DE112012005179B4 - Pulsweitenmodulator auf Rtwo-Basis - Google Patents
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Abstract
Pulsweitenmodulator, umfassend: einen ersten Wanderwellen-Drehoszillator (202) (Rotary Traveling Wave Oscillator), der auf einer vorbestimmten Frequenz schwingt und ein Oszillator-Signal an einer ersten Ausgangsanzapfung und eine Rückkopplungsanzapfung mit einer ersten Phase aufweist; einen zweiten Wanderwellen-Drehoszillator (204), der auf einer zweiten Frequenz schwingt und ein Oszillator-Signal an einer zweiten Ausgangsanzapfung und eine Rückkopplungsanzapfung mit einer zweiten Phase aufweist; eine spannungsgesteuerte Kapazitätsvorrichtung (Voltage-Controlled Capacitance Device), die ein Spannungssteuersignal empfängt das die Kapazität der Vorrichtung ändert, wobei die Vorrichtung mit dem zweiten Drehwanderwellenoszillator verbunden ist, so dass die Kapazität der Vorrichtung die Frequenz und Phase des zweiten Oszillators beeinflusst; einen Phasendetektor (214) (Phase Detector), der an die Rückkopplungs-Anzapfungen an dem ersten (202) und zweiten Wanderwellen-Drehoszillator (204) gekoppelt ist, um eine Differenz zwischen der ersten Phase und der zweiten Phase zu bestimmen; einen Zeit-Spannungs-Wandler (216) (Time-To-Voltage Converter), der eine Differenz von dem Phasendetektor (214) in eine Spannung umwandelt; einen Regelabweichungs-Verstärker (218) (Error Amplifier) der die Ausgangsspannung des Zeit-Spannungs-Wandlers (216) und eine externe Eingangsspannung (224) empfängt, um ein Regeldifferenzsignal zu erzeugen; ein Tiefpassfilter (220) (Low Pass Filter), welches das Regeldifferenzsignal von dem Regelabweichungs-Verstärker (218) filtert, um das Spannungssteuersignal zu erzeugen, das dahin tendiert, die zweite Frequenz im wesentlichen gleich der vorbestimmten Frequenz zu machen und die zweite Phase einstellbar von der ersten Phase verschoben zu machen; und eine Pulsweitenvorrichtung (228) (Pulse Width Device), die das Oszillatorsignal an der ersten Ausgangsabzapfung und das Oszillatorsignal an der zweiten Ausgangsanzapfung kombiniert, um einen Puls zu bilden, dessen Weite eine Funktion der Eingangsspannung ist.
Description
- QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
- TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Pulsweitenmodulatoren und insbesondere auf Pulsweitenmodulatoren, bei denen mindestens ein Wanderwellen-Drehoszillator eingesetzt wird.
- BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
- Gleichspannungswandler enthalten üblicherweise einen Schalttransistor, der mit einem Filterkreis und einem Regelkreis verbunden ist.
1A zeigt eine einfache Wandlerkonfiguration100 . Der Wandler enthält einen Schalttransistor102 , eine Diode104 , eine Drossel106 und einen Kondensator108 . Der Schalttransistor102 ist zwischen der Primärenergiequelle110 , zum Beispiel einer Batterie, und einem Tiefpassfilterkreis112 , der durch die Drossel106 und den Kondensator108 gebildet wird, verbunden wie dargestellt. Bei dieser Art von Wandler fungiert die Drossel106 auch als Energiespeicherelement. Der Kondensator108 ist parallel zur Last112 gelegt und dient dazu, Spannungsvariationen (Spannungsrestwelligkeit) an der Last112 auszufiltern, die anderenfalls auftreten würden. Üblicherweise ist eine Diode104 parallel zu dem Filterkreis113 gelegt und der Regelkreis114 ist mit dem Ausgang und dem Schalttransistor102 verbunden. - Ein solcher Wandler arbeitet mit mindestens zwei Phasen, die durch den Schaltzustand des Schalttransistors
102 definiert festgelegt werden. Während einer ersten Phase, wenn der Schalttransistor102 eingeschaltet ist, wird Energie aus einer Primärenergiequelle110 , zum Beispiel einer Batterie, an ein Speicherelement106 und in diesem bestimmten Fall an den Kondensator108 und die Last112 übertragen. Während einer zweiten Phase, wenn der Schalter ausgeschaltet ist, wird Energie aus dem Speicherelement106 an den Kondensator108 und die Last112 übertragen, und die Diode104 funktioniert dahingehend, dass sie die Kontinuität des Stromes aufrecht erhält. - Der Regelkreis
114 des Wandlers100 hat zwei wichtige Aufgaben. Er muss die Spannung vl118 an der Last112 überwachen, und er muss die überwachte Spannung mit einer Referenzspannung vergleichen. Ein solcher Vergleich liefert als Ausgangsgröße eine Steuerspannung vc. Auf der Basis des Regelkreis-internen Vergleichssignals vc muss der Regelkreis ein Schaltsteuersignal d116 bilden, das die Ein- und Ausschaltzeiten des Schalttransistors102 während eines Schaltzyklus festlegt, um Veränderungen der Primärenergiequelle110 oder der Last112 zu kompensieren. Das Steuern der Ein- und Ausschaltzeiten des Schalttransistors102 wird bei einer festen Zyklusfrequenz als Einschaltdauersteuerung bezeichnet. Ein von dem Einschaltdauersteuersignal d116 abgeleitetes Signal treibt dann den Schalttransistor102 . Also muss der Regelkreis114 das Vergleichssignal vc in ein Einschaltdauersteuersignal d116 umwandeln. - Eine gängige Schaltung, die die Umwandlung des Vergleichssignals in das Einschaltdauersteuersignal (vc → d) ausführt, ist ein Pulsweitenmodulator (PWM). Der Modulator empfängt das Vergleichssignal und verändert das Einschaltdauersteuersignal, in der Regel linear, zwischen einer Mindest- und einer Höchst-Einschaltdauer. Wenn zum Beispiel das Vergleichssignal vc in einem Bereich von 1,0 bis 4,0 Volt liegt, liegt das Einschaltdauersteuersignal d im Bereich von 10% bis 95%. Ein Pulsweitenmodulator arbeitet mit einer voreingestellten Schaltfrequenz, so dass die Einschaltdauer die Höchst- bzw. Mindest-Einschaltdauer des Schalttransistors festlegt.
- Üblich sind Schaltfrequenzen von 100 bis 200 kHz. Die Schaltfrequenzen bestimmen die Größe der Energiespeicherdrossel
106 und des Filterkondensators108 , die in1A gezeigt sind. Bei 200 kHz kann eine Drossel einen Wert von 5 μH und ein Kondensator einen Wert von 2000 μF aufweisen. Bei höheren Schaltfrequenzen können die Werte und damit die Größen dieser Komponenten sehr viel kleiner werden. - Hohe Schaltfrequenzen schlagen sich jedoch in der beim Treiben des Schaltungstransistors verlorenen Leistung nieder. Zu den für Schalttransistoren üblicherweise eingesetzten Transistorarten zählen der MOSFET, der IGBT und der BJT. Wenn der Transistor ein MOSFET ist, rühren diese Leistungsverluste aus der Eingangskapazität des MOSFET her. Während des Ein- und Ausschaltens, ist die Eingangskapazität eines MOSFETs eine Kombination aus einer Gate-Source-Kapazität Cgs und einer Gate-Drain-Kapazität Cgd, die sich beide mit der jeweiligen Spannung zwischen denselben ändern, weil sich ihre Kapazität zum Teil aus den Verarmungsschichten in dem Transistor ableitet. Die größte Variation der Kapazität rührt aus Cgd her, die als Funktion der Drain-Gate-Spannung VDG (≈ VDS) um einen Faktor von 10 bis 100 variieren kann. Das Laden und Entladen dieser Kapazitäten verursacht einen Energieverlust in dem Wandler gemäß der Beziehung CV2f, wobei V die Ausgangsspannung des Treibers und f die Schaltfrequenz ist, und C die Kombination der Kapazitäten Cgs und Cgd bei deren Spannungen zwischen denselben. Die Werte könnten für Cgs etwa bei 1000 pF und für Cgd etwa bei 150 pF bis 1500 pF liegen. Wenn die Schaltfrequenz etwa 200 kHz beträgt, dann beträgt der Leistungsverlust beim Laden und Entladen der Kapazität eines einzelnen Schalttransistors etwa 6 bis 12 Milliwatt (bei einem angenommenen Spannungshub von 5 Volt). Die durch das Schalten bedingten Verluste steigen linear mit der Betriebsfrequenz an und wirken sich bei niedrigen Lastströmen auf den Wirkungsgrad des Wandlers aus.
- Wie oben erwähnt, wird in Kombination mit dem Schalttransistor eine Diode verwendet, um die Stromkontinuität in dem Wandler aufrechtzuerhalten. Dioden tragen jedoch ebenfalls zu Leistungsverlusten bei und senken somit den Wirkungsgrad des Wandlers. Wenn zum Beispiel der Spannungsabfall über eine Diode etwa 1 Volt beträgt, bei einem durch diese hindurchfließenden Strom von 5 A, dann beträgt der Verlust 5 Watt. Dies ist bei geringen Lasten ein schwerwiegendes Problem, da der Leistungsverlust in der Diode einen großen Teil der, der Last zugeführten Leistung ausmachen kann, was zu einem niedrigen Wirkungsgrad führt. Es ist daher üblich, die Diode durch einen Synchrongleichrichter zu ersetzen. Dies ist in
1B gezeigt, in der ein Transistor152 die Diode104 in1A ersetzt und über d2156 an den Regelkreis154 gekoppelt ist. Wenn der Schalttransistor102 ausgeschaltet ist, schaltet der Regelkreis154 den Synchrongleichrichter152 ein, um die Kontinuität des Stromes in der Schaltung aufrechtzuerhalten. Die Synchrongleichrichteranordnung verringert die Leistung beträchtlich, die in der Diode abgeführt worden wäre, da der Ein-Widerstand des Transistors152 sehr klein sein kann. Der Ein-Widerstand rDS(on) des Transistors152 reicht von 0,01 bis 0,1 Ohm. Der zusätzliche Transistor152 verursacht aber auch einen frequenzabhängigen Leistungsverlust, da der Regelkreis154 die Eingangskapazität des Transistors152 laden und entladen muss. - Wie auch oben erwähnt, arbeiten viele Wandler mit zwei Phasen. Zusätzliche Phasen können die Wandler auf mindestens drei Arten verbessern. Erstens können die zusätzlichen Phasen die Zeit verkürzen, die nötig ist, um die Last nach Eintreten einer bedeutenden Änderung der Last wieder in den geregelten Zustand zu bringen. Statt mehrere Schaltzyklen abzuwarten, muss der Wandler nur die zusätzlichen Phasen abwarten. Zweitens können zusätzliche Phasen ein Kombinieren mehrerer Wandler ermöglichen, so dass höhere Ausgangsströme möglich sind, als von einem einzelnen Wandler erhalten werden können. Drittens neigt die Ausgangswelligkeit in einem Mehrphasenwandler dazu, kleiner zu sein, was einen solchen Wandler für eine breitere Vielfalt von Anwendungen geeignet macht. Jedoch erfordert jede weitere Phase mindestens einen zusätzlichen Schalter, wodurch wiederum die Verlustleistung CV2f zunimmt.
- Angesichts der obigen Betrachtungen, wäre es wünschenswert, einen Leistungswandler mit sehr hohen Frequenzen zu haben, der synchron geschaltet und mit mehreren Phasen arbeitet.
- Die
US 20040135560 A1 zeigt ein Schaltnetzteil für die gleichzeitige Regelung des Betriebs einer Mehrzahl von Leistungswandlern unterschiedlicher Typen. Das Schaltnetzteil beinhaltet einen Ringoszillator mit einer Schaltmatrix, die Signale für die Erzeugung eines PWM-Signals zur Steuerung eines Spulenstromes für einen Mikrokontroller bereitstellt. Der Mikrokontroller ermittelt die Spannung am Ausgangskondensator und stellt einen Steuerstrom bereit. Über diesen Strom wird eine Spannung an dem Ausgangskondensator und somit für den Ausgang des Schaltnetzteils bereitgestellt. Der Schaltkreis des Schaltnetzteils kann den Spannungspegel verschiedener Spannungsversorger steuern. Dies ist realisiert durch verschiedene Abgriffe am Ringoszillator. Die verschiedenen Abgriffe ermöglichen das Bereitstellen von unterschiedlichen Signalen zur Erzeugung des PWM-Signal zur Anpassung der gewünschten Ausgangsspannung. Der Mikrokontroller ermöglicht die Einstellung von einer oder mehreren Ausgangsspannungen. Der Ringoszillator enthält eine Vielzahl von Wechselrichtern, die in Reihe geschaltet sind. Des Weiteren zeigtUS 2004/0135560 - D2 zeigt einen rein digitalen 4 GHz Phasenregelkreis mit geringem Phasenrauschen, mit einem eingebetteten Phasen-Digital-Wandler (PDC), wobei der Wanderwellen-Drehoszillator (RTWO) als digital kontrollierter Oszillator eingesetzt (DCO) wird. Der Wanderwellen-Drehoszillator weist eine querverschaltete Übertragungsleitung auf, welche eine geschlossene Schleife ausbildet, um das benötigte Feedback zu erhalten. Die Mehrphasen Signale des RTWO liegen auf einem Latch, getaktet durch eine Reference Clock (REF) wodurch ein Pseudo-Thermometer-Code, welcher eine verzögerungsfreie Oszillationsphase beinhaltet, erzeugt wird. Der Phasen-Digital-Wandler basiert auf Latches bestehend aus Eingangsverstärkten FlipFlops.
- KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
- In einer Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung ein Pulsweitenmodulator (PWM), der aus einem RTWO(Wanderwellen-Drehoszillator, engl.: Rotary Traveling Wave Oscillator)-Paar gebildet ist. Die RTWOs treiben die Schalter eines Leistungswandlers.
- Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass CV2f-Verluste entfallen. Stattdessen entsteht ein geringer RTWO-Leistungsaufwand, da die Kapazitäten der Schalter Teil der Kapazität des RTWO werden.
- Ein weiterer Vorteil ist, dass die RTWOs bei sehr hohen Frequenzen arbeiten können, wodurch Komponenten physikalisch viel kleiner werden können.
- Noch ein weiterer Vorteil ist, dass synchrone Gleichrichter unproblematisch von denselben RTWOs getrieben werden können wie die Schalter.
- Noch ein weiterer Vorteil ist, dass die Phasenverschiebungen, mit denen die Synchrongleichrichter optimal zeitgesteuert werden, durch RTWO-Phaseneinstellung erzielt werden, und bei einem Treiben mittels RTWOs keine weiterer CV2f-Nachteil entsteht.
- Noch ein weiterer Vorteil ist, dass Vielphasen-Leistungsversorgungen problemlos einheitliche Phasen am RTWO abgreifen können, ohne wesentliche Erhöhung des CV2f-Verlusts.
- Noch ein weiterer Vorteil ist, dass die Bauelemente in Reihenschaltung arbeiten.
- KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
- Diese und andere Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung, der beigefügten Ansprüche und der begleitenden Zeichnungen besser verständlich werden.
- Es zeigt:
-
1A einen herkömmlichen Abwärtswandler; -
1B einen herkömmlichen Abwärtswandler mit einem Synchrongleichrichter; -
2A eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; -
2B eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; -
2C noch eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; -
2D eine Ausführung des PW-Blocks; -
2E eine Ausführung der PD2-, T-V-, EA-, LPF2- und CTL-Blöcke; -
3 eine konzeptionelle Version der Ausführungsform von2C ; -
4A einen Leistungswandler unter Verwendung einer Ausführungsform des PWM der vorliegenden Erfindung; -
4B einen Leistungswandler unter Verwendung einer Ausführungsform des PWM der vorliegenden Erfindung; -
4C einen Leistungswandler unter Verwendung noch einer weiteren Ausführungsform des PWM der vorliegenden Erfindung; -
4D einen Leistungswandler unter Verwendung noch einer weiteren Ausführungsform des PWM der vorliegenden Erfindung; -
4E einen Leistungswandler unter Verwendung noch einer weiteren Ausführungsform des PWM der vorliegenden Erfindung; und -
5 einen Mehrphasenwandler. - DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
- Eine Ausführungsform
200 der vorliegenden Erfindung ist ein Pulsweitenmodulator.2A zeigt die Anordnung von Blöcken zur Erzielung dieser Funktion. Die Anordnung umfasst einen ersten RTWO1202 und einen zweiten RTWO2204 . Der RTWO1202 kann frei laufen oder wahlweise mit einer Referenz wie einem Quarzoszillator212 phasenverriegelt sein. Wenn RTWO1202 in einem Phasenregelkreis arbeitet, sind Blöcke PD1206 , LPF1208 und CTL1210 enthalten. Block PD1206 ist ein Phasendetektor, der die Phasendifferenz zwischen dem Quarzoszillatorausgang und dem RTWO1-Ausgang bestimmt. Block LPF1208 ist ein Tiefpassfilter (engl.: Low Pass Filter), das die Ausgangsgröße des PD-Blocks mittelt. Block CTL1210 ist ein Steuerblock (engl.: Control Block), der den RTWO1202 so anpasst, dass dessen Frequenz und Phase mit der des Quarzoszillators212 übereinstimmen. Der erste RTWO202 stellt die Betriebsfrequenz des PWM ein. - Der RTWO2
204 funktioniert dahingehend, dass er eine Phase erzeugt, die um einen gesteuerten Betrag von der Phase des RTWO1202 verschoben ist. Die Phasenverschiebung wird durch die Blöcke PD2214 , T-V216 , EA218 , LPF2220 und CTL2222 , sowie durch Vin224 gesteuert. Der PD2-Block214 erfasst die Phasendifferenz zwischen den Ausgängen von RTWO1202 und RTWO2204 . Der T-V(Zeit-Spannungs, engl.: time-to-voltage)-Block216 wandelt die Ausgangsgröße des PD2-Blocks214 in eine Spannung um. Der EA(Regelabweichungsverstärker, engl.: error amplifier)-Block218 verstärkt (a) die Differenz (Verror = Vref – Vin) zwischen einer Referenzspannung Vref226 und der Eingangsspannung Vin224 , richtig skaliert, um eine Fehlerspannung Verror zu bilden und die (b) Differenz zwischen dem Ausgangssignal des T-V-Blocks216 und Verror228 . Der LPF2-Block220 filtert die Ausgangsgröße des EA-Blocks218 . Der CTL2-Block222 ändert die Phase und/oder Frequenz des RTWO2204 , so dass diese eine Verschiebung aufweist/aufweisen, die faktisch durch das Signal Verror eingestellt wird. -
2E zeigt eine Ausführungsform250 der Blöcke PD2214 , T-V216 , EA218 , LPF2220 und CTL222 . Der PD2-Block214 enthält das Exklusiv-ODER-Gatter (XOR)252 , dessen Aufgabe in der Schaltung im Folgenden noch näher beschrieben wird. Der T-V Block216 enthält ein RC-Filter254 . Der EA-Block218 enthält einen ersten Regelabweichungs-Verstärker256 zur Verstärkung der Differenz (Verror) zwischen einem skalierten Vout und Vref, und einen zweiten Regelabweichungs-Verstärker258 zur Verstärkung der Differenz zwischen dem Ausgang des ersten Regelabweichungs-Verstärkers256 (Verror) und dem gefilterten Ausgang über254 des Exklusiv-ODER-Gatters252 . Der LPF2-Block220 ist ein herkömmliches Tiefpassfilter. In dieser Ausführungsform ist der CTL-Block222 ein Varaktor260 , dessen Kapazität die Frequenz und Phase des RTWO2204 in2A verändert. - Das Exklusiv-ODER-Gatter
252 funktioniert dahingehend, dass es die Phasendifferenz zwischen den beiden RTWOs202 ,204 bestimmt. Wenn die RTWOs202 ,204 phasenjustiert sind (Null Phasendifferenz), dann ist der Ausgang des XOR-Gatters252 nahe Null Volt, was einem Leerlaufzustand entsprechen soll. Wenn die RTWOs202 ,204 um 90 Grad außer Phase sind, dann ist die Ausgangsgröße des XOR-Gatters252 etwa VOH/2, was einem maximalen Lastzustand entsprechen soll. Wie oben beschrieben, wird die Ausgangsgröße des XOR-Gatters252 gefiltert und an einen ersten Eingang des zweiten Regelabweichungs-Verstärkers258 angelegt, der die erste Eingangsgröße mit der zweiten, von dem ersten Regelabweichungs-Verstärker256 empfangenen Eingangsgröße vergleicht. Somit erzeugt ein Spannungsfehler (Verror)262 zwischen der Referenz264 und dem skalierten Ausgangswert266 einen Ausgangspuls endlicher Größe von dem XOR-Gatter252 , welches versucht, den Spannungsfehler264 über Gegenkopplung zu beseitigen. - In dem PW-Block
228 in2A und2B sind ausgewählte Ausgangsanzapfungen des RTWO1202 und RTWO2204 kombiniert. Die Ausgangsgröße229 des PW-Blocks228 ist somit ein Puls, dessen Weite durch die Eingangsgröße Vin224 moduliert wird.2D zeigt eine Ausführungsform270 des PW-Blocks. Statt eines einzelnen Schalttransistors werden zwei Transistoren272 ,274 in Reihe eingesetzt. Der obere Transistor in der Reihe empfängt die Ausgangsgröße des RTWO1202 . Der untere Transistor empfängt die Ausgangsgröße des RTWO2204 . Das Transistorpaar276 weist eine Einschaltdauer auf, die die Überlappung der beiden RTWO-Ausgänge miteinander ist, wie dargestellt. Eine Alternative zu zwei Transistoren ist ein einzelner Transistor mit zwei Gates (MOSFET) oder Basen (BJT), wenngleich solche Transistoren weniger üblich sind. -
2B zeigt eine alternative Konstruktion240 , in der die Phasenverschiebung digital gesteuert ist. In dieser Ausführungsform ist die Arbeitsweise des RTWO1202 die gleiche wie in der Ausführungsform von2A . Die Blöcke zur Steuerung der von RTWO2 abgeleiteten Phasenverschiebung sind anders. Diese Blöcke umfassen einen PD2-Block242 , einen LPF2-Block246 einen CTL2-Block248 , einen A/D-Block243 und einen PS(Phasenwähler, engl.: Phase Selector)-Block247 . Der PD2-Block242 bestimmt die Phasendifferenz zwischen RTWO1202 und RTWO2204 . Der LPF2-Block246 empfängt die Ausgangsgröße des PD2-Blocks242 und filtert dieses. Der CTL2-Block248 passt die Frequenz und/oder Phase des RTWO2204 an. Der A/D-Block243 wandelt die Eingangsspannung in einen digitalen Wert245 um. Der PS-Block247 wählt eine der Phasen von RTWO2204 entsprechend dem aus dem A/D-Block243 erhaltenen digitalen Wert245 aus. Somit steuert das Signal Verror die Phasenverschiebung von RTWO2204 , indem es diese in einem Phasenwähler247 auswählt. Der PW-Block kombiniert dann die Ausgangssignale von RTWO1 und RTWO2, um den gewünschten Puls zu bilden. -
2C zeigt eine einfachere Ausführungsform300 zur digitalen Steuerung der Pulsweite, die in3 konzeptionell dargestellt ist. Diese Ausführungsform umfasst einen A/D-Block302 , einen PS-Block304 und einen PW-Block306 , zusammen mit einem einzelnen RTWO308 . Der A/D-Block302 empfängt die Spannung Verror310 , um eine digitale Version [d1, d2, ..., dn]312 der Steuerspannung zu erzeugen. Die digitale Version der Steuerspannung [d1, d2, ..., dn]312 funktioniert dahingehend, dass sie eine von über den PS-Block304 direkt von dem RTWO308 abgegriffen N Phasen auswählt. Der PW-Block306 empfängt die ausgewählte Phase316 von dem RTWO308 , zusammen mit einer Phase von einer festen Anzapfung314 des RTWO und funktioniert dahingehend, dass er die Phasen kombiniert, um die gewünschte Pulsweite zu bilden. - Leistungswandler-Konstruktion
-
4A zeigt den in einem Leistungswandler400 verwendeten Pulsweitenmodulator. Die Eingangsspannung Vin402 ist an die Ausgangsspannung des Wandlers404 über einen Skalierblock406 gekoppelt, der die Lastspannung404 erhöhen oder verringern kann, und der Ausgang des PW-Blocks408 ist an den Einschaltdauer-Eingang d410 des Wandlers gekoppelt, wie gezeigt. -
4B zeigt den in einem Leistungswandler mit einem Synchrongleichrichter104 verwendeten Pulsweitenmodulator. In4B ist ein zweiter PW-Block452 aufgenommen, um das Einschaltdauer-Signal454 für den Betrieb des Synchrontransistors104 zu bilden. -
4C zeigt einen in einem Leistungswandler480 mit einem Synchrongleichrichter verwendeten Pulsweitenmodulator. In4C betreibt der Ausgang jedes RTWO202 ,204 den Schalttransistor102 und den Synchrongleichrichter104 direkt, wodurch die Notwendigkeit für die PW-Blöcke entfällt. -
4D zeigt einen in einem Leistungswandler500 mit einem Synchrongleichrichter104 verwendeten Pulsweitenmodulator. Der Pulsweitenmodulator verwendet eine digitale Auswahl312 für die Phase auf der Basis der Fehlerspannung310 des Regelabweichungs-Verstärkers502 gemäß der Konstruktion in2C . Der Regelabweichungs-Verstärker empfängt Eingangsgrößen von Vref504 und dem Skalierer406 , um das Signal Verror310 zu erzeugen. -
4E zeigt einen in einem Leistungswandler500 mit einem Synchrongleichrichter104 verwendeten Pulsweitenmodulator Der Pulsweitenmodulator verwendet eine digitale Auswahl312 für die Phase auf der Basis der Fehlerspannung310 gemäß der Konstruktion in3 . In4E ist zu beachten, dass nicht nur der Hauptschalttransistor102 durch den digitalen Phasenwähler gesteuert werden kann, sondern auch der Synchrongleichrichtertransistor104 in der gleichen Weise gesteuert werden könnte, das heißt, durch Aufnahme einer separaten Phasenwähler-PS-Schaltung522 , die die Ausgangsgröße des A/D-Wandlers312 und N Anzapfungen524 von dem RTWO314 empfängt. - Mehrphasen-Leistungswandler
- Noch eine weitere Ausführungsform
550 der vorliegenden Erfindung ist ein Mehrphasen-Leistungswandler. Ein Teil eines solchen Wandlers ist in5 gezeigt. Jeder der Schalter552a , b554a , b556a , b lädt und entlädt Drosseln560 ,562 ,564 über die gezeigte Spannungs- und Stromquelle564 und kann durch einen vom Pulsweitenmodulator der vorliegenden Erfindung abgeleiteten PW-Block oder direkt von einem RTWO gesteuert werden, gemäß4A ,4B ,4C ,4D oder4E . Die Konstruktion580 in3 kann auch als ein PWM für einen Mehrphasenwandler verwendet werden, indem Anzapfungen582a –n von dem RTWO584 , die für einen N-Phasenwandler um 360/N Grad voneinander beabstandet sind, verwendet werden. - Obwohl die vorliegende Erfindung in beträchtlichem Detail mit Bezug auf bestimmte bevorzugte Versionen derselben beschrieben wurde, sind andere Versionen möglich. Entsprechend sollte der Geist und Umfang der beigefügten Ansprüche daher nicht auf die Beschreibung der hierin enthaltenen bevorzugten Versionen beschränkt werden.
Claims (20)
- Pulsweitenmodulator, umfassend: einen ersten Wanderwellen-Drehoszillator (
202 ) (Rotary Traveling Wave Oscillator), der auf einer vorbestimmten Frequenz schwingt und ein Oszillator-Signal an einer ersten Ausgangsanzapfung und eine Rückkopplungsanzapfung mit einer ersten Phase aufweist; einen zweiten Wanderwellen-Drehoszillator (204 ), der auf einer zweiten Frequenz schwingt und ein Oszillator-Signal an einer zweiten Ausgangsanzapfung und eine Rückkopplungsanzapfung mit einer zweiten Phase aufweist; eine spannungsgesteuerte Kapazitätsvorrichtung (Voltage-Controlled Capacitance Device), die ein Spannungssteuersignal empfängt das die Kapazität der Vorrichtung ändert, wobei die Vorrichtung mit dem zweiten Drehwanderwellenoszillator verbunden ist, so dass die Kapazität der Vorrichtung die Frequenz und Phase des zweiten Oszillators beeinflusst; einen Phasendetektor (214 ) (Phase Detector), der an die Rückkopplungs-Anzapfungen an dem ersten (202 ) und zweiten Wanderwellen-Drehoszillator (204 ) gekoppelt ist, um eine Differenz zwischen der ersten Phase und der zweiten Phase zu bestimmen; einen Zeit-Spannungs-Wandler (216 ) (Time-To-Voltage Converter), der eine Differenz von dem Phasendetektor (214 ) in eine Spannung umwandelt; einen Regelabweichungs-Verstärker (218 ) (Error Amplifier) der die Ausgangsspannung des Zeit-Spannungs-Wandlers (216 ) und eine externe Eingangsspannung (224 ) empfängt, um ein Regeldifferenzsignal zu erzeugen; ein Tiefpassfilter (220 ) (Low Pass Filter), welches das Regeldifferenzsignal von dem Regelabweichungs-Verstärker (218 ) filtert, um das Spannungssteuersignal zu erzeugen, das dahin tendiert, die zweite Frequenz im wesentlichen gleich der vorbestimmten Frequenz zu machen und die zweite Phase einstellbar von der ersten Phase verschoben zu machen; und eine Pulsweitenvorrichtung (228 ) (Pulse Width Device), die das Oszillatorsignal an der ersten Ausgangsabzapfung und das Oszillatorsignal an der zweiten Ausgangsanzapfung kombiniert, um einen Puls zu bilden, dessen Weite eine Funktion der Eingangsspannung ist. - Pulsweitenmodulator nach Anspruch 1, wobei der Phasendetektor (
214 ) ein Exklusiv-”ODER”-Gatter (252 ) ist, das einen ersten Eingang aufweist, der mit der Rückkopplungsanzapfung des ersten Oszillators (202 ) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit der Rückkopplungsanzapfung des zweiten Oszillators (204 ) verbunden ist. - Pulsweitenmodulator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei der Zeit-Spannungs-Wandler (
216 ) ein Tiefpassfilter ist, das die Ausgangsgröße von dem Phasendetektor (214 ) empfängt, um eine Spannung zu bilden, die den Phasendetektor über die Zeit mittelt. - Pulsweitenmodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Pulsweiteneinrichtung (
228 ) einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor enthält, die jeweils eine Source, einen Drain, ein Gate und einen Kanal zwischen Drain und Source aufweisen, wobei der Kanal des ersten und des zweiten Transistors in Reihe verbunden sind, wobei das Gate des ersten Transistors mit der ersten Ausgangsanzapfung verbunden ist und das Gate des zweiten Transistors mit der zweiten Ausgangsanzapfung verbunden ist, so dass sich ein leitfähiger Weg durch beide Transistoren ergibt wenn sich das Oszillatorsignal an der ersten Anzapfung und das Oszillatorsignal an der zweiten Anzapfung zeitlich überlappen. - Leistungswandler umfassend: einen ersten Wanderwellen-Drehoszillator (
202 ) (Rotary Traveling Wave Oscillator, RTWO), der dazu ausgebildet ist, ein erstes Oszillatorsignal zu erzeugen; einen zweiten RTWO (204 ), der dazu ausgebildet ist, ein zweites Oszillatorsignal zu erzeugen; einen Phasendetektor (214 ), der dazu ausgebildet ist, eine Phasendifferenz zwischen dem ersten und zweiten Oszillatorsignal zu bestimmen; einen Zeit-Spannungs-Wandler (216 ), der dazu ausgebildet ist, die Phasendifferenz in eine Phasenspannung umzuwandeln; einen Regelabweichungs-Verstärker (218 ), der dazu ausgebildet ist, eine verstärkte Spannung zu erzeugen, indem er eine Differenz zwischen der Phasenspannung und einer Differenzspannung verstärkt; und einen Steuerblock (222 ), der dazu ausgebildet ist, zumindest entweder eine Phase und/oder eine Frequenz des zweiten RTWO (204 ) basierend auf der verstärkten Spannung zu steuern, so dass die Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Oszillatorsignal durch die Differenzspannung gesteuert wird. - Leistungswandler nach Anspruch 5, ferner umfassend einen Pulsweitenblock (
408 ), der dazu ausgebildet ist, ein Pulssignal zu erzeugen, indem er das erste Oszillatorsignal und das zweite Oszillatorsignal kombiniert. - Leistungswandler nach Anspruch 6, wobei der Pulsweitenblock (
228 ) einen ersten Transistor (274 ) und einen zweiten Transistor (272 ) umfasst, wobei der erste Transistor (274 ) ein Gate enthält, das dazu ausgebildet ist, das erste Oszillatorsignal zu empfangen, und einen Kanal, wobei der zweite Transistor (272 ) ein Gate enthält, das dazu ausgebildet ist, das zweite Oszillatorsignal zu empfangen, und einen Kanal, wobei die Kanäle des ersten und des zweiten Transistors in Reihe verbunden sind, so das sich ein leitfähiger Weg durch den ersten (274 ) und zweiten Transistor (272 ) ergibt wenn sich das erste Oszillatorsignal und das zweite Oszillatorsignal zeitlich überlappen. - Leistungswandler nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei die Fehlerspannung (VError) einer Differenz zwischen einer Referenzspannung (
226 ) und einer Eingangsspannung (224 ) entspricht. - Leistungswandler nach Anspruch 8, umfassend mindestens einem Schalttransistor (
102 ), der dazu ausgebildet ist, eine Ausgangsspannung des Leistungswandlers zu steuern, wobei der Leistungswandler ferner einen Skalierblock (406 ) umfasst, der dazu ausgebildet ist, die Eingangsspannung durch Skalierung der Ausgangsspannung des Leistungswandlers zu erzeugen. - Leistungswandler nach Anspruch 9, wobei das erste Oszillatorsignal und das zweite Oszillatorsignal dahingehend funktionieren, dass sie eine Einschaltdauer des mindestens einen Schalttransistors steuern.
- Leistungswandler nach einem der Ansprüche 5 bis 10, wobei der erste RTWO (
202 ) dazu ausgebildet ist, in einem Phasenregelkreis zu arbeiten, so dass das erste Oszillatorsignal mit einem Referenzoszillatorsignal phasenverriegelt ist. - Leistungswandler nach einem der Ansprüche 5 bis 11, wobei der Phasendetektor ein Exklusiv-ODER(XOR)-Gatter (
252 ) umfasst, das einen ersten Eingang aufweist, der dazu ausgebildet ist, das erste Oszillatorsignal zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der dazu ausgebildet ist, das zweite Oszillatorsignal zu empfangen. - Leistungswandler nach Anspruch 12, wobei der Zeit-Digital-Wandler ein Widerstands-Kondensator(RC)-Filter (
254 ) umfasst, das dazu ausgebildet ist, die Phasenspannung zu erzeugen, indem es ein Ausgangssignal des XOR-Gatters (252 ) filtert. - Leistungswandler nach einem der Ansprüche 5 bis 13, wobei der Steuerblock einen Varaktor (
260 ) mit einer Kapazität umfasst, die dazu ausgebildet ist, die Phase und die Frequenz des zweiten RTWO (204 ) zu verändern. - Leistungswandler nach einem der Ansprüche 5 bis 14, ferner umfassend ein Tiefpassfilter, das dazu ausgebildet ist, die verstärkte Spannung zu filtern.
- Verfahren zum Steuern einer Einschaltdauer bei einem Leistungswandler, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen eines ersten Oszillatorsignals mittels eines ersten Wanderwellen-Drehoszillators (Rotary Traveling Wave Oscillator, RTWO) (
202 ); Erzeugen eines zweiten Oszillatorsignals mittels eines zweiten RTWOs (204 ); Bestimmen einer Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Oszillatorsignal; Wandeln der Phasendifferenz in eine Phasenspannung; Erzeugen einer verstärkten Spannung durch Verstärken einer Differenz zwischen der Phasenspannung und einer Fehlerspannung; und Steuern zumindest entweder einer Phase und/oder einer Frequenz des zweiten RTWOs (204 ) auf der Basis der verstärkten Spannung. - Verfahren nach Anspruch 16, ferner umfassend Erzeugen eines Pulssignals durch Kombinieren des ersten Oszillatorsignals und des zweiten Oszillatorsignals.
- Verfahren nach Anspruch 16, ferner umfassend Steuern einer Einschaltdauer eines Schalttransistors mittels des Pulssignals.
- Leistungswandler nach einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die Fehlerspannung (VError) einer Differenz zwischen einer Referenzspannung (VRef) und einer Eingangsspannung (VIn) entspricht.
- Leistungswandler nach Anspruch 19, ferner umfassend eine Skalierung einer Ausgangsspannung des Leistungswandlers, um die Eingangsspannung zu erzeugen.
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---|---|
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104796135B (zh) * | 2015-04-23 | 2017-12-26 | 西安电子科技大学 | 一种低失真尖峰抑制相位选择器 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20040135560A1 (en) * | 2002-11-14 | 2004-07-15 | Kent Kernahan | Power converter circuitry and method |
Family Cites Families (80)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69315010T2 (de) | 1992-08-20 | 1998-04-16 | Koninkl Philips Electronics Nv | Oszillator mit mehrphasigen Ausgängen |
US5302920A (en) | 1992-10-13 | 1994-04-12 | Ncr Corporation | Controllable multi-phase ring oscillators with variable current sources and capacitances |
US5584067A (en) | 1993-12-10 | 1996-12-10 | Motorola, Inc. | Dual traveling wave resonator filter and method |
DE19511401A1 (de) | 1995-03-28 | 1996-10-10 | Siemens Ag | Monolithisch integrierter Oszillator |
US6002274A (en) | 1995-09-29 | 1999-12-14 | Dallas Semiconductor | Oversampled state machine for jitter tolerant pulse detection |
US6259747B1 (en) | 1997-03-20 | 2001-07-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | IQ modulator, and associated method |
GB2325803B (en) | 1997-05-30 | 1999-09-29 | Lsi Logic Corp | Digital frequency generation method and apparatus |
US6483355B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-11-19 | Gct Semiconductor, Inc. | Single chip CMOS transmitter/receiver and method of using same |
JP2000124802A (ja) | 1998-10-20 | 2000-04-28 | Mitsubishi Electric Corp | Pll回路 |
US6157037A (en) | 1998-12-04 | 2000-12-05 | Photosense, Llc | Sensing device and method for measuring emission time delay during irradiation of targeted samples |
JP4414102B2 (ja) * | 1999-01-22 | 2010-02-10 | マルチギグ リミテッド | 電子回路 |
US6396359B1 (en) | 1999-09-15 | 2002-05-28 | California Institute Of Technology | Tunable, distributed, voltage-controlled oscillator |
ATE287139T1 (de) | 1999-12-13 | 2005-01-15 | Broadcom Corp | Oszillator mit mehrphasigen komplementären ausgängen |
US6323737B1 (en) | 2000-01-18 | 2001-11-27 | Raytheon Company | System and method for generating a multi-phase signal with a ring oscillator |
JP2005503679A (ja) | 2000-10-10 | 2005-02-03 | カリフォルニア・インスティテュート・オブ・テクノロジー | 分布型環状電力増幅器の構造 |
US6924681B2 (en) * | 2001-05-23 | 2005-08-02 | Texas Instruments Incorporated | Efficient pulse amplitude modulation transmit modulation |
US7409012B2 (en) | 2001-07-06 | 2008-08-05 | Motorola, Inc. | Modulator and signaling method |
US6426662B1 (en) | 2001-11-12 | 2002-07-30 | Pericom Semiconductor Corp. | Twisted-ring oscillator and delay line generating multiple phases using differential dividers and comparators to match delays |
US7005930B1 (en) | 2001-11-14 | 2006-02-28 | Berkana Wireless, Inc. | Synchronously coupled oscillator |
US6900699B1 (en) | 2001-11-14 | 2005-05-31 | Berkana Wireless, Inc. | Phase synchronous multiple LC tank oscillator |
TW513852B (en) | 2002-01-21 | 2002-12-11 | Nat Chung Cheng Univerity | Multiphase oscillator and multiphase oscillation signal generating method |
US7130604B1 (en) | 2002-06-06 | 2006-10-31 | National Semiconductor Corporation | Harmonic rejection mixer and method of operation |
JP2006528466A (ja) | 2003-07-23 | 2006-12-14 | プレジデント・アンド・フェロウズ・オブ・ハーバード・カレッジ | コプレーナストリップ線路に基づく方法および装置 |
US7471153B2 (en) | 2003-10-28 | 2008-12-30 | Axiom Microdevices, Inc. | Multi-primary distributed active transformer amplifier power supply and control |
US6943599B2 (en) | 2003-12-10 | 2005-09-13 | International Business Machines Corporation | Methods and arrangements for a low power phase-locked loop |
US7508893B1 (en) | 2004-06-04 | 2009-03-24 | Integrated Device Technology, Inc. | Integrated circuits and methods with statistics-based input data signal sample timing |
EP1608063A3 (de) | 2004-06-17 | 2006-09-13 | STMicroelectronics S.r.l. | Phasenschieber-Kopplungstechnik für mehrphasige Ringoszillatoren mit LC-Schwingkreis |
JPWO2006009159A1 (ja) * | 2004-07-22 | 2008-05-01 | ローム株式会社 | クロック生成回路および通信装置 |
US7209065B2 (en) | 2004-07-27 | 2007-04-24 | Multigig, Inc. | Rotary flash ADC |
US7085668B2 (en) | 2004-08-20 | 2006-08-01 | Teradyne, Inc. | Time measurement method using quadrature sine waves |
TWI241763B (en) | 2004-09-07 | 2005-10-11 | Realtek Semiconductor Corp | Multiphase voltage controlled oscillator |
US7513873B2 (en) | 2004-10-08 | 2009-04-07 | Supertex, Inc. | Low-noise ultrasound method and beamformer system for doppler processing |
WO2006063322A2 (en) | 2004-12-10 | 2006-06-15 | Nupower Semiconductor, Inc. | Chipset for isolated power supply with new programmable synchronization architecture |
US7224235B2 (en) | 2004-12-16 | 2007-05-29 | Rf Magic, Inc. | Phase-accurate multi-phase wide-band radio frequency local oscillator generator |
ATE387771T1 (de) | 2005-01-05 | 2008-03-15 | Axalto Sa | Vorrichtung zur datenkommunikation |
US7833158B2 (en) | 2005-02-14 | 2010-11-16 | Bartz James C | Methods and apparatus for beamforming applications |
EP1693965A1 (de) | 2005-02-22 | 2006-08-23 | STMicroelectronics S.r.l. | Sechsphasiger synchroner Durch-vier-Kreisfrequenzteiler |
EP1856804A4 (de) * | 2005-02-23 | 2008-10-15 | Multigig Inc | Rauscharmer teiler |
US7782988B2 (en) | 2005-05-02 | 2010-08-24 | Multigig Inc. | Digital frequency synthesizer |
US7339439B2 (en) | 2005-07-18 | 2008-03-04 | Atmel Corporation | Voltage-controlled oscillator with multi-phase realignment of asymmetric stages |
US7511588B2 (en) | 2005-07-19 | 2009-03-31 | Lctank Llc | Flux linked LC tank circuits forming distributed clock networks |
US7577225B2 (en) | 2005-07-28 | 2009-08-18 | Agere Systems Inc. | Digital phase-looked loop |
US7224199B1 (en) | 2005-11-04 | 2007-05-29 | National Semiconductor Corporation | Circuit and method for digital delay and circuits incorporating the same |
US7944316B2 (en) | 2005-12-02 | 2011-05-17 | Panasonic Corporation | Multi-phase oscillator |
DE112006003542B4 (de) | 2005-12-27 | 2016-08-04 | Analog Devices Inc. | Analog-Digital-Umsetzersystem mit Drehtakt-Flash und Verfahren |
US7307483B2 (en) | 2006-02-03 | 2007-12-11 | Fujitsu Limited | Electronic oscillators having a plurality of phased outputs and such oscillators with phase-setting and phase-reversal capability |
WO2007109744A2 (en) * | 2006-03-21 | 2007-09-27 | Multigig Inc. | Dual pll loop for phase noise filtering |
FI20065260A0 (fi) * | 2006-04-24 | 2006-04-24 | Nokia Corp | Vaihdemodulaattori |
US7515005B2 (en) | 2006-06-30 | 2009-04-07 | O2Micro International Ltd. | Variable frequency multi-phase oscillator |
WO2008029438A1 (fr) | 2006-09-04 | 2008-03-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Circuit de reproduction de données |
TW200822528A (en) | 2006-11-07 | 2008-05-16 | Univ Nat Taiwan Science Tech | Multi-phase voltage-control osillator |
US7715143B2 (en) | 2006-12-31 | 2010-05-11 | Broadcom Corporation | Delta-sigma PLL using fractional divider from a multiphase ring oscillator |
US7482884B2 (en) | 2007-01-31 | 2009-01-27 | Moai Electronics Corporation | Ring oscillator with a two-stage phase blender for generating multi-phase clock signals |
US7885625B2 (en) | 2007-03-13 | 2011-02-08 | Texas Instruments Incorporated | RF A/D converter with phased feedback to low noise amplifier |
TWI332320B (en) | 2007-03-20 | 2010-10-21 | Etron Technology Inc | Spread spectrum clock generator |
JP4908284B2 (ja) | 2007-03-28 | 2012-04-04 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電圧制御発振器 |
US7504895B2 (en) | 2007-04-10 | 2009-03-17 | Texas Instruments Incorporated | Multi-phase interleaved oscillator |
ATE475128T1 (de) | 2007-05-01 | 2010-08-15 | Nxp Bv | Mehrphasentaktsystem |
US7612621B2 (en) | 2007-05-16 | 2009-11-03 | International Business Machines Corporation | System for providing open-loop quadrature clock generation |
US7826815B2 (en) * | 2007-07-13 | 2010-11-02 | Fairchild Semiconductor Corporation | Dynamic selection of oscillation signal frequency for power converter |
US7663328B2 (en) | 2007-12-12 | 2010-02-16 | The Boeing Company | Multi-phase, multi-frequency controller |
US7741921B2 (en) | 2008-05-05 | 2010-06-22 | Waveworks, Inc. | Trigger-mode distributed wave oscillator system |
TWI358884B (en) | 2008-06-13 | 2012-02-21 | Green Solution Tech Co Ltd | Dc/dc converter circuit and charge pump controller |
KR100965766B1 (ko) | 2008-06-30 | 2010-06-24 | 주식회사 하이닉스반도체 | 링 오실레이터와 이를 이용한 멀티 위상 클럭 보정 회로 |
JP5106330B2 (ja) | 2008-09-16 | 2012-12-26 | パナソニック株式会社 | ディジタル制御発振回路、周波数シンセサイザ及び無線通信機器 |
US7847643B2 (en) | 2008-11-07 | 2010-12-07 | Infineon Technologies Ag | Circuit with multiphase oscillator |
US20100117744A1 (en) | 2008-11-10 | 2010-05-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Phase error correction in rotary traveling wave oscillators |
JP2010147977A (ja) | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Panasonic Corp | 電圧制御発振回路 |
JP2010171970A (ja) | 2009-01-21 | 2010-08-05 | Korea Advanced Inst Of Science & Technology | 差動構造のパルスオシレータとその配列を用いる多位相超広帯域信号発生器 |
ITMI20090289A1 (it) | 2009-02-27 | 2010-08-28 | Milano Politecnico | Dispositivo elettronico per generare una frequenza frazionaria |
US7907023B2 (en) | 2009-05-29 | 2011-03-15 | Panasonic Corporation | Phase lock loop with a multiphase oscillator |
US7893778B2 (en) | 2009-06-19 | 2011-02-22 | Alpha & Omega Semiconductor Incorporated | Flexible low current oscillator for multiphase operations |
US7952439B1 (en) | 2009-11-23 | 2011-05-31 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | System and method for phase locking multiple oscillators |
US8278982B2 (en) | 2009-12-29 | 2012-10-02 | Analog Devices, Inc. | Low noise fractional divider using a multiphase oscillator |
EP2341631A1 (de) | 2009-12-30 | 2011-07-06 | Nxp B.V. | Abstimmvorrichtung mit Digital-Analog-Wandlermischer mit einem einzigen lokalen Oszillator |
US8212599B2 (en) | 2009-12-30 | 2012-07-03 | Sandisk Technologies Inc. | Temperature-stable oscillator circuit having frequency-to-current feedback |
EP2408118B1 (de) | 2010-07-12 | 2013-02-13 | Nxp B.V. | Umwandlungssystem |
US8222939B2 (en) | 2010-07-19 | 2012-07-17 | Panasonic Corporation | Method and system for a glitch correction in an all digital phase lock loop |
US8193870B2 (en) | 2010-07-19 | 2012-06-05 | Panasonic Corporation | Method and system for compensation of frequency pulling in an all digital phase lock loop |
US8816780B2 (en) | 2010-07-27 | 2014-08-26 | Mediatek Inc. | Apparatus and method for calibrating timing mismatch of edge rotator operating on multiple phases of oscillator |
-
2011
- 2011-12-12 US US13/316,994 patent/US8487710B2/en active Active
-
2012
- 2012-12-10 CN CN201280061156.XA patent/CN103988407B/zh active Active
- 2012-12-10 WO PCT/US2012/068803 patent/WO2013090203A2/en active Application Filing
- 2012-12-10 DE DE112012005179.3T patent/DE112012005179B4/de active Active
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20040135560A1 (en) * | 2002-11-14 | 2004-07-15 | Kent Kernahan | Power converter circuitry and method |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Takinami, K. ; Strandberg, R. ; Liang, P.C.P. ; de Mercey, G.L.G.: A rotary-traveling-wave-oscillator-based all-digital PLL with a 32-phase embedded phase-to-digital converter in 65nm CMOS. In: Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers (ISSCC), 2011 IEEE International, 20-24 Feb. 2011, 100-102. - ISSN 0193-6530 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE112012005179T5 (de) | 2014-09-18 |
US8487710B2 (en) | 2013-07-16 |
WO2013090203A3 (en) | 2014-05-08 |
CN103988407B (zh) | 2016-12-21 |
CN103988407A (zh) | 2014-08-13 |
US20130147569A1 (en) | 2013-06-13 |
WO2013090203A2 (en) | 2013-06-20 |
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R016 | Response to examination communication | ||
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