JPWO2006009159A1 - クロック生成回路および通信装置 - Google Patents
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Abstract
所望のスペクトルの拡散量を容易に調節することのできる、不要輻射を低減したクロック生成回路の提供する。クロック生成回路100は、PLL回路60とジッタ付加回路20とを含む。ジッタ付加回路20は、PLL回路60の電圧制御発振器16を駆動するためのバイアス電流を生成し、さらにゆらぎを付加する。このジッタ付加回路20は、オシレータ22と電流源24を含み、オシレータ22により生成されるゆらぎ成分が、バイアス電流に付加される。オシレータ22の発振周波数は、入力クロック信号CKINの周波数の自然数倍とする。
Description
本発明は、クロック生成回路およびそれを使用した通信装置に関し、特に不要輻射を低減する技術に関する。
携帯電話やPDA(Personal Digital Assistance)などの小型情報端末においては、その内部で使用される半導体装置を駆動し、あるいは無線通信に必要な高周波信号を生成するために、クロック生成回路が用いられている。このクロック生成回路の出力クロック信号の周波数は、近年の小型情報端末の高速化に伴い、ますます高くなっている。その結果、クロック生成回路から輻射される電磁波が、周辺回路や他の電子機器の誤動作を誘発したり、無線通信などに影響を及ぼしてしまうという問題が生じている。
このような問題はEMI(電磁干渉)として知られ、このEMIを低減する手法として、クロック生成回路から得られるクロック信号を周波数変調することによってスペクトルを拡散させ、不要輻射を低減する技術が注目されている。
例えば、特許文献1においては、スペクトルを拡散させるために、PLL(Phase Locked Loop)回路の入力クロック信号や、ループ内の信号にゆらぎを持たせることにより出力クロック信号のスペクトルを拡散して不要輻射の低減を図っている。また、特許文献2においては、PLL回路の分周器の分周比を変化させることによって発振周波数を変化させて不要輻射の低減を図っている。
例えば、特許文献1においては、スペクトルを拡散させるために、PLL(Phase Locked Loop)回路の入力クロック信号や、ループ内の信号にゆらぎを持たせることにより出力クロック信号のスペクトルを拡散して不要輻射の低減を図っている。また、特許文献2においては、PLL回路の分周器の分周比を変化させることによって発振周波数を変化させて不要輻射の低減を図っている。
本発明は、上記文献に記載の技術と同様に、出力クロック信号のスペクトルを拡散させることによって不要輻射の低減を行い、上述のEMIを低減することを課題とするが、先行技術とはその手法を異にしている。本発明の目的は、所望のスペクトルの拡散量を容易に調節することのできる、不要輻射を低減したクロック生成回路の提供にある。
本発明のある態様のクロック生成回路は、電圧制御発振器と、電圧制御発振器を駆動するバイアス電流にゆらぎを付加するジッタ付加回路とを備える。
電圧制御発振器の発振周波数は、電圧制御発振器を駆動するバイアス電流の値によって変化するので、電圧制御発振器の入力電圧である電圧制御信号が一定でも、バイアス電流にゆらぎを付加することによって電圧制御発振器の発振周波数にゆらぎを付加することができる。そのため、電圧制御発振器の発振周波数が変化することになり、クロック生成回路の出力クロック信号のスペクトルを拡散し、不要輻射を低減することができる。
本発明の別の態様もまた、クロック生成回路である。このクロック生成回路は、入力クロック信号と分周された出力クロック信号との位相差を検出して位相差検出信号を出力する位相比較器と、位相差検出信号に基づいて、出力クロック信号を発生する電圧制御発振器と、電圧制御発振器を駆動するバイアス電流にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、を備える。
この態様によると、帰還ループを有するPLL回路においても、ジッタ付加回路によって、電圧制御発振器のバイアス電流にゆらぎが与えられ、電圧制御発振器の発振周波数が変化することになり、クロック生成回路の出力クロック信号のスペクトルを拡散することができ、不要輻射を低減することができる。
ジッタ付加回路によりバイアス電流に付加されるゆらぎは、交流信号であってもよい。この場合、出力クロック信号はその交流信号に基づいてなだらかにスペクトル拡散されるため、より好適に不要輻射を低減することができる。
ジッタ付加回路によりバイアス電流に付加されるゆらぎの周波数は、入力クロック信号の周波数の自然数倍であってもよい。出力クロック信号に付加されたゆらぎの成分は、分周時に入力クロック信号1周期分の平均で0となり打ち消され、電圧制御発振器がもっていたジッタ成分のみがフィードバックされる。
この態様によれば、ゆらぎの成分は、ループに影響を与えないため、中心周波数を固定しつつスペクトルを拡散することができる。
この態様によれば、ゆらぎの成分は、ループに影響を与えないため、中心周波数を固定しつつスペクトルを拡散することができる。
ジッタ付加回路によりバイアス電流に付加されるゆらぎは、外部から入力される信号により制御されてもよい。
本発明のさらに別の態様もまた、クロック生成回路である。このクロック生成回路は、入力クロック信号と分周された出力クロック信号との位相差を検出して位相差検出信号を出力する位相比較器と、位相差検出信号に基づいて出力クロック信号を発生する電圧制御発振器と、位相差検出信号にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、を備える。ジッタ付加回路により位相差検出信号に与えられるゆらぎの周波数は、入力クロック信号の周波数の自然数倍としてもよい。
ここで「位相差検出信号にゆらぎを付加する」とは、位相比較器から出力され、電圧制御回路に入力される経路上のいずれかの箇所において、ジッタ付加回路によって位相差検出信号にゆらぎが与えられることを意味する。
位相差検出信号に直接与えられたゆらぎの成分は、分周時に1周期分の平均で0となり打ち消され、電圧制御発振器で生じるジッタ成分のみがフィードバックされる。その結果、ループに影響を与えずに中心周波数を固定しつつスペクトルを拡散することができる。
ここで「位相差検出信号にゆらぎを付加する」とは、位相比較器から出力され、電圧制御回路に入力される経路上のいずれかの箇所において、ジッタ付加回路によって位相差検出信号にゆらぎが与えられることを意味する。
位相差検出信号に直接与えられたゆらぎの成分は、分周時に1周期分の平均で0となり打ち消され、電圧制御発振器で生じるジッタ成分のみがフィードバックされる。その結果、ループに影響を与えずに中心周波数を固定しつつスペクトルを拡散することができる。
本発明のさらに別の態様もまた、クロック生成回路である。このクロック生成回路は、電圧制御発振器と、電圧制御発振器を駆動するバイアス電流にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、ジッタ付加回路のゆらぎ量を調整するための端子と、を備える。
この態様によればゆらぎ量を外部から調整することができるため、クロック生成回路が使用される装置に応じて適切なスペクトル拡散を行い、不要輻射を低減することができる。
この態様によればゆらぎ量を外部から調整することができるため、クロック生成回路が使用される装置に応じて適切なスペクトル拡散を行い、不要輻射を低減することができる。
さらに、ジッタ付加回路の動作を停止する制御端子を設けてもよい。不要輻射が問題とならない場合には、この制御端子に外部から信号を与え、ジッタ付加回路を停止することによって消費電流を低減することができる。
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明に係るクロック生成回路によれば、出力クロック信号のスペクトラム拡散を行い不要輻射を低減することができる。
10 位相比較器、 12 チャージポンプ回路、 14 ローパスフィルタ、 16 電圧制御発振器、 18 分周器、 20 ジッタ付加回路、 22 オシレータ、 24 電流源、 100 クロック生成回路、 CKIN 入力クロック信号、 CKOUT 出力クロック信号。
以下、本発明について、実施の形態をもとに詳細に説明する。以下で説明する実施の形態は、クロック生成回路は、入力クロック信号CKINに基づいて、出力クロック信号CKOUTを発生させるPLL回路である。このクロック生成回路は、携帯電話端末などの通信装置に搭載され、通信に必要な高周波信号の基準周波数を生成するために使用される。
図7は、以下で説明する実施の形態に係るクロック生成回路を搭載した携帯電話端末200の全体構成を示すブロック図である。携帯電話端末200は、アンテナ202、デュプレクサ204、ローノイズアンプ206、パワーアンプ208、高周波IC210、ベースバンドIC212、温度補償水晶発振器(以下、TCXOという)214を含む。
TCXO214は、携帯電話端末200の基準クロック信号CLKを生成し、携帯電話端末200の各ブロックに対して出力する。
ベースバンドIC212は、携帯電話端末200全体を統括的に制御するチップであって、W−CDMA(Wideband−Code Division Multiple Access)やGSM(Global System for Mobile communications)などの通信方式に応じ、データの変調、復調等の信号処理を行う。ベースバンドIC212はPLL218を含む。PLL218は、TCXO214から出力される基準クロック信号CLKを入力クロック信号として、その周波数を逓倍した周期信号を生成し、ベースバンドIC212内部のクロック信号などとして利用する。
高周波IC210は、PLL216や、図示しないミキサ等を含む。PLL216は、TCXO214から出力される基準クロック信号CLKを入力信号としてその周波数を逓倍した信号を発生する。図示しないミキサは、PLL216により生成したローカル周波数信号を用いてミキシングを行い、周波数変換(アップコンバートあるいはダウンコンバート)を行う。高周波IC210は、ベースバンドIC212から出力されるI/Q信号にもとづきI/Q変調を行い、さらにローカル周波数から送信帯域周波数に周波数変換し、パワーアンプ208へと出力する。パワーアンプ208は、高周波IC210から出力される高周波信号を、基地局との距離に応じて増幅する。高周波IC210により増幅された高周波信号は、デュプレクサ204を介してアンテナ202に入力され、基地局装置へと送信される。
また、デュプレクサ204は、アンテナ202により受信した高周波信号をローノイズアンプ206へと出力する。ローノイズアンプ206は、受信した信号を増幅し、高周波IC210へと出力する。高周波IC210は、ローノイズアンプ206の出力信号を受信帯域周波数からローカル周波数に変換し、I/Q復調してベースバンドIC212へと出力する。
図7において、ベースバンドIC212内部のPLL218により生成されるクロック信号が、電磁波として放射され、他の回路の動作に影響をおそれがある場合には、そのスペクトラムを拡散して、EMIを低減する必要がある。一方、RFIC210内部のPLL216については、変調精度に影響を及ぼすおそれがあるため、スペクトラム拡散は行わない方がよい。
図8は、折り畳み型の携帯電話端末200の構成を示すブロック図である。携帯電話端末200は、液晶パネル232が搭載される第1筐体200aと、ベースバンドIC212が搭載される第2筐体200bを含む。第1筐体200aには、液晶パネル232および液晶パネルドライバ230が搭載される。
第1筐体200aおよび第2筐体200bはそれぞれ、レシーバIC224およびトランシーバIC220を備える。第1筐体200a、第2筐体200bは、ヒンジ部を介して接続されているため、データ配線の数は制限を受けることになる。トランシーバIC220およびレシーバIC224は、パラレルシリアル変換を行い、少ない配線によって、第1筐体200aと第2筐体200b間のデータ転送を行う機能ICである。第1筐体200aと第2筐体200bは、回転機構により接続されていてもよい。
トランシーバIC220には、ベースバンドIC212から出力されるデータ信号やクロック信号などが入力される。たとえば、ベースバンドIC212から出力される信号のクロック周波数は13MHzとする。トランシーバIC220は、ベースバンドIC212から出力されるクロック信号を逓倍するPLL222を備える。トランシーバIC220は、PLL222により生成した200MHz程度のクロック信号を用いて、ベースバンドICから出力されるデータ信号をパラレルシリアル変換し、レシーバIC224へと送信する。
レシーバIC224は、トランシーバIC220から出力されたデータをシリアルパラレル変換して液晶パネルドライバ230へと出力する。液晶パネルドライバ230は、このデータにもとづき、液晶パネル232にデータを表示する。
このような構成を有する図8の携帯電話端末200では、トランシーバ220内部のPLL222により生成される200MHzのクロック信号が、ヒンジ部からの不要輻射をもたらす場合がある。このような場合にも、EMIを低減するために、スペクトラム拡散を行った方が好ましい。
以下の実施の形態では、図7の携帯電話端末200のベースバンドIC212内部のPLL218や、図8の携帯電話端末200のトランシーバIC220内部のPLL222として好適に用いることができるクロック生成回路について説明する。
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るクロック生成回路100の構成を示す。
クロック生成回路100は、入力端子102、出力端子104を備える。それぞれの端子に入力され、または出力される信号を入力クロック信号CKIN、出力クロック信号CKOUTという。入力クロック信号CKINおよび出力クロック信号CKOUTの周波数をそれぞれ入力クロック周波数fIN、出力クロック周波数fOUTという。
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るクロック生成回路100の構成を示す。
クロック生成回路100は、入力端子102、出力端子104を備える。それぞれの端子に入力され、または出力される信号を入力クロック信号CKIN、出力クロック信号CKOUTという。入力クロック信号CKINおよび出力クロック信号CKOUTの周波数をそれぞれ入力クロック周波数fIN、出力クロック周波数fOUTという。
このクロック生成回路100は、PLL回路60とジッタ付加回路20とを含む。
PLL回路60は、位相比較器10、チャージポンプ回路12、ローパスフィルタ14、電圧制御発振器16、分周器18を含む。クロック生成回路100は、分周器18で設定された分周比Nで入力クロック信号CKINを逓倍し、出力クロック信号CKOUTを出力する。従って、出力クロック周波数fOUTと、入力クロック周波数fINは、fOUT=n×fINの関係が成り立つようにフィードバックにより制御される。
PLL回路60は、位相比較器10、チャージポンプ回路12、ローパスフィルタ14、電圧制御発振器16、分周器18を含む。クロック生成回路100は、分周器18で設定された分周比Nで入力クロック信号CKINを逓倍し、出力クロック信号CKOUTを出力する。従って、出力クロック周波数fOUTと、入力クロック周波数fINは、fOUT=n×fINの関係が成り立つようにフィードバックにより制御される。
位相比較器10には、入力クロック信号CKINと、出力クロック信号CKOUTが分周された帰還信号Sig3とが入力されており、2つの信号を比較して両信号の位相差に応じてアップまたはダウンいずれかの位相差検出信号Sig1を出力する。この位相差検出信号Sig1は、チャージポンプ回路12に入力される。
チャージポンプ回路12は、位相差検出信号Sig1のアップまたはダウンに応じてキャパシタを充放電することによって、チャージポンプ信号Sig2を生成し、ローパスフィルタ14に出力する。
ローパスフィルタ14は、いわゆるループフィルタであって、チャージポンプ信号Sig2を平滑化して不要高周波成分を除去するとともに所定のループ時定数を与えた発振制御信号Voscを出力する。
電圧制御発振器16には、ローパスフィルタ14によって不要高周波成分が除去された発振制御信号Voscが入力されている。電圧制御発振器16は、発振制御信号Voscの電圧に応じた周波数で発振し、出力クロック信号CKOUTを発生する。この出力クロック信号CKOUTは、分周器18によって分周され、帰還信号Sig3として位相比較器10に入力される。帰還信号Sig3の周波数は、分周器18の分周比Nを用いてfOUT/Nで与えられる。
このように構成されたPLL回路60により、fOUT/Nで与えられる帰還信号Sig3の周波数が、フィードバックによって入力クロック周波数fINに等しくなるように、言い換えればfOUT=fIN×Nが成り立つように制御されて周波数がロックされる。
ジッタ付加回路20は、電圧制御発振器16のバイアス電流Icを生成し、ゆらぎを付加するための回路であって、電流源24およびオシレータ22を含む。このジッタ付加回路20は、電圧制御発振器16のバイアス電流Icを変化させることによって、出力クロック信号CKOUTの周波数を変化させる機能を有する。
オシレータ22は、入力クロック信号CKINの自然数n倍の周波数をもつ正弦波電圧Vxを生成する。その正弦波電圧Vxは、振幅Ax、入力クロック周波数fINと、自然数nを用いて、Vx=Ax×Sin(2π×n×fIN×t)と表すことができる。本実施の形態では、簡単のためn=1とする。また、オシレータ22が発生する正弦波電圧Vxの振幅Axは、後述のように、出力クロック信号CKOUTに必要とされるスペクトルの拡散量に基づいて決定する。オシレータ22により生成される電圧は電流源24に入力されている。なお、オシレータ22は使用される箇所が限定されており、分周器18の分周比Nが大きいときにはその周波数も低いため、オシレータ22によるEMIの問題は生じない。また、その振幅を小さくしておけばさらに影響は小さくなる。
電流源24は、オシレータ22から出力される正弦波電圧Vxに応じたバイアス電流Icを発生する。バイアス電流Icには正弦波状のゆらぎが付加され、電圧制御発振器16は、このバイアス電流Icに基づいて駆動される。
図2は、電圧制御発振器16およびジッタ付加回路20の構成の一例を示す。また、図3(a)〜(c)は、ジッタ付加回路20における各電圧、電流の時間波形を示す。図3(a)〜(c)において、縦軸、横軸は、見やすさのために簡略化して示しており、実際のスケールとは異なっている。
ジッタ付加回路20は、電圧源40と電圧電流変換回路50を含む。電圧源40は、誤差増幅器30、抵抗R1、R2、定電圧源32を含む。オシレータ22は、正弦波電圧Vxを生成する。この電圧源40からは、オシレータ22の出力電圧をVx、定電圧源32の出力電圧をVyとすると、一定電圧(R1+R2)/R1×Vyを中心値として、振幅R2/R1×Vxの正弦波のゆらぎが付加された電圧Vzが出力される。図3(a)、(b)は、電圧Vx、Vy、Vzの時間波形を示す。
この電圧源40の出力電圧Vzは、電圧電流変換回路50に入力される。電圧電流変換回路50において、抵抗R3にはVz/R3で与えられる電流が流れる。トランジスタ対M1、M2はカレントミラーを構成し、またトランジスタ対M3、M4もカレントミラーを構成するため、トランジスタM4に流れるバイアス電流Icは、電圧源40の出力電圧Vzに比例した電流となる。このようにしてジッタ付加回路20は、図3(c)に示す正弦波のゆらぎを有するバイアス電流Icを生成する。このバイアス電流は時間的にみると、電流値Ic1を中心として、最大でIc2、最小でIc3まで正弦波状にゆらいでいる。
ジッタ付加回路20のトランジスタM4は、電圧制御発振器16のトランジスタM5のゲートおよびソース、トランジスタM6〜M7のゲートに接続され、バイアス電流Icを引き込むことによって電圧制御発振器16を駆動する。また、電圧制御発振器16の入力端子106には発振制御信号Voscが入力され、トランジスタM12には発振制御信号Voscに応じた電流Ioscが流れる。
その結果、トランジスタM5に流れる電流Ibは、ジッタ付加回路20により生成されるバイアス電流Icと、トランジスタM12に流れる電流Ioscの和であるから、Ib=Ic+Ioscとなる。
その結果、トランジスタM5に流れる電流Ibは、ジッタ付加回路20により生成されるバイアス電流Icと、トランジスタM12に流れる電流Ioscの和であるから、Ib=Ic+Ioscとなる。
電圧制御発振器16は、一般的なリングオシレータを用いて構成されている。トランジスタM8、M9およびM10、M11はそれぞれインバータを構成し、奇数個のインバータを縦列に接続することによってリングオシレータを構成する。図中では、中段のインバータは簡略化のため図示していない。
このリングオシレータの発振周波数は、トランジスタM6〜M7に流れる電流によって制御される。このトランジスタM6〜M7は、トランジスタM5に対してカレントミラー形式で接続されているため、ジッタ付加回路20が引き込むバイアス電流Icおよび発振制御電圧Voscによって決まる電流Ioscの和である電流Ibに依存した電流が流れることになる。その結果、リングオシレータの発振周波数はバイアス電流Icによって制御することができる。
このリングオシレータの発振周波数は、トランジスタM6〜M7に流れる電流によって制御される。このトランジスタM6〜M7は、トランジスタM5に対してカレントミラー形式で接続されているため、ジッタ付加回路20が引き込むバイアス電流Icおよび発振制御電圧Voscによって決まる電流Ioscの和である電流Ibに依存した電流が流れることになる。その結果、リングオシレータの発振周波数はバイアス電流Icによって制御することができる。
図4は、このように構成された電圧制御発振器16の発振制御電圧Voscと発振周波数foscの関係を示す。横軸は発振制御電圧Voscであって、縦軸に発振周波数foscを取り、バイアス電流Icをパラメータとして示している。通常の電圧制御発振器16においては、バイアス電流Icを固定し、発振制御電圧Voscを変化させることによって発振周波数foscを変化させている。
いま、バイアス電流Icを変化させると、図4に破線で示すように発振制御電圧対周波数特性が変化する。バイアス電流Icを増加させると、発振周波数foscは高くなり、逆にバイアス電流Icを減少させると、発振周波数foscは低くなるため、バイアス電流Icを変化させると、発振制御電圧Voscを一定とした場合でも発振周波数foscを変化させることができる。その結果、ジッタ付加回路20によりバイアス電流Icに正弦波状のゆらぎを付加することによって、電圧制御発振器16の出力クロック信号CKOUTの周波数にゆらぎを与え、スペクトルを拡散することができる。
不要輻射を低減するために必要なスペクトルを拡散量Δfsとすると、図4から、この拡散量Δfsを得るためにバイアス電流Icに与えるべきゆらぎ量を見積もることができる。バイアス電流Icのゆらぎの振幅は、前述のようにオシレータ22の振幅Ax、抵抗値R1、R2によって決まるため、これらの値を調節することによって所望の拡散量Δfsを得ることができる。
以上のように構成されたクロック生成回路100の動作について、図5(a)〜(e)をもとに説明する。図5(a)〜(e)は、クロック生成回路100の電流、電圧および周波数の時間波形を示す。同図においてTpは、入力クロック信号CKINの周期を表し、入力クロック周波数fINの逆数となっている。
図5(a)は、ジッタ付加回路20を用いず、電圧制御発振器16を電流値がIc1に固定された定電流源によって駆動した場合の発振制御電圧Voscを示す。出力クロック信号CKOUTの周波数fOUTは、図4に示す関係に従うため、電圧制御発振器16に、図5(a)に示した発振制御電圧Voscが入力された場合、図5(b)に示す時間波形が得られる。この場合、出力クロック周波数fOUTは、周波数foにロックされ、PLL回路60により除去しきれない微少なジッタΔfが含まれている。
いま、ジッタ付加回路20によって、図5(c)に示す電流Icを生成し、この電流を電圧制御発振器16のバイアス電流としたとする。バイアス電流Icは、入力クロック信号CKINと同じ周波数fINの正弦波によってゆらぎが与えられており、中心値をIc1として、最大でIc2、最小でIc3までゆらいでいる。
電圧制御発振器16のバイアス電流Icに、図5(c)に示すようなゆらぎが与えられると、図4に示す関係に従い、出力クロック信号CKOUTの周波数fOUTは、図5(d)に示すように周波数foを中心に時間的にゆらぎ、スペクトルの拡散量Δfsをもつことになる。このゆらぎΔfsは、時間的に見ると周期Tpで増減する周期信号となっている。
電圧制御発振器16のバイアス電流Icに、図5(c)に示すようなゆらぎが与えられると、図4に示す関係に従い、出力クロック信号CKOUTの周波数fOUTは、図5(d)に示すように周波数foを中心に時間的にゆらぎ、スペクトルの拡散量Δfsをもつことになる。このゆらぎΔfsは、時間的に見ると周期Tpで増減する周期信号となっている。
なお、図5(b)に示すジッタ成分Δfが、PLL回路60によって位相ロックされたときの周波数変動であるため非常に小さな値であるのに対して、図5(d)に示すΔfsは、電圧制御発振器16のバイアス電流Icを積極的に変動させることにより生成したものであるため、Δfに比べて大きい。例えば、出力クロック信号CKOUTの周波数fOUTが100MHzで、1%のゆらぎを発生させている場合ではΔfs=1MHzであるのに対して、ジッタ成分Δfはせいぜい数十〜数百kHz程度にすぎない。
図5(d)に示すように、ジッタ付加回路20によりバイアス電流Icに与えられたゆらぎの周波数成分Δfsは、周期Tpの期間を平均するとキャンセルされる。従って、期間Tpの平均出力クロック周波数fOUTは、図5(b)に示した、ゆらぎを付加する前の出力クロック周波数foとほぼ等しくなる。
出力クロック信号CKOUTは、分周器18によって1/Nに分周されるが、これは出力クロック周波数fOUTを時間的に積分もしくは平均することに他ならないから、ゆらぎの周波数成分Δfsはキャンセルされる。図5(e)は、分周器18によって分周された帰還信号Sig3の周波数fFBを示す図であるが、ジッタ付加回路20によって出力クロック信号CKOUTに与えられたゆらぎの成分は現れない。
以上のように、本実施の形態に係るクロック生成回路100によれば、出力クロック信号CKOUTを、周波数foを中心に周波数幅Δfsでループに影響を与えることなくスペクトラム拡散することができ、不要輻射を低減することができる。
スペクトルの拡散量Δfsは、ジッタ付加回路20によりバイアス電流Icに付加したゆらぎの振幅によって決まるため、オシレータ22が生成する正弦波の振幅Aおよび抵抗R1、R2によって所望の値に簡易に調節することができる。
また、バイアス電流Icに与えるゆらぎの周波数は、入力クロック信号CKINの周波数fINの自然数倍としているため、分周器18によって分周される際にキャンセルされ、位相比較器10による位相比較時には付加したジッタの影響をほぼ0とすることができる。これにより、回路の設計段階においては、時間のかかる回路全体のループシミュレーションを行う際には、ジッタ付加回路20を除外して行えばよい。また、スペクトルの拡散量については、電圧制御発振器16およびジッタ付加回路20のみを考慮すればよいため、ループシミュレーションを行わなくとも見積もることができ、設計期間を短縮することができる。
さらに、出力クロック信号のスペクトラムが拡散されることによって、出力クロック信号CKOUTを利用して動作する他の回路からの不要輻射も低減される。さらに、この出力クロック信号CKOUTの伝搬路からの不要輻射も低減されるため、クロック生成回路100を含むシステム全体からの不要輻射を低減することができる。
(第2の実施の形態)
図6は、本発明の第2の実施の形態に係るクロック生成回路100の構成を示すブロック図である。図6において、既出の構成要素と同一または同等の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
第1の実施の形態に係るクロック生成回路100では、電圧制御発振器16のバイアス電流を変動させることによりスペクトラム拡散を行ったが、図6に示す第2の実施の形態に係るクロック生成回路100では、電圧制御発振器16に入力される発振制御信号Voscにジッタを付加することにより、スペクトラム拡散を行う。
図6は、本発明の第2の実施の形態に係るクロック生成回路100の構成を示すブロック図である。図6において、既出の構成要素と同一または同等の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
第1の実施の形態に係るクロック生成回路100では、電圧制御発振器16のバイアス電流を変動させることによりスペクトラム拡散を行ったが、図6に示す第2の実施の形態に係るクロック生成回路100では、電圧制御発振器16に入力される発振制御信号Voscにジッタを付加することにより、スペクトラム拡散を行う。
本実施の形態に係るクロック生成回路100は、ローパスフィルタ14の後段にジッタ付加回路20を備える。ジッタ付加回路20は、加算器70およびオシレータ72を含む。オシレータ72は、入力クロック信号CKINの周波数の自然数倍の周波数を有するジッタ成分Sig4を出力する。加算器70は、ローパスフィルタ14から出力される発振制御信号Voscと、オシレータ72から出力されるジッタ成分Sig4とを加算する。加算後の発振制御信号Vosc’は電圧制御発振器16へと出力される。電圧制御発振器16は、ジッタ成分の付加された発振制御信号Vosc’にもとづいた周波数を有する出力クロック信号CKOUTを出力する。
なお、ジッタ付加回路20はローパスフィルタ14の前段に設けてもよい。
なお、ジッタ付加回路20はローパスフィルタ14の前段に設けてもよい。
本実施の形態に係るクロック生成回路100によれば、位相比較器10から出力され、電圧制御発振器16に入力される経路上において、発振制御信号Voscにゆらぎが与えられる。発振制御信号Voscに与えられたゆらぎの成分の周波数は、入力クロック信号CKINの周波数の自然数倍であるため、分周時に1周期分の平均で0となり打ち消されるため、電圧制御発振器16で生じるジッタ成分のみがフィードバックされる。その結果、ループに影響を与えずに中心周波数を固定しつつスペクトルを拡散することができる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
例えば、図2に示した電圧源40や電圧電流変換回路50などは、他の等価な機能をもつ回路によって置換することが可能である。すなわち、ジッタ付加回路20としては、電圧制御発振器16のバイアス電流Icにゆらぎを与えられる構成となっていればよい。
また、PLL回路60は、図1のチャージポンプ回路12を用いない構成であってもよいし、入力周波数fINを逓倍して出力するようなPLL回路であってもよい。
また、PLL回路60は、図1のチャージポンプ回路12を用いない構成であってもよいし、入力周波数fINを逓倍して出力するようなPLL回路であってもよい。
本実施形態においては、バイアス電流Icに与えるゆらぎの周波数や振幅は、ジッタ付加回路20の内部で固定していたがこれには限定されない。例えば携帯電話端末に使用されるPLL回路60では、変調方式や出力電力によってスペクトルの拡散量Δfsを変化させる必要がある場合も想定される。このような場合に、ベースバンドICなど、セット端末を統合的に制御する回路によりスペクトルの拡散量Δfsを調整できた方が望ましい。そこで、ジッタ付加回路20のゆらぎ量や周波数を調整する制御信号を入力するための端子を設け、外部からの制御信号にもとづいてゆらぎの周波数や振幅を積極的に変化させてもよい。
さらに、スペクトルの拡散が不要なときには、外部からジッタ付加回路20の動作を停止させてもよい。そのために、ジッタ付加回路の動作を停止する停止信号を入力するための端子を設け、停止信号にもとづいてその動作を停止させることにより消費電流を低減することが可能となる。ジッタ付加回路20を停止状態とするためには、たとえば図2の回路図のオシレータ22、誤差増幅器30、定電圧源32をオフすればよい。
外部信号によってバイアス電流Icのゆらぎ幅を調節する方法としては、オシレータ22の振幅Axを制御したり、ジッタ付加回路20に使用される抵抗R1、R2を可変抵抗とすることによって容易に実現することができる。また、これ以外の方法によっても電流源の電流値を外部から与えられる信号によって変化させることができることは当業者に容易に理解されるところである。
本実施の形態においては、オシレータ22によって正弦波状のゆらぎを与えたが、これには限定されず、正弦波状のゆらぎの他、三角波などの他の交流信号であってもよい。この場合でも望ましくはその周波数を、入力クロック周波数fINの自然数倍とし、入力クロック信号CKINの1周期Tpを平均するとゆらぎの成分がゼロとなる信号とすることが望ましい。
さらに、ジッタ付加回路20においては、オシレータ22によってゆらぎを与えていたが、ゆらぎの周波数を入力クロック周波数fINの1倍に設定する場合、入力クロック信号をそのまま利用して交流信号を生成してもよい。この場合には、ジッタ付加回路20内部にオシレータを持つ必要が無くなるため回路を簡略化することができる。
また、このオシレータ22が生成していたゆらぎの信号は、外部から与えてもよい。クロック生成回路100が搭載される機器によっては、入力クロック信号の自然数倍のクロック信号を他のブロックで使用している場合もあるため、このクロック信号を利用することで回路を簡略化することができる。
また、このオシレータ22が生成していたゆらぎの信号は、外部から与えてもよい。クロック生成回路100が搭載される機器によっては、入力クロック信号の自然数倍のクロック信号を他のブロックで使用している場合もあるため、このクロック信号を利用することで回路を簡略化することができる。
本実施の形態においては、MOSFETを例に説明したが、バイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよく、これらの選択は、クロック生成回路に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。
本実施の形態において、クロック生成回路100を構成する素子はすべて一体集積化されていても、他の集積回路上に形成されていてもよく、あるいはその一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。
本発明は、不要輻射を低減する必要があるクロック生成回路全般に適用することができる。
Claims (10)
- 電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器を駆動するバイアス電流にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、
を備えることを特徴とするクロック生成回路。 - 入力クロック信号と分周された出力クロック信号との位相差を検出して位相差検出信号を出力する位相比較器と、
前記位相差検出信号に基づいて、前記出力クロック信号を発生する電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器を駆動するバイアス電流にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、
を備えることを特徴とするクロック生成回路。 - 前記ジッタ付加回路によりバイアス電流に付加されるゆらぎは、交流信号であることを特徴とする請求項1または2に記載のクロック生成回路。
- 前記ジッタ付加回路によりバイアス電流に付加されるゆらぎの周波数は、入力クロック信号の周波数の自然数倍であることを特徴とする請求項3に記載のクロック生成回路。
- 前記ジッタ付加回路によりバイアス電流に付加されるゆらぎは、外部から入力される信号により制御されることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載のクロック生成回路。
- 入力クロック信号と分周された出力クロック信号との位相差を検出して位相差検出信号を出力する位相比較器と、
前記位相差検出信号に基づいて前記出力クロック信号を発生する電圧制御発振器と、
前記位相差検出信号にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、
を備えることを特徴とするクロック生成回路。 - 前記ジッタ付加回路により付加されるゆらぎの周波数は、前記入力クロック信号の周波数の自然数倍であることを特徴とする請求項6に記載のクロック生成回路。
- 電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器を駆動するバイアス電流にゆらぎを付加するジッタ付加回路と、
前記ジッタ付加回路のゆらぎ量を調整する制御信号が入力される端子と、
を備えることを特徴とするクロック生成回路。 - 前記ジッタ付加回路の動作を停止する停止信号が入力される制御端子をさらに設けたことを特徴とする請求項8に記載のクロック生成回路。
- 請求項1から9のいずれかに記載のクロック生成回路を備えたことを特徴とする通信装置。
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