JP4622954B2 - 線路導波管変換器および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、線路導波管変換器および線路導波管変換器を備える無線通信装置に関する。

従来、線路と導波管との間での伝送信号の変換を行う線路―導波管変換器として、様々な種類の装置が用いられている。例えば、特許文献１には、パッチアンテナを使用して導波管を励振するタイプの線路―導波管変換器が開示されている。
特開平８−１３９５０４号公報

本発明は、従来にない新規な構造の線路―導波管変換器を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するための本発明の第１の特徴は、誘電体基板（３１）の第１の面に配置された第１面導電体（３２）と、誘電体基板（３１）の当該第１の面と反対側の第２の面に装着され、当該第１面導電体（３２）と電気的に導通する導波管（４）と、当該第２の面において当該導波管（４）の内側に配置された複数の電極（３４、７１、８１）と、を備えた線路―導波管変換器において、当該複数の電極（３４、７１、８１）の形状およびサイズが同一であり、当該複数の電極（３４、７１、８１）において、隣り合う電極の間隔は同一であり、当該複数の電極（３４、７１、８１）のうち少なくとも１つの電極（以下、給電電極という）に対して、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっていることである。

このように、誘電体基板の第２の面上の導波管内に同じ形状・サイズの電極を同一間隔で並べ、当該誘電体基板の第１の面に第１面導電体を付着させ、電極に線路から給電することで、導波管が励振される。

なお、複数の電極（３４、７１、８１）の総数が２である場合、隣り合う電極間の距離は１つしかないので、「複数の電極（３４、７１、８１）のうち隣り合う電極同士の間隔は同一である」という要件は,この２つの電極の配置がどのようなものであっても成り立つ。なお、線路は１本でも２本以上でもよい。給電電極が２つ以上ある場合は、それぞれへの給電は別々の線路から行われていてもよい。

また、この線路―導波管変換器において、当該誘電体基板（３１）には、複数のスルーホール（３７）が設けられ、当該複数の電極（３４、７１、８１）は、当該複数のスルーホール（３７）を介して当該第１面導電体（３２）と導通するようになっていてもよい。

ところで、上記の電極構造は、エレクトロマグネティック・バンドギャップ（以下、ＥＢＧという）として知られている。ＥＢＧは、例えば米国特許ＵＳ６２６２４９５Ｂ１に開示されている。ＥＢＧは、誘電体基板上の表面に同じ形状・同じサイズの電極を同一間隔で複数配置し、誘電体基板の裏側面に導体を付着させ、各々の電極に、誘電体基板を貫通するスルーホールを形成し、スルーホールを介して表面のセルと裏側面の導体とを電気的に接続することによって形成される構造体である。

ＥＢＧにおいては、上述した構造がインダクタ（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）が連続的に接続された回路の特性を示すため、そのＬＣ共振により、その共振周波数の近傍において、高インピーダンス特性をもつ材料（基板）となる。従来、ＥＢＧは、そのインピーダンス特性を生かして、不要放射を抑えるためのアンテナグランドなどに応用されている。

本発明者らは、ＥＢＧのセルサイズを調整することにより、ＥＢＧのＬＣ共振を利用して導波管を励振することが可能であることを見出した。その結果、広帯域な線路―導波管変換器を実現した。
また、これら複数のスルーホール（３７）の位置は、それぞれ異なる１つの電極（３４、７１、８１）の中央部の位置と一致するようになっていてもよい。このようになっていることで、線路から導波管への信号の変換をより効率よく行うことができるようになる。なお、ここでいう一致とは、許容誤差範囲（例えばセルの径の１／１０）内での一致をいう。

また、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）が給電電極と導通する点、すなわち、給電点は、給電電極が第１面導電体（３２）と導通する点を通る直線（６０）であり、かつ導波管（４）の伝播方向に垂直な面内の導波管（４）内の信号の短辺方向に平行な直線（６０）上の点であってもよい。このようになっていることで、導波管の電界に対して平行な方向に電極の電界を励起することができるので、線路から導波管への信号の変換をより効率よく行うことができるようになる。

また、これら複数の電極（３４、７１、８１）は第１面導電体（３２）と導通していないようになっていてもよい。この場合、複数の電極（３４、７１、８１）が第１面導電体（３２）と導通している場合と比べれば、線路―導波管変換器を利用することが可能な周波数領域は狭くなる一方で、スルーホール（３７）を設けなくてよい分、低コストで線路―導波管変換器を製造することができる。

また、複数の電極（３４、７１、８１）のうち隣り合う２つの電極が、それぞれ給電電極であってもよい。このように、隣り合う２つの電極が給電電極となっていることで、より効果的な平衡給電を実現することができる。

また、給電電極のいずれか１つに負荷（１３、１５）が接続されていてもよい。このようになっていることで、製造時等にこの負荷を調節することで、線路―導波管変換器の通過帯域特性を調整することが可能になる。

また、負荷（１３、１５）は、オープンの状態とショートの状態との間で切り替え可能となっていてもよい。負荷がオープンとショートとの間で切り替わると、ある帯域において、その帯域におけるける線路―導波管変換器の実質的な使用の可能・不可能が切り替わる。このようになっていることで、負荷を線路―導波管変換器のスイッチとして使用することができるようになる。

また、複数の電極（３４、７１、８１）のうち、導波管内の信号（４）の伝播方向に垂直な面内の導波管（４）の長辺方向における中央部にある電極に対して、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっていてもよい。すなわち、給電電極は、当該中央部にある電極であってもよい。このようになっていることで、複数の電極に励起される電界が対称的なものとなり、インピーダンスの整合をより容易に達成することができるようになる。

また、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は、同軸線路（２、５）の内部導体（２１、５１）であってもよい。このとき、同軸線路（２、５）の外部導体（２３、５３）は、第１面導電体（３２）と導通しており、内部導体（２１、５１）は、第１の面から誘電体基板（３１）に設けられたスルーホール（４１、４２）を通って、給電電極に導通していてもよい。

従来のバックショートを用いる線路−導波管変換器においては、例えば特開平６−１１２７０８に記載されているように、導波管における信号の伝播方向に対して側面から同軸線路を配する構造になっていた。しかし、上記のような構成になっていることで、導波管における信号の伝播方向の後尾から同軸線路を配することが可能となる。

また、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は、第２の面に配置されたマイクロストリップ線路（１１、１２）であってもよい。この場合、導波管（４）には、誘電体基板（３１）の第２の面と導波管（４）との間に隙間を設けるための切り欠き（４ａ、４ｂ）が設けられ、マイクロストリップ線路（１１、１２）が、その隙間を通って給電電極と導通していてもよい。

また、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は、第１の面に配置されたコプレナ線路（９、１０）であってもよい。この場合、コプレナ線路（９、１０）は、第１の面から誘電体基板（３１）に設けられたスルーホール（３９、４０）を通って、給電電極に導通しているようになっていてもよい。

また、複数の電極（３４、７１、８１）の形状は、すべてが三角形でも、すべてが四角形であっても、すべてが六角形であってもよい。このような形状をしていることで、電極によって効率よく平面を埋めることができる。

また、複数の電極（３４、７１、８１）のうち、隣接する電極の中心間の距離は、当該線路―導波管変換器の作動周波数に対応する誘電体基板（３１）内の波長（λｅ）の１．６７倍以上であってもよい。このようになっていることで、線路―導波管変換器は、従来のパッチアンテナを用いた線路―導波管変換器よりも、広い帯域で作動する。

また、本発明の第２の特徴は、線路―導波管変換器が、誘電体基板（３）と、誘電体基板（３）の第１の面に配置された第１面導電体（３２）と、誘電体基板（３）の当該第１の面と反対側の第２の面に装着され、当該第１面導電体（３２）と電気的に導通する導波管（４）と、当該第２の面において当該導波管の内側に周期的に配置された電極（３４、７１、８１）と、を備え、当該複数の電極（３４、７１、８１）のうち少なくとも１つの電極に対して、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっていることを特徴とする線路―導波管変換器。

このように、誘電体基板の第２の面上の導波管内に電極を周期的な配置で並べ、当該誘電体基板の第１の面に第１面導電体を付着させ、電極に線路から給電することで、導波管が励振される。

また、線路―導波管変換器を備えた無線送信装置としても、本発明を捉えることができる。

なお、上記特許請求の範囲における括弧内の符号は、それぞれが指し示す要素と、後述する実施形態に当該要素の一例として記載される具体的部品等との対応関係を示すものである。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について説明する。図１に、本実施形態に係る通信装置１００の構成を概略的に示す。通信装置１００は、無線回路１、同軸線路２、線路―導波管変換器３、および導波管４を有している。無線回路１は、公知の回路構成を使用することができ、例えば、フィルタ、局部発信器、周波数変換器、増幅器、検波器などを有している。無線回路１からの出力信号、は、同軸線路２を介して、線路―導波管変換器３に給電される。線路―導波管変換器３は、同軸線路２からの信号を、導波管４に流れるように変換する。逆に、導波管4からの入力信号は、線路―導波管変換器3を通った後、同軸線路を経由して、無線回路1に入力される。通信装置１００の例としては、例えばレーダー装置、無線通信基地局がある。

図２に、線路―導波管変換器３および導波管４の斜視図を示す。なお、導波管４は、線路―導波管変換器３に接続している端部のみ示す。導電性金属から成る導波管４は、この図２に示すように、その一端が、線路―導波管変換器３の表側面（特許請求の範囲の第２の面に相当する）に密着している。図３は、図２の斜視図において、導波管４を透過的に示した図である。線路―導波管変換器３は、誘電体基板３１、裏側面電極３２、複数の導波管用スルーホール３３、および複数のセル３４を有している。裏側面電極３２は、誘電体基板３１の裏側面を覆う金属膜である。

導波管用スルーホール３３のそれぞれは、誘電体基板３１の裏側面（特許請求の範囲の第１の面に相当する）から表側面（すなわち線路―導波管変換器３の表側面）まで貫通するように設けられた穴である。これら導波管用スルーホール３３は、導波管４の断面と一致する矩形の辺上に、一様な間隔で一列に配置されている。各導波管用スルーホール３３の内壁は、裏側面電極３２と導通する金属膜で覆われている。この導波管用スルーホール３３の金属膜は、誘電体基板３１の表側面まで続いている。この導波管用スルーホール３３の金属膜と接触するように導波管４を誘電体基板３１に密着させることで、導波管４と誘電体基板３１との導通が実現する。

セル３４のそれぞれは、１枚の導電性の金属電極であり、導波管４の内部で、誘電体基板３１の表側面に貼り付けられている。図４に、線路―導波管変換器３および導波管４の平面図を示す。なお、この図４においても、導波管４は透過的に表されている。

この図４に示す通り、導波管４の内部にある１２個のセル３４のそれぞれの形状は六角形であり、それぞれのサイズは同じである。また、セル３４のうち、隣り合ったセル間の間隔は、すべて同じである。すなわち、セル３４は、導波管４内で周期的に配置されている。

具体的には、セル３４は、導波管４内で、誘電体基板３１の表側面内における導波管４の長辺方向に沿って並ぶ５つのセル列から成る。各列中では、２個または３個のセルが、導波管４の短辺方向に沿って並んでいる。そして、各セル列の含むセルの個数は、長辺方向に沿ったセル列の並びの順に交互に２個、３個、２個、３個、２個となっている。このように、複数のセル３４が１つの蜂の巣構造を形成している。

また、セル３４のそれぞれは、その中央部（例えば中心からセル３４の最大径の１／２０まで）に、裏側面電極３２と導通するための導通点３５を有している。

また、セル３４のうち、１つのセルのみに、第１給電点３６が設けられている。同軸線路２からの信号は、この第１給電点３６からセル３４に給電される。図４に示すように、第１給電点３６が設けられたセル（特許請求の範囲の給電電極に相当する。以下、給電セルという）は、導波管４における信号の伝播方向（図４における紙面手前方向）に垂直な誘電体基板３１表側面内の、導波管４の長辺方向（図４における紙面左右方向）の中央部にある２つのセルのうち１つである。

また、給電セル上における第１給電点３６の配置は、以下の通りである。すなわち、第１給電点３６は、その給電セルの導通点を通る直線であり、かつ導波管４の伝播方向に垂直な誘電体基板３１表側面内の導波管４の短辺方向（図４の紙面上下方向）に平行な直線上の、給電セルの端部に配置されている。

図５に、図４のＡ−Ａ断面図を示す。この図に示す通り、線路―導波管変換器３は、更に、複数のセル導通用スルーホール３７、および同軸線路用スルーホール４１を有している。

セル導通用スルーホール３７のそれぞれは、誘電体基板３１の裏側面から表側面まで貫通するように設けられた穴である。これらセル導通用スルーホール３７のそれぞれの平面配置（すなわち、誘電体基板３１に平行な平面上の配置）は、セル３４の導通点３５のそれぞれと一致するようになっている。セル導通用スルーホール３７の内壁は、裏側面電極３２と導通する金属膜で覆われている。この導波管用スルーホール３３の金属膜は、誘電体基板３１の表側面まで続いている。この導波管用スルーホール３３の金属膜と導通点３５とが接触するように各セル３４を誘電体基板３１に密着させることで、セル３４と誘電体基板３１との導通点３５を介した導通が実現する。

また、同軸線路用スルーホール４１は、同軸線路２を給電セルに接続するために、誘電体基板３１の裏側面から表側面まで貫通するように設けられた穴である。同軸線路用スルーホール４１の平面配置は、給電セルの第１給電点３６と一致するようになっている。この同軸線路用スルーホール４１に、同軸線路２の内部導体２１を挿入して第１給電点３６に接触させることで、内部導体２１と給電セルとの導通が実現する。またこのとき、内部導体２１を覆う絶縁体２２の周囲にある外部導体２３と裏側面電極３２とも導通させる。なお、外部導体２３は絶縁体２４によってその外部が覆われている。

以上のような構成の通信装置１００において、無線回路１から同軸線路２を介して線路―導波管変換器３に信号が供給されると、その信号は、セル３４により、導波管を励振する信号に変換され、導波管4を内部を伝搬する。

以上、線路―導波管変換器３が、誘電体基板３１の裏側面に配置されて表側面の導波管４と電気的に導通する裏側面電極３２と、誘電体基板３１の表側面に装着され、当該表側面において導波管４の内側に配置された複数のセル３４を備えている。そして、この線路―導波管変換器３において、当該複数のセル３４の形状およびサイズが同一であり、当該複数のセル３４において、隣り合うセルの間隔は同一であり、セル３４のうち１つの給電セルに対して、同軸線路２の内部導体２１から給電できるようになっている。

このように、誘電体基板３１の表側面上の導波管内に同じ形状・サイズのセル３４を同一間隔で並べ、当該誘電体基板３１の裏側面に裏側面電極３２を付着させ、セルに線路から給電することで、導波管４が励振される。

また、この線路―導波管変換器３において、誘電体基板３１には、複数のセル導通用スルーホール３７が設けられ、セル３４は、当該複数のセル導通用スルーホール３７を介して裏側面電極３２と導通するようになっている。

ところで上記の電極構造はエレクトロマグネティック・バンドギャップ（以下、ＥＢＧという）として知られている。ＥＢＧは、例えば米国特許ＵＳ６２６２４９５Ｂ１に開示されている。ＥＢＧは、誘電体基板上の表面に同じ形状・同じサイズのセルを同一間隔で複数配置し、誘電体基板の裏側面に導体を付着させ、各々のセルに、誘電体基板を貫通するスルーホールを形成し、スルーホールを介して表面のセルと裏側面の導体とを電気的に接続することによって形成される構造体である。

ＥＢＧにおいては、上述した構造がインダクタ（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）が連続的に接続された回路の特性を示すため、そのＬＣ共振により、その共振周波数に近傍おいて、高インピーダンス特性をもつ材料（基板）となる。従来、ＥＢＧは、そのインピーダンス特性を生かして、不要放射を抑えるためのアンテナグランドなどに応用されている。
本発明者らは、ＥＢＧのセルサイズを調整することにより、ＥＢＧのＬＣ共振を利用して導波管を励振することが可能であることを見出した。その結果、広帯域な線路―導波管変換器を実現した。

また、これらセル導通用スルーホール３７の位置は、それぞれ異なる１つのセル３４の中央部にある導通点３５の位置と、許容誤差範囲内（例えばセルの径の１／２０）で一致するようになっている。このようになっていることで、同軸線路２から導波管４への信号の変換をより効率よく行うことができるようになる。

また、同軸線路２の内部導体２１が給電セルと導通する第１給電点３６は、給電セルが裏側面電極３２と導通する点を通る直線であり、かつ導波管４の信号の伝播方向に垂直な面内の導波管４の短辺方向に平行な直線上の点である。このようになっていることで、導波管４の電界に対して平行な方向にセル３４の電界を励起することができるので、同軸線路２から導波管４への信号の変換をより効率よく行うことができるようになる。

また、給電セルは、セル３４のうち、導波管４の伝播方向に垂直な面内の導波管４の長辺方向における中央部にあるセルとなっている。このようになっていることで、複数のセル３４に励起される電界が対称的なものとなり、インピーダンスの整合をより容易に達成することができるようになる。

また、同軸線路２の外部導体２３は、裏側面電極３２と導通しており、内部導体２１は、第１の面から誘電体基板３１に設けられた同軸線路用スルーホール４１を通って、給電セルに導通している。従来のバックショートを用いる線路−導波管変換器においては、例えば特開平６−１１２７０８に記載されているように、導波管における信号の伝播方向に対して側面から同軸線路を配する構造になっていた。しかし、上記のような構成になっていることで、導波管４における信号の伝播方向の後尾側から同軸線路２を配することが可能となる。

また、セル３４のすべての形状が六角形となっている。このような形状をしていることで、セルによって効率よく誘電体基板３１の表側面の平面を埋めることができる。
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について、第１実施形態と異なる部分を中心に説明する。本実施形態と第１実施形態とが異なるのは、第１実施形態では、セル３４への給電点が１つしかない非平衡給電が行われていたことに比べ、本実施形態では、セル３４への給電点が２つある平衡給電を行うことである。

図６に、本実施形態に係る通信装置２００の構成図を概略的に示す。本実施形態においては、通信装置２００は、無線回路１、同軸線路２、線路―導波管変換器３、および導波管４に加え、同軸線路５を有している。そして、無線回路１から線路―導波管変換器３への給電が、同軸線路２のみならず、同軸線路５を介しても行われる。同軸線路５は、無線回路１および線路―導波管変換器３と電気的に接続されている。

図７に、本実施形態の通信装置２００における線路―導波管変換器３および導波管４の平面図を、図３と同形式で示す。同軸線路５は、セル３４のうち、第１給電点３６が設けられた給電セル（以下、第１給電セルという）に隣接する給電セル（以下、第２給電セルという）上の第２給電点３８に接続されている。

図７に示すように、第２給電セルは、第１給電セルと同様、導波管４における信号の伝播方向（図７における紙面手前方向）に垂直な誘電体基板３１表側面内の、導波管４の長辺方向（図７における紙面左右方向）の中央部にあるセルである。

また、第２給電セル上における第２給電点３８の配置は、以下の通りである。すなわち、第２給電点３８は、その第２給電セルの導通点および第１給電セルの導通点を通る直線であり、かつ導波管４の伝播方向に垂直な誘電体基板３１表側面内の導波管４の短辺方向（図４の紙面上下方向）に平行な直線上の、第２給電セルの端部に配置されている。

また、第１給電点３６と第２給電点３８とは、隣接する２つのセルの、互いに最も離れた端部に設けられている。

図８に、図７のＢ−Ｂ断面図を示す。この図に示す通り、線路―導波管変換器３は、更に、同軸線路用スルーホール４２を有している。

同軸線路用スルーホール４２は、同軸線路５を第２給電セルに接続するために、誘電体基板３１の裏側面から表側面まで貫通するように設けられた穴である。同軸線路用スルーホール４２の平面配置は、第２給電セルの第２給電点３８と一致するようになっている。この同軸線路用スルーホール４２に、同軸線路５の内部導体５１を挿入して第２給電点３８に接触させることで、内部導体５１と第２給電セルとの導通が実現する。またこのとき、内部導体５１を覆う絶縁体５２の周囲にある外部導体５３と裏側面電極３２とも導通させる。なお、外部導体５３は絶縁体５４によってその外部が覆われている。

以上のような構成の通信装置２００において、同軸線路２および５が、無線回路１から線路―導波管変換器３への給電の両極として機能する。

このように、複数のセル３４のうち隣り合う２つのセルが、それぞれ給電となっていることで、第１実施形態の効果に加え、平衡給電を実現することができる。
（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態について、第２実施形態と異なる部分を中心に説明する。本実施形態が第２実施形態と異なる部分は、無線回路１から線路―導波管変換器３へ平衡給電を行うための線路が、同軸線路ではなくコプレナ線路であることである。

図９に、本実施形態の通信装置３００を、誘電体基板３１の裏側面側から見た概略図を示す。この図に示す通り、本実施形態の無線回路１は誘電体基板３１の裏側面に実装されている。そして、無線回路１は、この裏側面に配された２本のコプレナ線路９、１０を介して、線路―導波管変換器３の第１および第２給電セルに給電するようになっている。なお、図９においては、裏側面電極３２を省略している。

図１０に、誘電体基板３１の裏側面における裏側面電極３２およびコプレナ線路９、１０の拡大図を示す。コプレナ線路９、１０は、誘電体基板３１の裏側面の裏側面電極３２と接触しないように、裏側面電極３２と同一平面内に設けられている。

図１１に、図９のＣ−Ｃ断面図を示す。この図に示す通り、誘電体基板３１は、第２実施形態の同軸線路用スルーホール４１および４２と同じ位置に、それらに代えてコプレナ線路用スルーホール３９、４０を有している。

コプレナ線路用スルーホール３９、４０のそれぞれは、誘電体基板３１の裏側面から表側面まで貫通するように設けられた穴である。これらコプレナ線路用スルーホール３９、４０のそれぞれの平面配置は、それぞれ第１、第２給電セルの第１、第２給電点３６、３８と一致するようになっている。コプレナ線路用スルーホール３９、４０の内壁は、それぞれ裏側面のコプレナ線路９、１０と導通し、裏側面電極３２と導通しない金属膜で覆われている。これらの金属膜は、誘電体基板３１の表側面まで続き、それぞれ第１給電点３６および第２給電点３８と導通している。これによって、コプレナ線路９から第１給電点３６への導通、および、コプレナ線路１０から第２給電点３８への導通が実現する。
（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態おいては、線路―導波管変換器３は、第３実施形態からコプレナ線路１０を取り除いて、コプレナ線路９による非平衡給電を実現する。以下、このような線路―導波管変換器３を用いた信号伝達のシミュレーション結果について説明する。

図１２および図１３に、本実施形態の実験に用いた線路―導波管変換器３の各部の寸法を示す。誘電体基板３１上の、導波管４の内側の部分の寸法については、導波管４の短辺方向の長さが１０．１６ミリメートルであり、長辺方向の長さが２２．８６ミリメートルである。また、隣接するセル中心間の距離は一様に３．２９ミリメートルである。また、隣接するセル間の間隔は一様に０．１ミリメートルである。なお、誘電体基板３１の比誘電率は９．８、厚みは０．７６ミリメートルである。

また、コプレナ線路９の幅は０．３７ミリメートルである。また、コプレナ線路９の幅方向におけるコプレナ線路９と裏側面電極３２との間隔は０．２２ミリメートルである。また、導波管４の内側に入った部分のコプレナ線路９の長さは、１．８８ミリメートルである。

図１４に、以上のような条件で行ったシミュレーション結果のグラフを示す。このグラフの横軸は周波数をギガヘルツ単位で示し、縦軸は透過特性Ｓ２１をデシベル単位で示している。このグラフ中の実線が、本実施形態のシミュレーション結果であり、破線が、パッチアンテナを用いた比較例の線路―導波管変換器によるシミュレーション結果である。

このグラフに示すように、実施形態の線路―導波管変換器３は、比較例よりも広い周波数範囲で高い透過特性を示している。このように、本実施形態の線路―導波管変換器３は、従来よりも広い帯域範囲で用いることができる。
（第５実施形態）
次に、本発明の第５実施形態について、第２実施形態と異なる部分を中心に説明する。本実施形態が第２実施形態と異なる部分は、無線回路１から線路―導波管変換器３へ平衡給電を行うための線路が、同軸線路ではなくマイクロストリップ線路であることである。

図１５に、本実施形態の通信装置４００を、誘電体基板３１の表側面側から見た概略図を示す。この図に示す通り、本実施形態の無線回路１は誘電体基板３１の表側面に実装されている。そして、無線回路１は、この表側面に配された２本のマイクロストリップ線路１１、１２を介して、線路―導波管変換器３の第１および第２給電セルに給電するようになっている。

図１６は、線路―導波管変換器３および導波管４の拡大斜視図において、導波管４を透過的に示した図である。この図に示すように、マイクロストリップ線路１１およびマイクロストリップ線路１２がそれぞれの給電セルに到達するための隙間を誘電体基板３１の表側面に設けるために、導波管４の下端の一部に切り欠き４ａ、４ｂが設けられている。マイクロストリップ線路１１および１２は、それぞれ切り欠き４ａおよび４ｂによる隙間を通って第１給電点３６および３８に到達している。

図１７に、図１５のＤ−Ｄ断面図を示す。この図に示す通り、誘電体基板３１は、第２実施形態の同軸線路用スルーホール４１および４２を有していない。また、マイクロストリップ線路１１および１２を切り欠き４ａおよび切り欠き４ｂがそれぞれ跨いでいる。

このような構成により、マイクロストリップ線路１１から第１給電点３６への導通、および、マイクロストリップ線路１２から第２給電点３８への導通が実現する。
（第６実施形態）
次に、本発明の第６実施形態について、第３実施形態と異なる部分について説明する。図１８に、本実施形態の線路―導波管変換器３の裏側面の拡大図を示す。本実施形態が第３実施形態と異なるのは、第３実施形態のコプレナ線路１２が、インピーダンスを設定することが可能なインピーダンス制御部１３に置き換えられたことである。インピーダンス制御部１３を第２給電点３８に接続することで、第２給電点３８におけるインピーダンスを調整することが可能となる。

図１９に、インピーダンス制御部１３を調整することにより、第２給電点３８における負荷をショートに設定した場合、オープンに設定した場合、および５０オームに設定した場合における、線路―導波管変換器３の透過特性の実験結果を、グラフで示す。

なお、この実験においては、誘電体基板３１上の、導波管４の内側の部分の寸法については、導波管４の短辺方向の長さが４５ミリメートルであり、長辺方向の長さが７０ミリメートルである。また、隣接するセル中心間の距離は一様に４．７ミリメートルである。また、隣接するセル間の間隔は一様に０．１ミリメートルである。なお、導波管４としてはＷＲ−１３７（５．８５〜８．２ギガヘルツ）を使用している。

このグラフ中、横軸は周波数をギガヘルツ単位で示し、縦軸は透過特性Ｓ２１をデシベル単位で示している。グラフ中の実線、破線、および一点鎖線が、それぞれショート、オープン、および５０オームの場合の実験結果である。例えば、７．２ギガヘルツ近辺の周波数帯域においては、オープンの場合には信号伝送が十分可能となるが、ショートの場合は信号伝送が不可能となる。また逆に７．８〜７．９ギガヘルツ帯では、ショートの場合には信号伝送が十分可能となるが、オープンの場合は電波放射が不可能となる。

このように、インピーダンス制御部１３の負荷がオープンとショートとの間で切り替わると、ある帯域において、その帯域におけるける線路―導波管変換器の実質的な使用の可能・不可能が切り替わる。このようになっていることで、インピーダンス制御部１３を線路―導波管変換器３のスイッチとして使用することができるようになる。

また、矢印５０に示すように、インピーダンスを連続的に変化させると、電波放出が不可能となる周波数帯域が移動する。したがって、線路―導波管変換器３の製造時にインピーダンスを調整することで、（例えば法規制に適合させたい等の理由により）電波放出を禁止したい周波数帯域の通過特性を低くすることができる。
（第７実施形態）
次に、本発明の第７実施形態について、第６実施形態と異なる部分を中心に説明する。図２０に、本実施形態の線路―導波管変換器３および導波管４の表側面の概略図を示す。本実施形態が第６実施形態と異なるのは、無線回路１から第１給電点３６への給電を媒介するのが、コプレナ線路ではなくマイクロストリップ線路１１であることと、第２給電点３８に取り付けられるのが、マイクロストリップ線路１２およびダイオード１５となっていることである。

図２０に示す通り、第２給電点３８には長さがλ／４のマイクロストリップ線路１２の一端が接続している。ここで、λは特定の波長である。また、マイクロストリップ線路１２の他端はダイオード１５のアノード側に接続されている。また、ダイオード１５のカソード側はグラウンド１４に接続されている。このような場合、ダイオード１５をオンとすると、当該波長λに対応する周波数での線路―導波管変換器３の透過特性は、第６実施形態においてインピーダンス制御部１３をオープンに設定した場合と同様になる。また、このような場合にダイオード１５をオフとすると、当該波長λに対応する周波数での線路―導波管変換器３の透過特性は、第６実施形態においてインピーダンス制御部１３をショートに設定した場合と同様になる。

このように、マイクロストリップ線路１２の長さを調整すると、ダイオード１５のオン・オフの切り替えにより、特定の周波数帯域で、線路―導波管変換器３の動作可能、動作不可能を切り替えることができる。すなわち、ダイオード１５を、マイクロストリップ線路１２の長さに応じた周波数帯域におけるスイッチとして用いることができるようになる。
（第８実施形態）
次に、本発明の第８実施形態について、第１実施形態と異なる部分を中心に説明する。図２１に、本実施形態に係る線路―導波管変換器３における導波管４の内部の拡大図を示す。本実施形態が第１実施形態と異なるのは、線路―導波管変換器３がセル導通用スルーホール３７を有さず、それゆえ、セル３４が裏側面電極３２との導通点を有さないことである。

図２２に、本実施形態の線路―導波管変換器３を用いた信号反射特性のシミュレーション結果のグラフを示す。このグラフ中、横軸は周波数をギガヘルツ単位で示し、縦軸は反射特性Ｓ１１をデシベル単位で示している。この図２２の６〜１０ギガヘルツ帯に見られるように、本実施形態の線路―導波管変換器３も、特定の周波数帯域で使用可能である。
（他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の範囲は、上記実施形態のみに限定されるものではなく、本発明の各発明特定事項の機能を実現し得る種々の形態を包含するものである。

例えば、セル３４のサイズは、上述のシミュレーションや実験に用いたもののみならず、各種のサイズを用いるようになっていてもよい。図２３に、誘電体基板３１の比誘電率が９．８、誘電体基板３１の厚みが１．２７ミリメートル、セル間の間隔が０．３ミリメートルの場合において、１２個の六角形のそれぞれのセルのサイズと帯域幅との関係をグラフで示す。このグラフ中、横軸は隣接するセルの中心間の距離を波長λｅで除算した値であり、縦軸は、線路―導波管変換器３の動作周波数の帯域幅である。ここで、波長λｅは、帯域幅の中心周波数に対応する誘電体基板３１内の波長である。また、縦軸の帯域幅は、中心周波数に対する比で表されている。グラフ中、×印および実線が上述のシミュレーションの結果を示す値およびその近似線であり、破線が、パッチアンテナを用いた比較例の線路―導波管変換器による実験結果である。

このグラフから見て取れるように、隣接するセルの中心間の距離が０．１６λｅを超えると、線路―導波管変換器３の周波数帯域が、パッチアンテナを用いた場合よりも広くなる。

また、図２４に示すように、給電セル上における給電点は、その給電セルの導通点３５を通る直線であり、かつ導波管４の伝播方向に垂直な誘電体基板３１表側面内の導波管４の短辺方向に平行な直線６０上にあれば、必ずしも第１実施形態のように給電セルの端部に配置されておらずともよい。端部に無くともこの直線６０上に実質的に（すなわち、許容誤差範囲内で）あれば、導波管の電界に対して平行な方向に電極の電界を励起することができるので、線路から導波管への信号の変換をより効率よく行うことができる。また、線路―導波管変換器３の入力インピーダンスは、給電点が裏側面電極３２への導通点３５に近づくほど低くなるので、給電点を直線６０上で移動させることで、入力インピーダンスを所望の値に設定することができる。

また、複数のセル３４は、六角形でなくとも、図２５に示す複数の三角形セル７１、および図２６に示す複数の４角形セル８１として実現してもよい。なお、これらの場合にも、それらのセルの中央部７２、８２が裏側面電極３２への導通点となっていてもよい。また、導波管４における信号の伝播方向に垂直な誘電体基板３１表側面内の、導波管４の長辺方向の中央部にある２つのセル７３、７４、８３、８４のいずれかまたは両方が、給電セルとなっていてもよい。

このような、同じ形状、同じ大きさで平面を充填できるような形状をセルが有していることで、セルによって効率よく平面を埋めることができる。なお、セルの形状は、これらのような形状でなくともよく、例えば、円形であっても、その端部に細かい凹凸を有する形状であってもよい。

また、セル３４の個数および配置は、上記の実施形態のような個数および配置に限らず、概ね同じ形状、概ね同じ大きさ、概ね同じ隣接セル間隔が実現されていれば、どのような個数および配置であってもよい。

また、裏側面電極３２との導通点３５は、必ずしもセル３４の中心部になくてもよい。また、導波管４は、線路―導波管変換器３の一部としても捉えることができる。

本発明の第１実施形態に係る通信装置１００の構成を概略的に示す図である。 線路―導波管変換器３および導波管４の斜視図である。 図２の斜視図において、導波管４を透過的に表した図である。 線路―導波管変換器３および透過的に表した導波管４の平面図である。 図４のＡ−Ａ断面図である。 本発明の第２実施形態に係る通信装置２００の構成を概略的に示す図である。 線路―導波管変換器３および透過的に表した導波管４の平面図である。 図７のＢ−Ｂ断面図である。 本発明の第３実施形態の通信装置３００を、誘電体基板３１の裏側面側から見た概略図である。 誘電体基板３１の裏側面における裏側面電極３２およびコプレナ線路９の拡大図である。 図９のＣ−Ｃ断面図である。 本発明の第４実施形態の実験に用いたセル３４および導波管４の寸法を示す図である。 第４実施形態の実験に用いたコプレナ線路９および裏側面電極３２の寸法を示す図である。 第４実施形態のシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の第５実施形態に係る通信装置４００を、誘電体基板３１の表側面側から見た概略図である。 線路―導波管変換器３の斜視図において、導波管４を透過的に示した図である。 図１５のＤ−Ｄ断面図である。 本発明の第６実施形態における線路―導波管変換器３の裏側面の拡大図である。 種々のインピーダンスにおける線路―導波管変換器３の透過特性を示すグラフである。 本発明の第７実施形態に係る線路―導波管変換器３および導波管４の表側面を示す概略図である。 本発明の第８実施形態に係る線路―導波管変換器３における導波管４の内部の拡大図である。 第８実施形態におけるシミュレーション結果を示すグラフである。 六角形のセルのサイズ（横軸）と帯域幅（縦軸）との関係を示すグラフである。 給電点の位置のバリエーション６０を示す図である。 三角形のセルを用いた場合を示す図である。 四角形のセルを用いた場合を示す図である。

符号の説明

１…無線回路、２、５…同軸線路、３…線路―導波管変換器、４…導波管、
４ａ、４ｂ…切り欠き、９、１０…コプレナ線路、
１１、１２…マイクロストリップ線路、１３…インピーダンス制御部、
１４…グラウンド、１５…ダイオード、２１、５１…内部導体、
２２、２４、５２、５４…絶縁体、２３、５３…外部導体、３１…誘電体基板、
３２…裏側面電極、３３…導波管用スルーホール、３４、７１、８１…セル、
３５、７２、８２…導通点、３６、７３、７４…第１給電点、
３７…セル導通用スルーホール、３８、７４、８４…第２給電点、
３９、４０…コプレナ線路用スルーホール、４１、４２…同軸線路用スルーホール、
５０…矢印、５１…内部導体、６０…点線、１００〜４００…通信装置。

Claims (18)

1. 誘電体基板（３１）と、
   前記誘電体基板（３１）の第１の面に配置された第１面導電体（３２）と、
   誘電体基板（３１）の前記第１の面と反対側の第２の面に装着され、前記第１面導電体（３２）と電気的に導通する導波管（４）と、
   前記第２の面において前記導波管（４）の内側に配置された複数の電極（３４、７１、８１）と、を備え、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）の形状およびサイズは同一であり、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）において、隣り合う電極の間隔は同一であり、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）のうち少なくとも１つの電極（以下、給電電極という）と線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）とが導通することで、前記給電電極に対して、前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっており、
   前記誘電体基板（３１）には、複数のスルーホール（３７）が設けられ、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）は、前記複数のスルーホール（３７）を介して前記第１面導電体（３２）と導通していることを特徴とする線路−導波管変換器。
2. 前記複数の電極（３４、７１、８１）は、前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）が給電電極に導通する給電点（３６）と、前記複数の電極（３４、７１、８１）の中心点と、を繋ぐ第１の直線を対称軸として線対称であると共に、前記複数の電極（３４、７１、８１）の中心点を通り前記第１の直線に直交する第２の直線を対称軸として線対称であることを特徴とする請求項１に記載の線路−導波管変換器。
3. 前記複数のスルーホール（３７）の位置は、それぞれ前記複数の電極（３４、７１、８１）の中央部の位置と一致することを特徴とする請求項１または２に記載の線路−導波管変換器。
4. 前記給電電極が前記第１面導電体（３２）と導通する点を通る直線（６０）であり、かつ前記導波管（４）内の信号の伝播方向に垂直な面内の前記導波管（４）の短辺方向に平行な直線上（６０）の点で、前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は前記給電電極と導通することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載の線路−導波管変換器。
5. 誘電体基板（３１）と、
   前記誘電体基板（３１）の第１の面に配置された第１面導電体（３２）と、
   誘電体基板（３１）の前記第１の面と反対側の第２の面に装着され、前記第１面導電体（３２）と電気的に導通する導波管（４）と、
   前記第２の面において前記導波管（４）の内側に配置された複数の電極（３４、７１、８１）と、を備え、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）の形状およびサイズは同一であり、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）において、隣り合う電極の間隔は同一であり、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）のうち少なくとも１つの電極（以下、給電電極という）に対して、線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっており、
   前記複数の電極（３４、７１、８１）は前記第１面導電体（３２）と導通していないことを特徴とする線路−導波管変換器。
6. 前記複数の電極（３４、７１、８１）のうち隣り合う２つの電極が、それぞれ前記給電電極であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
7. 前記給電電極のいずれか１つに接続された負荷（１３、１５）をさらに有することを特徴とする請求項６に記載の線路―導波管変換器。
8. 前記負荷（１３、１５）は、オープンの状態とショートの状態との間で切り替え可能となっていることを特徴とする請求項７に記載の線路―導波管変換器。
9. 前記複数の電極（３４、７１、８１）のうち、前記導波管（４）内の信号の伝播方向に垂直な面内の前記導波管（４）の長辺方向における中央部にある電極に対して、前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっていることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
10. 前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は、同軸線路（２、５）の内部導体（２１、５１）であり、
    前記同軸線路（２、５）の外部導体（２３、５３）は、前記第１面導電体（３２）と導通しており、
    前記内部導体（２１、５１）は、前記給電電極に導通していることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
11. 前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は、前記第２の面に配置されたマイクロストリップ線路（１１、１２）であり、
    前記導波管（４）には、前記第２の面と前記導波管（４）との間に隙間を設けるための切り欠き（４ａ、４ｂ）が設けられ、
    前記マイクロストリップ線路（１１、１２）は、前記隙間を通って、前記給電電極と導通していることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
12. 前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）は、前記第１の面に配置されたコプレナ線路（９、１０）であり、
    前記コプレナ線路（９、１０）は、前記第１の面から前記誘電体基板（３１）に設けられたスルーホール（３９、４０）を通って、前記給電電極に導通していることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
13. 前記複数の電極（７１）の形状は三角形であることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
14. 前記複数の電極（８１）の形状は四角形であることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
15. 前記複数の電極（３４）の形状は六角形であることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
16. 前記複数の電極（３４、７１、８１）のうち、隣接する電極の中心間の距離は、当該線路―導波管変換器の作動周波数に対応する前記誘電体基板（３１）内の波長（λｅ）の０．１６倍以上であることを特徴とする請求項１ないし１５のいずれか１つに記載の線路―導波管変換器。
17. 誘電体基板（３）と、
    前記誘電体基板（３）の第１の面に配置された第１面導電体（３２）と、
    誘電体基板（３）の前記第１の面と反対側の第２の面に装着され、前記第１面導電体（３２）と電気的に導通する導波管（４）と、
    前記第２の面において前記導波管の内側に周期的に配置された電極（３４、７１、８１）と、を備え、
    前記複数の電極（３４、７１、８１）のうち少なくとも１つの電極（以下、給電電極という）と線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）とが導通することで、前記給電電極に対して、前記線路（９、１０、１１、１２、２１、５１）から給電できるようになっており、
    前記誘電体基板（３１）には、複数のスルーホール（３７）が設けられ、
    前記複数の電極（３４、７１、８１）は、前記複数のスルーホール（３７）を介して前記第１面導電体（３２）と導通していることを特徴とする線路−導波管変換器。
18. 請求項１ないし１７に記載の線路―導波管変換器を備えた無線送信装置。

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