossenen Kreislaufstreifen aus leitfähigem Material, welcher eine Form hat, die dem Spiegelbild der Lippe 18 des Hohlleiters entspricht.
Die Kopplungsstruktur 20 umfasst des weiteren eine Patchantenne 24, die auf der unteren Hauptoberfläche 2 oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist (wie es der Fall sein kann, wenn die Substratschicht Unterschichten umfasst) und des weiteren innerhalb des ersten Bereichs 21 angeordnet sein. Die Patchantenne 24 ist von dem Massering 22 physikalisch getrennt und die Leitfähigkeit betreffend isoliert. In ihrer einfachsten Form umfasst die Patchantenne 24 einen Belag aus einem elektrisch leitfähigen Material und kann das gleiche leitfähige Material als Massering 22 umfassen. Die Patchantenne umfasst vorzugsweise die Form eines Rechtecks, welches eine Breite W entlang der längeren Querschnittabmessung des Hohlleiters und eine Länge L entlang der kürzeren Querschnittabmessung des Hohlleiters hat. Jedoch sind andere Formen möglich und Abmessungen davon können durch die Verwendung eines dreidimensionalen (3D) Simulationsprogramms für elektromagnetische Wellen bestimmt werden, wie z.B. viele der Simulationsprodukte, welche von Ansoft Corporation, Bay Technology, Sonnet Software, Inc. und ähnliche Firmen erhältlich sind. In der vorliegenden Simulation wurde die Hochfrequenzstruktursimulator-Software verwendet, anfangs durch Hewlett-Packard und danach durch Agilent Technologies hergestellt (und nun durch Ansoft Corporation verkauft). Wie unten detaillierter beschrieben wird, ist das elektrische Signal, welches mit dem Hohlleiter gekoppelt werden soll, elektrisch mit der Patchantenne 24 gekoppelt, welche wiederum die gewünschten Ausbreitungsmodi innerhalb des Hohlleiters anregt (welche üblicherweise TE_mn Modi sind).
Bevorzugte Ausführungsbeispiele von Kopplungsstrukturen 20 umfassen des weiteren eine oder mehrere kapazitive Membranen (28), welche die elektromagnetische Impedanzanpassung zwischen der Patchantenne 24 und dem Hohlleiter 10 verbessern. Eine kapazitive Membran wurde in 1 und 2 gezeigt. In ihrer einfachsten Form umfasst eine kapazitive Membran 28 einen Belag aus einem elektrisch leitfähigen Material, der innerhalb des ersten Bereichs 21 angeordnet und von der Patchantenne 24 elektrisch isoliert ist, und das gleiche Material wie der Massering 22 und/oder die Patchantenne 24 umfassen kann. Jede kapazitive Membran ist auf der unteren Hauptoberfläche 2 oder innerhalb der Substratschicht angeordnet (wie es der Fall sein kann, wenn die Substratschicht Unterschichten umfasst). Eine kapazitive Membran 28 wird vorzugsweise auf einem konstanten Potential gehalten. Sie ist mit dem Massering 22 und/oder einer Mas seebene elektrisch gekoppelt. In bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung sind mindestens eine kapazitive Membran 28 und Massering 22 elektrisch miteinander gekoppelt und sind mit dem gleichen Material integral zusammen geformt, was für eine kompaktere Konstruktion der Kopplungsstruktur sorgt. In dieser bevorzugten Implementierung kann die kapazitive Membran 28 an eine oder mehrere Seiten des Masserings 22 kontaktieren (d.h., anliegen), oder kann von der inneren Seite(n) des Masserings 22 versetzt sein, solange sie mit dem Massering 22 elektrisch gekoppelt ist (z.B. leitend gekoppelt).
In bevorzugter Praxis der vorliegenden Erfindung ist eine Masseebene 34 auf der unteren Hauptoberfläche 2 der Substratschicht 1 eingeschlossen, um beim Konstruieren Impedanz-gesteuerter Übertragungsleitungen auf der oberen Hauptoberfläche 3 zu helfen.
2 zeigt die gleiche perspektivische Ansicht der 1, jedoch mit der Substratschicht 1 und der beispielhaften Kopplungsstruktur 20 gedreht und nach unten bewegt, um mit dem ersten Ende 11 des Hohlleiter 10 zu kontaktieren. In dieser Konfiguration passt der Rand 18 des Hohlleiters 10 auf den Massering 20, welcher vorzugsweise eine Form hat, die im Wesentlichen ein Spiegelbild der Form des Rands 18 ist, jedoch vorzugsweise mit einer breiteren Breite. Der Rand 18 kann an den Massering 22 mit Lötmetall, elektrisch leitfähigem Klebemittel oder einer Metalldiffusionsklebung oder Ähnlichem geklebt werden. Vorzugsweise sind alle der Wände 16 des Hohlleiters mit dem Massering 22 am Rand 18 elektrisch gekoppelt.
Die Grundkonstruktion der Kopplungsstruktur 20 umfasst des weiteren eine Masseebene 26, welche auf der oberen Hauptoberfläche 3 und über einem Bereich der Oberfläche 3 angeordnet ist, der gegenüber mindestens einem ersten Bereich 21 ist. In ihrer einfachsten Form umfasst die Masse ebene 26 eine Schicht aus leitfähigem Material, die innerhalb dieses Bereichs angeordnet ist. In bevorzugten Ausführungsbeispielen der Kopplungsstruktur 20 ist die Masseebene 26 des weiteren über einem Bereich der Oberfläche 3 angeordnet, der über dem Massering 22 liegt. Die Masseebene 26 hilft beim Betrieb der Patchantenne 24 durch Bereitstellen der Antenne mit einer gegenüberliegenden Masseoberfläche, und reduziert des weiteren Übertragung (z.B. Rückstreuung) elektromagnetischer Wellen vom ersten Ende 11 des Hohlleiters 10 durch Bereitstellen einer leitfähigen Abschirmung. Wenn die kapazitive Membran 28 eingesetzt wird, wird sie vorzugsweise mit der Masseebene 26 durch eines oder mehrere Durchgangslöcher 29 gekoppelt, welche in oder durch die Substratschicht 1 und zwischen ihren Hauptoberflächen 2 und 3 geformt sind. Die Positionen der Durchgangslöcher 29 werden durch gestrichelte Linien in 1 und 2 skizziert, und ein beispielhaftes ist in Querschnittansicht durch 3 gezeigt.
Wie so weit beschrieben umfasst die Grundkonstruktion der Kopplungsstruktur 20 den Massering 22, den ersten Bereich 21, die Patchantenne 24 und die Masseebene 26, und bedeckt den Teil der Substratschicht 1, der durch den Massering 22 umspannt ist. Weitere Ausführungsbeispiele der Kopplungsstruktur 20 umfassen die kapazitive Membran 28, wenn eine Verbesserung bei der elektromagnetischen Impedanzanpassung gewünscht oder notwendig ist. Der Teil der Substratschicht 1, der nicht durch diese Komponenten bedeckt ist, kann durch die bestimmte Anwendung konfiguriert sein, welche die vorliegende Erfindung verwendet. In 1 haben wir die beispielhafte Anwendung einer monolithisch integrierten Mikrowellenschaltungen (MMIC) 8 gezeigt, welche die Kopplungsstruktur 20 nutzt, um ihr elektrisches Signal 4 mit dem Hohlleiter 10 zu koppeln. MMIC 8 wird mit Energie, Masse und einer Vielzahl niederfrequenter Signale durch eine Vielzahl elektrischer Spuren 6 gespeist, welche auf der oberen Hauptoberfläche 3 der Substratschicht 1 angeordnet sind. Die Spuren 6 sind mit einer Vielzahl von Belägen, welche auf einer Oberfläche der MMIC 8 angeordnet sind, durch eine Vielzahl von Belägen 6, welche auf der Oberfläche 3 der Substratschicht 1 angeordnet sind, und durch Lötperlen 7, welche zwischen Belägen 6 und den entsprechenden Belägen auf der MMIC 8 angeordnet sind, gekoppelt.
Aufgrund des in 2 verwendeten perspektivischen Winkels kann der Ausgangsbelag auf der MMIC 8 für das Signal 4 nicht direkt gesehen werden, ist jedoch skizziert durch gestrichelte Linien in 2 gezeigt. Der Belag für das Signal 4 wird mit einer Hochfrequenz-Spur 30 durch eine entsprechende Lötperle 7 gekoppelt. Die Spur 30 überträgt das elektrische Signal 4 zur Kopplungsstruktur 20, wo es mit der Patchantenne 24 durch ein leitfähiges Durchgangsloch 32 gekoppelt wird. Die Position des Durchgangslochs 32 ist durch gestrichelte Linien in 1 und 2 skizziert und ist in der Querschnittansicht durch 4 gezeigt. Die elektrische Spur 30 ist vorzugsweise als eine ebene Übertragungsleitung konfiguriert, und besonders bevorzugt als eine Mikrostreifenleitung oder eine koplanare Hohlleiterleitung. Anstelle einer Mikrostreifenleitung oder einer koplanaren Hohlleiterleitung können bevorzugte Implementierungen der Spur 30 als Schlitzleitungen, koplanare Streifen und symmetrische Streifenleitungen wie auch als andere Typen ebener Übertragungsleitungen konfiguriert sein. Wie in der Technik bekannt ist, umfasst eine Mikrostreifenleitung eine leitfähige Spur, die auf einer Oberfläche einer Substratschicht angeordnet ist, und eine leitfähige Masseebene, die auf der gegenüberliegenden Oberfläche der Substratschicht angeordnet ist und unter der leitfähigen Spur liegt. Eine Mikrostreifenkonfiguration für die elektrische Spur 30 ist in 1 und 2 gezeigt, wo die darunter liegende Masseebene mit dem Bezugszeichen 34 in 1 gezeigt ist. Eine geerdete koplanare Hohlleiterleitung umfasst die elektrische Spur und die darunter liegende Masseebene der Mikrostreifenstruktur (z.B. Spur 30 und Masseebene 34), plus zusätzlicher Masseebenen auf der oberen Oberfläche der Substratschicht, und auf beiden Seiten der elektrischen Spur angeordnet. Die zusätzlichen Masseebenen sind durch gestrichelte Linien mit Bezugszeichen 36 und 38 in 2 und 3 gezeigt. Die zusätzlichen Masseebenen 36 und 38 sind vorzugsweise mit der darunter liegenden Masseebene 34 durch eine Vielzahl elektrisch leitfähiger Durchgangslöcher 39 elektrisch gekoppelt. Jede Lage eines Durchgangslochs 39 ist durch einen gestrichelten Kreis in 1 und 2 skizziert, und ein beispielhaftes ist in Querschnittansicht durch 3 gezeigt. Des weiteren können die leitfähige Spur 30 und die Masseebenen 34, 36 und 38 innerhalb der Substratschicht 1 geformt sein, wenn die Substratschicht 1 mehrere ineinander verschachtelte Unterschichten aus dielektrischem Material und gemustertem leitfähigen Material umfasst.
Wenn die Masseebene 34 verwendet wird, kann sie mit der angrenzenden Seite des Masserings 22 physikalisch verbunden und elektrisch gekoppelt werden, und beide können das gleiche leitfähige Material umfassen.
Zusätzlich zu einem geerdeten koplanaren Hohlleiter kann eine einfache (nicht geerdete) koplanare Hohlleiterleitung verwendet werden. Eine koplanare Hohlleiterleitung umfasst die elektrische Spur (z.B. Spur 30) und zusätzliche Masseebenen auf der oberen Oberfläche der Substratschicht (z.B. Masseebene 38). Die darunter liegende Masseebene 34 und leitfähigen Durchgangslöcher 39 in 2 werden mit der einfachen koplanaren Hohlleiterleitung nicht verwendet.
Wie es in der Technik bekannt ist, beeinflussen die folgenden Faktoren die charakteristische Impedanz der Spur 30: die dielektrische Konstante und Dicke der Substratschicht 1, die Streifenbreite der Spur 30 und der Abstand des Zwischenraums zwischen der Spur 30 und jeder der zusätzlichen Masseebenen 36 und 38 (wenn vorhanden). Man hat üblicherweise eine gewünschte charakteristische Impedanz im Kopf (üblicherweise 50 Ohm) und muss üblicherweise mit einer gegebenen Substratschichtdicke und dielektrischen Konstante arbeiten. Daher variiert man üblicherweise die Streifenbreite der Spur 30 und den Zwischenraum zwischen ihr und den oberseitigen Masseebenen 36 und 38 (wenn vorhanden), um das gewünschte Level charakteristischer Impedanz zu erreichen. Diese Auswahlarbeit wurde in der Technik genau analysiert und viele Bücher auf Hochschulniveau über elektromagnetische Technik enthalten Tabellen und Diagramme, welche die Streifenbreite der Spur dem resultierenden Level charakteristischer Impedanz für eine Vielzahl von Übertragungsleitungsstrukturen zuordneten. Dementsprechend liegt die Auswahl der Streifenbreite für die Spur 30, um ein gewünschtes Level charakteristischer Impedanz zu erreichen, innerhalb des Fachwissens und es muss hier keine weitere Erklärung für einen Fachmann gegeben werden, um die vorliegende Erfindung herzustellen und zu verwenden.
Wie oben angedeutet, können die Patchantenne 24, die kapazitive Membran 28, die Spur 30 und die Masseebenen 34, 36 und 38 auf gemusterten leitfähigen Unterschichten der Substratschicht 1 geformt sein, wenn die Substratschicht 1 eine Vielzahl von ineinander verschachtelten dielektrischen und leitfähigen Unterschichten umfasst. In solch einem Fall werden diese Komponenten innerhalb der Substratschicht 1 und zwischen der unteren Hauptoberfläche 2 und der oberen Hauptoberfläche 3 positioniert. Des weiteren kann eine dielektrische Unterschicht auf die obere Hauptoberfläche 3 und Masseebene 26 laminiert werden, und zusätzliche leitfähige und dielektrische Unterschichten können auf die erste laminierte dielektrische Unterschicht laminiert werden, falls gewünscht. Es kann verstanden werden, dass in solch einem Fall, im Sinne der Ansprüche der Anmeldung, die Substratschicht 1 die Unterschichten zwischen dem Massering 22 und der Masseebene 26 umfasst.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel, wo zwei kapazitive Membranen 28' und 28'' anstelle einer einzigen Membran 28 verwendet wurden. Die zwei Membranen sind auf beiden Seiten der Länge der Patchantenne 24 angeordnet und die Antenne 24 wurde mehr in Richtung auf die Mitte des ersten Bereichs versetzt, die durch den Massering 22 definiert ist. Des weiteren wurde die Position des Durchgangslochs 32 von außerhalb des Umfangs der Patchantenne 24 (durch eine kurze Spur zu der Antenne gespeist) bewegt, um innerhalb des Umfangs der Antenne angeordnet zu sein. Ansonsten ist der Rest der Komponenten identisch angeordnet. Die Membran 28' ist identisch zur Membran 28, bis auf eine schmalere Breite und dem Fehlen eines gerundeten entfernten Abschnitts, um das Durchgangsloch 32 unterzubringen, und die Membran 28'' kann ein Spiegelbild der Membran 28' sein. Die oben beschriebenen Variationen für die Membran 28 können für die Membranen 28' und 28'' angewendet werden.
Abstimmung der Kopplungsstruktur 20
Die Betriebsfrequenz f_op für die Kopplungsstruktur 20 kann durch Auswählen der effektiven Länge L_eff der Patchantenne ausgewählt werden. Die effektive Länger L_eff ist etwas größer als die aktuelle Länge L des Patches, und der erhöhte Betrag L_eff ist der Grund für die Streuung elektrischer Felder an den entfernten Enden (d.h. distalen Enden) des Patches. Wie es in der Technik bekannt ist, hat die Betriebsfrequenz f_op eine entsprechende Freiraumwellenlänge λ_op: λ_op = c/f_op, wo c die Lichtgeschwindigkeit ist. Für einen gegebenen Wert von f_op wird die effektive Länge L_eff üblicherweise ausgewählt, gleich der Größe zu sein:
wo ε_r,eff die effektive relative dielektrische Konstante der Substratschicht 1 ist, wie durch die Patchantenne 24 gesehen. (Wir merken an, dass zu Zwecken der Verwendung der obigen Gleichung die Längenabmessung die ist, wo das elektrische Signal zu einer Seite der Abmessung gespeist wird, und die Breitenabmessung die ist, wo das elektrische Signal in der Mitte der Abmessung gespeist wird.) Die effektive relative dielektrische Konstante für die Patchantenne wird im Allgemeinen durch die folgende Formel angenährt, die in der Technik bekannt ist:
für W > d_s,
wo ε_r die effektive dielektrische Konstante des Material bildenden Substrats 1 ist, wo W die Breite der Patchantenne ist, wo d_s die Dicke des Substrats 1 ist, und wo die Formel für den Fall W > d_s anwendbar ist. Für die Ausführungsbeispiele beachten wir, die Breite W wird viel größer als die Dicke d_s sein.
Wir betrachten nun den Fall des Berechnens eines Werts von L_eff für eine Betriebsfrequenz von f_op = 76 GHz, eine Patchbreite W von ungefähr 2 mm, eine Substratdicke d_s von 0,1 mm und eine relative dielektrische Konstante ε_r = 3,0 für das Substrat 1. Aus diesen Werten stellen wir fest, dass die effektive relative dielektrische Konstante ε_r,eff = 2,835, λ_op = 3,945 mm und L_eff = 1,171 mm ist. Wir müssen nun die Ausdehnung der Streufelder bestimmen, um die tatsächliche Länge L der Patchantenne aus L_eff zu berechnen. Der übliche Ansatz in der Technik zum Berechnen der Streufelder ist anzunehmen, dass sich die Streufelder über eine Distanz einer halben Substratdicke erstrecken, das heißt 0,5·d_s, an jedem Distalende (d.h., entfernten Ende) der Länge der Antenne, was macht: L_eff ≈ L + d_s, was äquivalent ist zu: L L_eff – d_s. Die echte effektive Ausdehnung und Effekt der Streufelder kann besser durch Simulation mit einem 3D Elektromagnetismus-Simulator geschätzt werden. Wir haben das getan und herausgefunden, dass die effektive Ausdehnung der Streufelder für unser konstruiertes Ausführungsbeispiel ungefähr 0,675·d_s ist, mit L ≈ L_eff – 1,35 d_s, und einem Wert von L = 1,171 mm – 0,135 mm = 1,036 mm.
Erhöhen von L verringert die Betriebsfrequenz f_op, und Verringern von L erhöhte f_op. Zusätzlich zu dem obigen kann ein Fachmann irgendeines von verschiedenen dreidimensionalen Elektromagnetismus-Softwaresimulationsprogrammen verwenden, welche auf dem Markt verfügbar sind, um verschiedene Abmessungen der Patchantenne 24 zu simulieren und um Abmessungen herauszufinden, welche die gewünschte Betriebsfrequenz bereitstellen. Solche Software ist fertig verfügbar und durch eine Vielzahl von Firmen hergestellt, wie z.B. die oben aufgelisteten, und die Aufgabe kann relativ einfach und ohne übermäßiges Experimentieren durch einen Fachmann ausgeführt werden.
Sobald ein Wert für L ausgewählt ist, kann Impedanzanpassung zwischen der Impedanz der ebenen Übertragungsleitung und der Impedanz des Hohlleiters bei der Betriebsfrequenz f_op durch die Auswahl der Breite W der Patchantenne 24 und/oder die Auswahl der Abmessungen der kapazitiven Membran 28 erreicht werden. Wie es in der Technik von Übertragungsleitungen bekannt ist, können induktive und/oder kapazitive Blindwiderstände an der Verbindung von zwei Übertragungsleitungen mit verschiedenen charakteristischen Impedanzen hinzugefügt werden, um eine Anpassung der Impedanzen bei der spezifischen Betriebsfrequenz, und für einen kleinen Frequenzbereich darum, bereitzustellen. Wenn die Impedanzen bei der spezifischen Frequenz nicht gut angepasst sind, wird ein signifikanter Teil des auf der Spur 30 übertragenen Signals 4 zurück zur MMIC 8 reflektiert werden, was zu einem geringen Übertragungsgrad von der MMIC 8 zu dem Hohlleiter 10 führt. Eine gute Anpassung von Impedanzen bei der spezifischen Frequenz wird durch einen geringen Reflektionsbetrag und einen hohen Übertragungsgrad demonstriert.
In unserem Fall können wir den Hohlleiter 10 mit einer charakteristischen Impedanz sehen, welche wir an die charakteristische Impedanz der Spur 30 anpassen möchten. (Verfahren zum Bestimmen der charakteristischen Impedanz eines Hohlleiters für einen gewünschten Anregungsmode sind in der Technik bekannt, wie es Verfahren zum Bestimmen der charakteristischen Impedanz von elektrischen Spuren sind.) Wir fügen dann kapazitiven Blindwiderstand an der effektiven Verbindung zwischen der Spur 30 und dem ersten Ende 11 des Hohlleiters 10 hinzu, um die Anpassung zwischen den charakteristischen Impedanzen zu verbessern. Die kapazitive Membran 28 fügt einen kapazitiven Blindwiderstand zu dem effektiven Verbindungspunkt hinzu. Erhöhen der Breite und/oder des Bereichs der Membran erhöht den Betrag kapazitiven Blindwiderstands, der mit dem Blindwiderstand der Patchantenne kombiniert wird, und Vermindern der Breite und/oder des Bereichs wird den Betrag des kapazitiven Blindwiderstands vermindern.
Ein Fachmann kann irgendeines von verschiedenen auf dem Markt verfügbaren dreidimensionalen Elektromagnetismus-Softwaresimulationsprogrammen verwenden, um unterschiedliche Abmessungen der kapazitiven Membran 28 zu simulieren, um ein gewünschtes Level an Impedanzanpassung bereitzustellen. In dieser Weise kann die Membran 28 verwendet werden, um die Impedanzanpassung zwischen der Spur 30 und dem Hohl leiter 10 zu verbessern. Als anderer Ansatz sind viele der dreidimensionalen Simulationsprogramme in der Lage, direkt Streuparameter zu berechnen, welche repräsentativ für den Signalbetrag, der zurück zu der MMIC 8 reflektiert wird, und den Übertragungsgrad von der MMIC 8 zu dem Hohlleiter 10 sind. Verschiedene Simulationen können mittels verschiedener Abmessungen für die Patchantenne 24 und die Membran 28 durchgeführt werden, um einen Satz von Abmessungen zu bestimmen, der einen geringen Reflektionsbetrag (kleine Größe des Streuparameters S₁₁) und einen hohen Übertragungsgrad (große Größe des Streuparameters S₂₁) bei der gewünschten Betriebsfrequenz bereitstellt. Üblicherweise wird das Vermindern des Streuparameters S₁₁ zu einer Erhöhung des Streuparameters S₂₁ führen und daher ist die Suche für geeignete Abmessungen relativ einfach.
Simulationsergebnisse.
Beispiel 1
6 zeigt eine grafische Darstellung der Größen simulierter Streuparameter S₁₁ und S₂₁ für eine beispielhafte Kopplungsstruktur 20, die für eine Betriebsfrequenz von 76 GHz konstruiert ist, wobei die Spur 30 als eine 50 Ohm Mikrostreifenleitung konfiguriert ist (zusätzliche Masseebenen 36 und 38 werden nicht verwendet). Die Größe von S₁₁ ist proportional zu der Größe des Teils des Signals 4, der von dem Hohlleiter zurück zur MMIC 8 reflektiert wird, geteilt durch die Größe des Signals 4, wie anfangs durch die MMIC 8 generiert. Die Größe von S₂₁ ist proportional zu der Größe der Welle, die durch den Hohlleiter 10 von seinem ersten Ende übertragen wird, geteilt durch die Größe des Signals 4, wie anfangs durch die MMIC 8 generiert. Die Größen der Parameter S₁₁ und S₂₁ bewegen sich zwischen 0 (–∞ dB) und 1,0 (0 dB), und sind häufig in der Einheit Dezibel (dB) angegeben. Als eine allgemeine Regel wird S₂₁ kleiner wenn S₁₁ größer wird, und S₂₁ wird größer und S₁₁ wird kleiner. Ein Größe von S₁₁ nahe Null und eine Größe von S₂₁ nahe 1 indizieren eine gute Impedanzanpassung. Bezugnehmend auf 6 kann gesehen werden, dass bei der Betriebsfrequenz von 76 GHz der Übertragungsstreuparameter S₂₁ nahe 0 dB ist (was 1,0 entspricht) und der Reflektionsstreuparameter S₁₁ nahe –40 dB ist (was 1 × 10^–4 entspricht). Somit ist der Reflexionsverlust bei 76 GHz im Wesentlichen 40 dB. Wie in 6 gesehen werden kann gibt es eine 15 dB Reflexionsverlustbandbreit von ungefähr 2 GHz zentriert um die Betriebsfrequenz von 76 GHz.
Die Abmessungen der Komponenten der vorliegenden Erfindung für das obige beispielhafte Ausführungsbeispiel werden durch Tabelle 1 bereitgestellt.
TABELLE 1
Beispiel 2
Das Gerät des Beispiels 2 ist ähnlich zu dem Gerät des Beispiels 1, bis auf die folgenden Unterschiede:

– Zwei kapazitive Membranen 28' und 28'' werden verwendet. Sie sind symmetrisch auf beiden Seiten der Patchantenne 24 angeordnet, an den in 5 ge zeigten Stellen. Jede Membran 28', 28'' ist 3,1 mm lang und 0,150 mm breit.
– Die Patchantenne 24 besitzt die Abmessungen von 1,88 mm zu 1,036 mm.
– Das Durchgangsloch 32 ist so angeordnet, dass es zu einem Punkt innerhalb des Rechteck förmigen Umfangs der Patchantenne 24 kontaktiert, wobei der Punkt 200 μm von dem Umfang der Patchantenne ist. Wie das vorhergehende Beispiel, ist das Durchgangsloch 32 entlang der Breitenabmessung der Patchantenne 24 zentriert. Die Öffnungsabmessung für das Durchgangsloch 32 ist 200 μm.
– Die Spur 30 besitzt eine sich verjüngende Breite über einem 1,5 mm Abschnitt seiner Länge, wobei der Abschnitt nahe dem Ende angeordnet ist, wo er mit dem Durchgangsloch 32 koppelt. Nahe der MMIC 8 besitzt die Spur 30 eine Breite von 250 μm (was eine charakteristische Impedanz von 50 Ohm bereitstellt), und nahe des Durchgangslochs 32 besitzt es eine Breite von 400 μm.

7 zeigt eine grafische Darstellung der Größen simulierter Streuparameter S₁₁ und S₂₂ für das Gerät des Beispiels 2, welches für eine Betriebsfrequenz von 76 GHz konstruiert ist. Aus der Figur kann gesehen werden, dass bei der Betriebsfrequenz von 76 GHz der Übertragungsstreuparameter S₂₁ nahe 0 dB ist (was 1,0 entspricht), und der Reflektionsstreuparameter S₁₁ nahe –22 dB ist (was 3,2 × 10^–3 entspricht). Somit ist der Reflexionsverlust bei 76 GHz im Wesentlichen 22 dB. Wie in 7 gesehen werden kann, gibt es eine 11 dB Reflexionsverlustbandbreite von ungefähr 2 GHz zentriert um die Betriebsfrequenz von 76 GHz.
Dementsprechend kann abgeschätzt werden, dass die Kopplungsstrukturen gemäß der vorliegenden Erfindung hohe Übertragungseffizienzen von ebenen Übertragungsleitungen zu Hohlleitern mit sehr geringen Reflexionsverlusten innerhalb einer gewünschten Übertragungsbandbreite bereitstellen können. Des weiteren können die Komponenten der Kopplungsstruktur alle zuvor auf der Hauptoberfläche des Substrats geformt werden, was eine sehr kompakte Kopplungsstruktur bereitstellt, die mit heutigen Leiterplattenkonstruktionsprozessen sehr preiswert zu konstruieren ist und die einfach an ein Ende eines Hohlleiters ohne dem Bedarf struktureller Modifikationen angebracht werden kann. Demzufolge werden die Herstellungs- und Baugruppenkosten der Kopplungsstruktur gegenüber denen der Kopplungsstrukturen des Standes der Technik signifikant reduziert.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht das Erreichen einer vollkommen ebenen gekoppelten Struktur zum Koppeln zwischen einer ebenen Übertragungsleitung und einem Hohlleiter.
Beispielhafte Anwendungen für die vorliegende Erfindung
Die vorliegende Erfindung kann in einer Vielzahl von Mikrowellensignalspeiseanordnungen verwendet werden, wo eine Antenne ein Signal in einen Hohlleiter speist und wo eine Antenne ein Signal von einem Hohlleiter empfängt. Insbesondere kann die vorliegende Erfindung durch Instrumentierungsausstattung verwendet werden, welche Hohlleiter-zu-MMIC Schnittstellen besitzt.
Die vorliegende Erfindung ist insbesondere in Kraftfahrzeugradaranwendungen nützlich und spezieller in Kraftfahrzeugkollisionserkennungssystemen. Hier kann die vorliegende Erfindung eine ebene Antenne bereitstellen, welche mit einem Hohlleiter mit sehr geringem Übergangsverlust und sehr geringem Reflexionsverlust gekoppelt ist.

Claims

Eine Struktur zum Koppeln eines elektrischen Signals auf einem Substrat mit einem Hohlleiter (10), wobei das Substrat eine Substratschicht (1) mit einer ersten Hauptoberfläche (2) und einer zweiten Hauptoberfläche (3) besitzt, wobei der Hohlleiter ein erstes Ende (11), ein zweites Ende (12) und ein Gehäuse (14) besitzt, welches zwischen den ersten und zweiten Enden angeordnet ist, wobei das Gehäuse eine oder mehrere Wände (16) besitzt und eine Längsabmessung (15) zwischen den ersten und zweiten Enden definiert, entlang der sich elektromagnetische Wellen ausbreiten, wobei die eine oder mehreren Wände einen Rand (18) an dem ersten Ende formen, wobei die Struktur umfasst: einen geschlossenen Kreislaufstreifen aus leitfähigem Material (22), der auf der ersten Hauptoberfläche (2) der Substratschicht (1) angeordnet ist und zum Kontakt mit dem Rand (18) an dem ersten Ende des Hohlleiters angepasst ist, wobei der geschlossene Kreislaufstreifen einen ersten Bereich (21) umgibt; einen ersten leitfähigen Belag (24); und eine erste Schicht aus leitfähigem Material (26), die auf der zweiten Hauptoberfläche (3) der Substratschicht angeordnet ist und gegenüber mindestens dem ersten Bereich (21) angeordnet ist, wobei der erste leitfähige Belag (24) auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht innerhalb des ersten Bereichs angeordnet ist oder innerhalb der Substratschicht unterhalb des ersten Bereichs angeordnet ist; dadurch gekennzeichnet, dass: ein zweiter leitfähiger Belag (28) auf der ersten Hauptoberfläche der Substratschicht oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist, wobei der zweite leitfähige Belag zwischen dem ersten leitfähigen Belag und dem geschlossenen Kreislaufstreifen angeordnet ist und mit dem geschlossenen Kreislaufstreifen elektrisch gekoppelt ist; und ein leitfähiges Durchgangsloch (29) in der Substratschicht geformt ist und sich von einem Teil des zweiten leitfähigen Belags (28) zu einem Teil der ersten Schicht aus leitfähigem Material (26) erstreckt, um den zweiten leitfähigen Belag (28) mit der ersten Schicht aus leitfähigem Material (26) elektrisch zu koppeln.
Die Struktur nach Anspruch 1, wobei die erste Schicht aus leitfähigem Material (26) des weiteren gegenüber mindestens dem geschlossenen Kreislaufstreifen aus leitfähigem Material (22) angeordnet ist.
Die Struktur nach Anspruch 1 oder 2, des weiteren umfassend: eine leitfähige Spur (30), die auf der zweiten Hauptoberfläche der Substratschicht oder innerhalb der Substratschicht angeordnet ist; und ein weiteres leitfähiges Durchgangsloch (32), welches in der Substratschicht geformt ist, wobei das leitfähige Durchgangsloch mit dem ersten leitfähigen Belag (24) und mit der leitfähigen Spur elektrisch gekoppelt ist.
Die Struktur nach Anspruch 3, wobei sich ein Teil der ersten Schicht aus leitfähigem Material (26) erstreckt, um unter mindestens einem Teil der leitfähigen Spur zu liegen.
Die Struktur nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend ein weiteres leitfähiges Durchgangsloch, das in der Substratschicht geformt ist, wobei das Durchgangsloch mit dem geschlossenen Kreislaufstreifen (22) und mit der ersten Schicht aus leitfähigem Material (26) elektrisch gekoppelt ist.
Die Struktur nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei die leitfähige Spur (30) einen ersten Teil, der über einem Teil des ersten leitfähigen Belags (24) liegt, einen zweiten Teil, der über einem Teil des zweiten leitfähigen Belags (28) liegt, und einen dritten Teil, der über einem Teil des geschlossenen Kreislaufstreifens (22) liegt, besitzt.
Die Struktur nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der geschlossene Kreislaufstreifen (22) ein Massering ist, der erste leitfähige Belag (24) eine Patchantenne ist, die erste Schicht aus leitfähigem Material (26) eine Masseebene ist und der zweite leitfähige Belag (28) eine kapazitive Membran ist.