DE112011105345T5

DE112011105345T5 - Ausgleichsvorrichtung und Ausgleichsverfahren

Info

Publication number: DE112011105345T5
Application number: DE112011105345.2T
Authority: DE
Inventors: Daisuke Shimbo; Masataka Imao
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-06-17
Filing date: 2011-06-17
Publication date: 2014-04-10
Also published as: JP5518261B2; JPWO2012172676A1; CN103620992B; WO2012172676A1; CN103620992A

Abstract

Es wird auf die Bereitstellung einer Technik abgezielt, die in der Lage ist, ein Empfangssignal in verschiedenen Umgebungen genau zu kompensieren. Ein zweiter Filter 303 erzeugt ein zweites Filtersignal c(t), basierend auf einem ersten Filtersignal s(t) und einem zweiten Filterkoeffizienten w(t), und ein Kompensator 304 kompensiert eine Verzerrungskomponente eines Empfangssignals r(t), basierend auf dem zweiten Filtersignal c(t). Ein Fehlerjustierer 306 bestimmt eine Genauigkeit eines Fehlersignals e(t) zum Berechnen eines zweiten Filterkoeffizienten, basierend auf dem zweite Filtersignal c(t) und dem Verzerrungssignal p(t) oder/und einem erste Filtersignal s(t), um dadurch das Fehlersignal e(t), basierend auf der Genauigkeit, zu korrigieren. Ein Koeffizientenkalkulator 305 berechnet einen zweiten Filterkoeffizienten w(t) zur Verwendung durch den zweiten Filter 303, basierend auf dem ersten Filtersignal s(t) und dem Fehlersignal e(t), korrigiert durch den Fehlerjustierer 306.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ausgleichsvorrichtung und ein Ausgleichsverfahren zum Kompensieren einer Kanalverzerrung in einem Empfangssignal, das unter Verwendung eines Orthogonalfrequenzteilermultiplexmodulationsschemas moduliert ist.
Hintergrund
Normalerweise tritt in einer Umgebung, in der Funksignale während einer Bewegung empfangen werden, eine Mehrpfadabschwächung aufgrund einer Radiointerferenz auf oder die Kanalumgebung variiert wild aufgrund der Bewegung, was dazu führt, dass die Qualität eines am Empfänger eintreffenden Signals dazu tendiert, zu degradieren. Für genaues Empfangen von Signalen selbst bei schwachen Kanalumgebungen ist daher eine neue Mobilempfangstechnik erforderlich.
Beispiele der Techniken zum genauen Empfangen von Signalen beinhalten eine Kanalausgleichstechnik. In der Kanalausgleichstechnik wird ein an einem Empfänger ankommendes Signal mit einem angemessenen Filterkoeffizienten multipliziert und dadurch die Variationen (Übertragungsverzerrungen) in der Kanalumgebung zu kompensieren (auszugleichen), die beispielsweise von Rauschen herrühren. Mit anderen Worten kann diese Technik Einflüsse von Signalverzerrungen reduzieren, die von Multipfadabschwächung und Hochgeschwindigkeitsbewegung und von durch einen Empfänger überlagertem Rauschen herrühren.
1 zeigt ein Beispiel einer Ausgleichsvorrichtung, auf die eine Kanalabschätztechnik angewendet wird, die sich auf eine Ausgleichsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung bezieht. In der nachfolgenden Beschreibung wird eine in 1 gezeigte Ausgleichsvorrichtung als eine ”verwandte Ausgleichsvorrichtung” bezeichnet. Ein Empfänger, der ein Rundfunksignal des orthogonalen Frequenzteilermultiplexmodulationsschemas als ein Empfangssignal empfängt, wird stromaufwärts der verwandten Ausgleichsvorrichtung vorgesehen und das Empfangssignal wird an der verwandten Ausgleichsvorrichtung eingegeben.
In der in 1 gezeigten, verwandten Ausgleichsvorrichtung wird zuerst ein Empfangssignal an einem ersten Referenzsignaldetektionsabschnitt 1 eingegeben. Der Referenzsignaldetektionsabschnitt 1 extrahiert Referenzsignale, die im Empfangssignal enthalten sind. Hier sind die Referenzsignale Signale, die mit einer spezifischen Frequenz und Amplitude zu senden sind. Im Empfangssignal, das die in 2 gezeigte Signalanordnung aufweist, entsprechen die Referenzsignale diskreten Referenzsignalen 11 (schraffiert mit einem sandartigen Muster), lokalisiert zwischen Datensignalen 12 bei regelmäßigen Intervallen in einer Frequenzrichtung und einer Zeitrichtung. Der erste Referenzsignaldetektionsabschnitt 1 gibt die extrahierten Referenzsignale an einen Verzerrungsdetektionsabschnitt 2 aus.
Der Verzerrungsdetektionsabschnitt 2 berechnet eine Verzerrungskomponente des Referenzsignals beim Empfangen des Referenzsignals. Beispielsweise detektiert der Verzerrungsdetektionsabschnitt 2 eine Amplitudenkomponente des durch den ersten Referenzsignaldetektionsabschnitt 1 extrahierten Referenzsignals und teilt die Amplitudenkomponente durch einen bekannten idealen Amplitudenwert, nämlich einen Amplitudenwert des Referenzsignals bei der Übertragung. Dann nimmt der Verzerrungsdetektionsabschnitt 2 ein durch Teilen einer Verzerrungskomponente des Referenzsignals ermittelten Wert und gibt das die Verzerrungskomponente anzeigende Verzerrungssignal an einen Zeitinterpolationsfilterabschnitt 3 aus. Dieser Ansatz ermöglicht es, einen Verzerrungsgrad des Referenzsignals 11 zu digitalisieren.
Der Zeitinterpolationsfilterabschnitt 3 führt Signalverarbeitung am Verzerrungssignal aus dem Verzerrungsdetektionsabschnitt 2 aus, um dadurch ein erstes Filtersignal zu erzeugen, das eine Verzerrungskomponente eines Teils von Datensignalen anzeigt (nachfolgend auch als ”partielle Datensignale” bezeichnet), zusätzlich zur Verzerrungskomponente des Referenzsignals, die durch das Verzerrungssignal angezeigt ist. Es sollte angemerkt werden, dass die partiellen Datensignale beispielsweise Datensignale sind, die zwischen den Referenzsignalen aneinander angrenzend in der Zeitrichtung positioniert sind, und ihre Verzerrungskomponente basierend auf dem Referenzsignal und dem Filterkoeffizienten abgeschätzt wird.
Ein Frequenzinterpolationsabschnitt 4 führt eine Signalverarbeitung am ersten Filtersignal aus dem Zeitinterpolationsfilterabschnitt 3 durch, um dadurch ein zweites Filtersignal zu erzeugen, das eine Verzerrungskomponente des verbleibenden Teils der Datensignale (nachfolgend auch als ”verbleibende Datensignale” bezeichnet), zusätzlich zu Verzerrungskomponenten der Referenzsignale und partiellen Datensignalen, die durch das ersten Filtersignal angezeigt sind, anzeigt. Es sollte angemerkt werden, dass die verbleibenden Datensignale beispielsweise Datensignale sind, die zwischen den Referenzsignalen und partiellen Datensignalen aneinander angrenzend in der Frequenzrichtung positioniert sind, und die Verzerrungskomponente derselben geschätzt wird basierend auf dem ersten Filtersignal und dem Filterkoeffizienten.
Wie oben beschrieben, erzeugt der Frequenzinterpolationsabschnitt 4 ein zweites Filtersignal, das die Verzerrungskomponente der Referenzsignale und die Verzerrungskomponenten aller Datensignale (partieller Datensignale und verbleibender Datensignale) anzeigt, und das zweite Filtersignal an einen Ausgleichsabschnitt 5 ausgibt. Der Ausgleichsabschnitt 5 teilt das empfangene Signal durch das zweite Filtersignal. Als Ergebnis wird eine im Empfangssignal enthaltene Kanalverzerrung kompensiert.
Bezüglich der Kanalausgleichstechnik (Kanalverzerrungsabschätzverfahren), wie oben beschrieben, ist im Allgemeinen ein Lern-Algorithmus bekannt, in welchem ein Operationsparameter, der durch einen Koeffizientenberechnungs-Algorithmus bei der Abschätzung einer Kanalumgebung zu verwenden ist, angemessen zum Verbessern einer Verzerrungskompensationsfähigkeit bestimmt wird. Beispielsweise falls die Filterkoeffizienten des Zeitinterpolationsfilterabschnitts 3 und des Frequenzinterpolationsfilterabschnitts 4 angemessen unter Verwendung des Lern-Algorithmus bestimmt werden, können die Genauigkeiten des Zeitinterpolationsfilterabschnitts 3 und des Frequenzinterpolationsfilterabschnitts 4 verbessert werden, was zu einer Verbesserung bei der Verzerrungskompensationsfähigkeit führt. Insbesondere ist es erforderlich, dass der Frequenzinterpolationsfilterabschnitt 4, der im letzteren Teil des Systems lokalisiert ist und Verzerrung vieler Datensignale abschätzt, eine höhere Abschätzgenauigkeit aufweist. Entsprechend wird im Allgemeinen der Filterkoeffizient des Frequenzinterpolationsfilterabschnitts 4 angemessen durch den Lern-Algorithmus bestimmt.
Als Nächstes wird ein solcher Lern-Algorithmus unter Bezugnahme auf 1 beschrieben. Das durch den Frequenzinterpolationsfilterabschnitt 4 erzeugte zweite Filtersignal wird am Ausgleichsabschnitt 5 eingegeben und wird auch an einem zweiten Referenzsignaldetektionsabschnitt 6 eingegeben. Der zweite Referenzsignaldetektionsabschnitt 6 extrahiert eine Verzerrungskomponente der Referenzsignale aus den durch das zweite Filtersignal angezeigten Verzerrungskomponenten und gibt die Verzerrungskomponente an einen Fehlerberechnungsabschnitt 7 aus.
Der Fehlerberechnungsabschnitt 7 gibt an einen Koeffizientenberechnungsabschnitt 8 ein Fehlersignal (beispielsweise ein Fehlersignal, das eine Differenz zwischen nachfolgenden Verzerrungskomponenten anzeigt) aus, basierend auf dem Vergleichsergebnis zwischen der Verzerrungskomponente der Referenzsignale aus dem Verzerrungsdetektionsabschnitt 2 und der Verzerrungskomponente der Referenzsignale aus dem zweiten Referenzsignaldetektionsabschnitt 6.
Der Koeffizientenberechnungsabschnitt 8 berechnet einen Filterkoeffizienten des Frequenzinterpolationsfilterabschnitts 4 unter Verwendung des Lern-Algorithmus, in welchem auf das erste Filtersignal aus dem Zeitinterpolationsfilterabschnitt 3 und das Fehlersignal aus dem Fehlerberechnungsabschnitt 7 referenziert wird.
Die verwandte Ausgleichsvorrichtung, welche den oben erwähnten Ansatz verwendet, ermöglicht es, eine Kanalverzerrung angemessen abzuschätzen. In der Umgebung mit einem niedrigen Träger-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis (CNR, carrier-to-noise power ratio) während des Empfangs können unglücklicherweise Koeffizienten in vielen Fällen nicht genau berechnet werden. Zusätzlich, falls dieser Ansatz in einer schwachen elektrischen Feldumgebung verwendet wird, in der eine elektrische Empfangsfeldintensität konstant schwach ist, nimmt eine Koeffizientenberechnungsgeschwindigkeit ab, was die Kanalverfolgungsleistungsfähigkeit degradiert. Weiterhin arbeitet in der verwandten Ausgleichsvorrichtung der Lern-Algorithmus zum Berechnen eines Koeffizienten des Frequenzinterpolationsfilters 4 nur zu einem Timing, zu welchem ein Referenzsignal eingegeben wird und unglücklicherweise sind die Berechnungsgeschwindigkeit und die Konvergenzgenauigkeit des Algorithmus beschränkt.
Um die obigen Probleme zu lösen, wird daher ein Ansatz vorgeschlagen, die nachfolgende Geschwindigkeit und Genauigkeit des Koeffizientenberechnungs-Algorithmus unter Verwendung eines Bestimmungssignals (beispielsweise eines ein hartes Bestimmungsergebnis anzeigenden Signals) zu verbessern, das durch die eine Bestimmungseinheit nach der Kanalverzerrungskompensation ermittelt wird.
Beispielsweise offenbart Patentdokument 1 einen Ansatz zum Vergleichen eines Wertes, der durch Teilen eines Empfangssignals durch ein hartes Bestimmungsergebnis ermittelt wird, mit einem Kanalabschätzwert, um dadurch einen Koeffizienten des Frequenzinterpolationsfilterabschnitts 4 zu berechnen, basierend auf einem das Vergleichsergebnis anzeigenden Fehlersignal. Dieser Ansatz ermöglicht die Anwendung des Koeffizientenberechnungs-Algorithmus nicht nur auf Referenzsignale, sondern auch auf alle Datensignale und somit wird erwartet, dass die Kanalabschätzgenauigkeit verbessert wird.
Patentdokument 2 offenbart einen Ansatz zum Definieren eines Fehlersignals, das eine Differenz beim Signal zwischen vor und nach einer harten Entscheidung anzeigt, und Abschätzen des CNR eines, einer Kanalverzerrungskompensation unterworfenen Signals unter Verwendung des Fehlersignals, und dadurch den Betrieb eines Koeffizientenberechnungs-Algorithmus zu steuern. Der Ansatz ermöglicht es, den Betrieb des Koeffizientenberechnungs-Algorithmus in einem Fall zu stabilisieren, bei dem die Kanalverzerrungskomponente und die Rauschkomponente, die nach der Kanalverzerrungskompensation verbleiben, groß sind.
Dokumente des Stands der Technik
Patentdokumente

Patentdokument 1: Nationale Veröffentlichung von Übersetzung Nr. 2008-543 186
Patentdokument 2: Japanisches Patent Nr. 4 459 507

Zusammenfassung der Erfindung
Durch die Erfindung zu lösende Probleme
Im in Patentdokument 1 offenbarten Ansatz wird jedoch die Genauigkeit des Kanalabschätzwertes nicht berücksichtigt. Entsprechend mag es sein, dass der Filterkoeffizient in einer Umgebung, in der die Genauigkeit eines Kanalabschätzwertes dazu tendiert, niedrig zu werden, nicht optimiert sein, das heißt in einer Umgebung, in der Empfangssignalleistung und Rauschleistung miteinander konkurrieren, oder in einer schwachen elektrischen Feldumgebung, in der die empfangenen elektrische Feldintensität konstant schwach ist.
Im in Patentdokument 2 beschriebenen Ansatz mag eine gewünschte Operation nicht in einer Umgebung durchgeführt werden, in der der CNR eines, der Kanalverzerrungskompensation unterworfenen Signals niedrig ist. Spezifisch, in einer Umgebung, in welcher die Rauschleistung und die gewünschte Signalleistung, die in einem, einer Kanalverzerrungskompensation unterworfenen Signal enthalten sind, gegeneinander konkurrieren, ist es sehr wahrscheinlich, dass eine fehlerhafte harte Entscheidung getroffen wird und folglich der CNR basierend auf dem fehlerhaften harten Bestimmungsergebnis abgeschätzt werden mag. In solch einem Fall kann man daran scheitern, das Empfangssignal genauer auszulesen.
Die vorliegende Erfindung ist daher im Hinblick auf die oben erwähnten Probleme gemacht worden und es ist eine Aufgabe derselben, eine Technik bereitzustellen, die zum genauen Kompensieren eines Empfangssignals in verschiedenen Umgebungen in der Lage ist.
Mittel zum Lösen der Probleme
Eine Ausgleichsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung kompensiert eine Kanalverzerrung eines Empfangssignals, das Referenzsignale und Datensignale in einem orthogonalen Frequenzteilermultiplexmodulationsschema enthält, die einen Verzerrungsdetektor enthält, der ein Verzerrungssignal erzeugt, das eine Verzerrungskomponente der in dem Empfangssignal enthaltenen Referenzsignale anzeigt. Die Ausgleichsvorrichtung beinhaltet einen ersten Filter, der ein erste Filtersignal, das eine Verzerrungskomponente eines Teils der Datensignale und eine Verzerrungskomponente der Referenzsignale anzeigt, basierend auf dem Verzerrungssignal erzeugt, einen zweiten Filter, der ein zweites Filtersignal, welches eine Verzerrungskomponente aller Datensignale und eine Verzerrungskomponente der Referenzsignale anzeigt, basierend auf dem ersten Filtersignal und einem Filterkoeffizienten erzeugt, und einen Kompensator, der eine Verzerrungskomponente des Empfangssignals, basierend auf dem zweiten Filtersignal kompensiert. Die Ausgleichsvorrichtung beinhaltet einen Fehlerjustierer, der eine Genauigkeit eines Fehlersignals zum Berechnen eines Filterkoeffizienten, basierend auf dem zweiten Filtersignal und dem Verzerrungssignal oder/und dem ersten Filtersignal bestimmt, um dadurch das Fehlersignal, basierend auf der Genauigkeit, zu korrigieren, und einen Koeffizientenkalkulator, der den Filterkoeffizienten zur Verwendung im zweiten Filter, basierend auf dem ersten Filtersignal und dem Fehlersignal, das durch den Fehlerjustierer korrigiert ist, berechnet.
Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Genauigkeit des Fehlersignals zum Berechnen eines Filterkoeffizienten basierend auf dem zweiten Filtersignal und dem Verzerrungssignal oder/und dem ersten Filtersignal bestimmt und wird ein Fehlersignal basierend auf der Genauigkeit korrigiert. Dies ermöglicht adaptives Steuern des Betriebs des Koeffizientenberechnungs-Algorithmus, wodurch das Empfangssignal korrekt bezüglich verschiedener Umgebungen kompensiert werden kann.
Kurze Beschreibung von Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel einer verwandten Ausgleichsvorrichtung zeigt.
2 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Signalanordnung eines Empfangssignals zeigt.
3 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
4 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Verzerrungsdetektors gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
5 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel eines ersten Filters gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
6 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel eines zweiten Filters gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
7 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Kompensators gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Fehlerjustierers gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
9 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer empfangenen elektrischen Feldintensität, einem elektrischen Feldpegel und einem Koeffizienten eines zweiten Korrektursignals zeigt.
10 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem Varianzwert und einem Koeffizienten eines dritten Korrektursignals zeigt.
11 ist ein Diagramm zum Erläutern eines Betriebs der Ausgleichsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform.
12 ist ein Diagramm zum Erläutern eines Betriebs der Ausgleichsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform.
13 ist ein Diagramm zum Erläutern eines Betriebs der Ausgleichsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform
14 ist ein Diagramm zum Erläutern eines Betriebs der Ausgleichsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform.
15 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
16 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Fehlerjustierers gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
17 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt.
18 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Fehlerjustierers gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
19 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Signalintensitätsbestimmungseinheit gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
20 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Rauschintensitätsbestimmungseinheit gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
21 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Fehlerjustierers gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt.
22 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Signalintensitätsbestimmungseinheit gemäß der vierten Ausführungsform zeigt.
23 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Rauschintensitätsbestimmungseinheit gemäß der vierten Ausführungsform zeigt.
Beschreibung von Ausführungsformen
<Erste Ausführungsform>
3 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in 3 gezeigt, beinhaltet eine Ausgleichsvorrichtung 300 einen Verzerrungsdetektor 301, einen ersten Filter 302, der ein Eingangssignal unter Verwendung eines ersten Filterkoeffizienten filtert, einen zweiten Filter 303, der das Eingangssignal unter Verwendung eines zweiten Filterkoeffizienten, der ein variabler Filterkoeffizient ist, filtert, einen Kompensator 304, einen Koeffizientenkalkulator 305 und einen Fehlerjustierer 306. Ein Empfangssignal r(t) und ein Fehlersignal e(t) werden an der Ausgleichsvorrichtung 300 eingegeben. Während jedem Signal in der Beschreibung hinzu addiertes (t) eine Zeit repräsentiert, zu welcher eine Signalverarbeitung durchgeführt wird, wird bezüglich der Signale in den Zeichnungen für die Einfachheit (t) weggelassen.
Die Ausgleichsvorrichtung 300 kompensiert (gleicht aus) eine Kanalverzerrung des Empfangssignal r(t) unter Verwendung eines über den Verzerrungsdetektor 301, den ersten Filter 302 und den zweiten Filter 303 erhaltenen Signals, und gibt dann ein ausgeglichenes Signal q(t), das durch das obige ermittelt wird, an eine Bestimmungseinheit 307 aus.
Die Ausgleichsvorrichtung 300 gemäß dieser Ausführungsform bestimmt die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) zur Berechnung eines zweiten Filterkoeffizienten, basierend auf der Ausgabe des ersten Filters 302 und der Ausgabe des zweiten Filters 303. Dann korrigiert die Ausgleichsvorrichtung 300 das Fehlersignal e(t) basierend auf dieser Genauigkeit und berechnet den zweiten Filterkoeffizienten des zweiten Filters 303, basierend auf einem korrigierten Fehlersignal g(t), das durch das obige ermittelt wird. Die Ausgleichsvorrichtung 300 gemäß dieser oben beschriebenen Ausführungsform ist in der Lage, die Operation des Koeffizientenberechnungs-Algorithmus zum Durchführen der Kompensation (Ausgleich) oben adaptiv zu steuern. Dies ermöglicht es, ein Empfangssignal stabil in einer Umgebung genau zu kompensieren, in der Rauschleistung und gewünschte Signalleistung, die im Empfangssignal r(t) enthalten sind, miteinander kompetieren, oder in einer schwachen elektrischen Feldumgebung, in welcher die empfangene elektrische Feldintensität konstant schwach ist, oder in einer anderen Umgebung. Die Konfiguration der Ausgleichsvorrichtung 300 gemäß dieser Ausführungsform wird unten beschrieben.
Zuerst wird das an der Ausgleichsvorrichtung 300 einzugebende Empfangssignal r(t) am Verzerrungsdetektor 301 eingegeben. Hier ist das an der Ausgleichsvorrichtung 300 einzugebende Empfangssignal r(t) ein Signal in einem Orthogonalfrequenzteilermultiplexmodulationsschema, das Referenzsignale und Datensignale enthält. Das Empfangssignal r(t) ist wünschenswerter Weise ein durch einen Zeitdomäne-zu-Frequenzdomäne-Umwandler ausgegebenes Ausgangssignal, der beispielsweise eine diskrete Fourier-Transformation (DCT) oder Schnell-Fourier-Transformation (FFT) durchführt.
Die im Empfangssignal r(t) enthaltenen Referenzsignale sind wünschenswerter Weise Signale, die mit einer spezifischen Frequenz und Amplitude zu senden sind, und sind spezifisch wünschenswerter Weise diskrete RF-Signale 11, die zwischen Datensignalen 12 zu lokalisieren sind, bei regelmäßigen Intervallen in der Frequenzrichtung und der Zeitrichtung, wie in 2 gezeigt. Während diese Ausführungsform die in dem Empfangssignal r(t) enthaltenen Referenzsignale als die diskreten Referenzsignale 11 beschreibt, sind die Referenzsignale nicht auf die diskreten Referenzsignale 11 beschränkt. In der nachfolgenden Beschreibung kann das diskrete Referenzsignal 11 als ”Referenzsignal 11” bezeichnet werden.
Der Verzerrungsdetektor 301 detektiert eine Verzerrungskomponente der Referenzsignale 11 aus dem Empfangssignal r(t) und erzeugt ein Verzerrungssignal p(t), das die Verzerrungskomponente anzeigt. Dann gibt der Verzerrungsdetektor 301 das Verzerrungssignal p(t) an den ersten Filter 302 aus.
4 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel des Verzerrungsdetektors 301 zeigt. Wie in 4 gezeigt, beinhaltet der Verzerrungsdetektor 301 einen Referenzsignalextraktor 401, einen Verzerrungsdetektionsteiler 402 und einen Idealsignalgenerator 403.
Der Referenzsignalextraktor 401 extrahiert die Referenzsignale 11 aus dem Empfangssignal r(t). Das Referenzsignal 11 ist zwischen den Datensignalen 12 zu gegebenen Zeit- und Frequenzintervallen lokalisiert und somit kann der Referenzsignalextraktor 401 aus beispielsweise einem Zeitschalter der pro vorbestimmte Zeit leitend gemacht wird, und einem Selektor, der ein in einem vorgegebenen Träger moduliertes Signal herausnimmt, gebildet sein,. Der Referenzsignalextraktor 401 gibt die extrahierten diskreten Referenzsignale 11 an den Verzerrungsdetektionsteiler 402 aus.
Der Verzerrungsdetektionsteiler 402 unterteilt die Referenzsignale aus dem Referenzsignalextraktor 401 durch ein bekanntes Idealsignal, das durch den Idealsignalgenerator 403 erzeugt wird, und gibt dann ein Ergebnis davon als das Verzerrungssignal p(t) aus. Das Idealsignal ist wünschenswerter Weise identisch zu einem Idealreferenzsignal, von dem erwartet wird, dass es aus dem Referenzsignalextraktor 401 ausgegeben wird, wenn durch die Kanalverzerrung und Rauschen in keinster Weise beeinträchtigt. Der Verzerrungsdetektor 301, der diesen Ansatz verwendet, kann ein Verzerrungssignal p(t) erzeugen, das durch Digitalisieren eines Verzerrungsgrads der Referenzsignale 11 erhalten wird.
Rückbezug nehmend auf 3 schätzt der erste Filter 302 eine Verzerrungskomponente von Teilen der Datensignale 12 (partielle Datensignale 12), basierend auf dem Verzerrungssignal p(t) aus dem Verzerrungsdetektor 301 ab und erzeugt dann das erste Filtersignal s(t), das die Verzerrungskomponente der partiellen Datensignale 12 und die Verzerrungskomponente der Referenzsignale 11 anzeigt. Dann gibt der erste Filter 302 das erste Filtersignal s(t) an den zweiten Filter 303, den Koeffizientenkalkulator 305 und den Fehlerjustierer 306 aus.
Wie oben beschrieben, beinhaltet das Empfangssignal r(t) gemäß dieser Ausführungsform die Referenzsignale 11, wie in 2 gezeigt. In einem solchen Fall ist es wünschenswert, einen Filter anzuwenden, der das Verzerrungssignal p(t) in derselben Richtung wie der erste Filter 302 filtert. Mit anderen Worten ist es bevorzugt, eine Interpolation der Kanalverzerrungskomponente in Zeitrichtung basierend auf der Verzerrungskomponente der aneinander in der Zeitrichtung angrenzenden Referenzsignale 11 durchzuführen. Der Filter wie oben beschrieben, kann das erste Filtersignal s(t) erzeugen, das nicht nur die Verzerrungskomponente der Referenzsignale 11 anzeigt, was durch das Verzerrungssignal p(t) angezeigt wird, sondern auch die Verzerrungskomponente der partiellen Datensignale 12, welche zwischen den Referenzsignalen 11 aneinander in der Zeitrichtung angrenzend lokalisiert sind.
5 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel in einem Fall zeigt, bei dem ein finiter Impulsreaktionsfilter, der Digitalsignalverarbeitung durchführt, als der erste Filter 302 angewendet wird. Der erste Filter 302, der in 5 gezeigt ist, beinhaltet eine m-te erste Verzögerungseinheitsgruppe 501, die aus einer ersten Verzögerungseinheit für den ersten Filter bis zu einer m-ten Verzögerungseinheit für den ersten Filter aufgebaut ist, einen m-ten ersten Multiplizierer 502, einen ersten Addierer 503 und eine m-te erste Filterkoeffizienten-Speichereinheit 504, welche von einem ersten Koeffizienten für den ersten Filter bis zu einem m-ten Koeffizienten für den ersten Filter speichert, die dem ersten Filterkoeffizienten entsprechen.
Zuerst werden Verzerrungssignale p(t), die am ersten Filter 302 einzugeben sind, in Zeitreihenfolge an der ersten Verzögerungseinheitsgruppe 501 eingegeben. Jede Verzögerungseinheit der ersten Verzögerungseinheitsgruppe 501 gibt ein durch Verzögern eines solchen Eingangssignals um eine vorbestimmte Zeit T₁ ermitteltes Signal aus. Die Verzögerungseinheiten werden so verbunden, dass ein Eingangssignal der ersten Verzögerungseinheit für den ersten Filter als ein Verzerrungssignal p(t) dient und eine Eingabe und eine Ausgabe einer Kartenverzögerungseinheit für den ersten Filter (2 ≤ k ≤ m – 1) als eine Ausgabe einer (k – 1)-ten Verzögerungseinheit für den ersten Filter bzw. ein Eingabe einer (k + 1)-ten Verzögerungseinheit für den ersten Filter dienen.
Ein j-ter Koeffizient für den ersten Filter (1 ≤ j ≤ m) der ersten Filterkoeffizienten-Speichereinheit 504 wird mit einer Ausgabe der j-ten Verzögerungseinheit für den ersten Filter im entsprechenden ersten Multiplizierer 502 multipliziert und dessen Multiplikationsergebnis wird an den ersten Addierer 503 ausgegeben.
Schließlich addiert der ersten Addierer 503 die eingegebenen m Multiplikationsergebnisse und gibt dann dessen Ergebnis als ein erstes Filtersignal s(t) aus. Der erste Filter 302, der diesen Ansatz verwendet, kann das erste Filtersignal s(t) basierend auf der Verzerrungskomponente der Referenzsignale 11 erzeugen.
Hier ist eine Beschreibung des Falls gegeben worden, bei dem der erste Filter 302 ein finiter Impulsreaktionsfilter ist, der Digitalsignalverarbeitung durchführt. Der erste Filter 302 ist nicht darauf beschränkt und kann ein infiniter Impulsfilter sein, der eine Digitalsignalverarbeitung durchführt, oder ein Filter, der eine Analogsignalverarbeitung durchführt.
Rückbezug nehmend auf 3 werden das durch den ersten Filter 302 erzeugte erste Filtersignal s(t) und n j-te Koeffizienten für zweite Filter w_j(t) (1 ≤ j ≤ n), welche die durch den Koeffizientenkalkulator 305 berechneten zweiten Filterkoeffizienten w(t) sind, am zweiten Filter 303 eingegeben. Der Koeffizientenkalkulator 305 wird unten im Detail beschrieben.
Der zweite Filter 303 schätzt eine Verzerrungskomponente eines verbleibenden Teils der Datensignale 12 (verbleibende Datensignale 12) basierend auf dem ersten Filtersignal a(t) aus dem ersten Filter 302 und dem Filterkoeffizienten w(t) aus dem Koeffizientkalkulator 305 ab. Dann erzeugt der zweite Filter 302 ein zweites Filtersignal c(t), das die Verzerrungskomponenten der partiellen Datensignale 12 und der verbleibenden Datensignale 12 anzeigt, das heißt, die Verzerrungskomponenten aller Datensignale 12, und die Verzerrungskomponente der Referenzsignale 11. Der zweite Filter 303 gibt das zweite Filtersignal c(t) an den Kompensator 304 und den Fehlerjustierer 306 aus.
Wie oben beschrieben, beinhaltet das Empfangssignal r(t) gemäß dieser Ausführungsform die Referenzsignale 11, wie in 2 gezeigt. In solch einem Fall ist es wünschenswert, einen Filter, der das erste Filtersignal s(t) in der Frequenzrichtung filtert, als den zweiten Filter 303 anzuwenden. Mit anderen Worten ist es wünschenswert, eine Interpolation der Kanalverzerrungskomponente in Frequenzrichtung, basierend auf den Verzerrungskomponenten der Referenzsignale 11 und partiellen Datensignalen 12 angrenzend aneinander in der Frequenzrichtung durchzuführen. Der Filter wie oben beschrieben kann das zweite Filtersignal c(t) erzeugen, das nicht nur die Verzerrungskomponenten der Referenzsignale 11 und partielle Datensignale anzeigt, welche durch das erste Filtersignal s(t) angezeigt sind, sondern auch die Verzerrungskomponenten der verbleibenden Datensignale 12, die zwischen den Referenzsignalen 11 und den partiellen Datensignalen 12 angrenzend aneinander in der Frequenzrichtung lokalisiert sind.
6 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel in einem Fall zeigt, bei dem ein finiter Impulsantwortfilter, der Digitalsignalverarbeitung durchführt, als der zweite Filter 303 angewendet wird. Der in 6 gezeigte zweite Filter 303 beinhaltet eine n-te zweite Verzögerungseinheitsgruppe 601, die aus von einer ersten Verzögerungseinheit für den zweiten Filter bis zu einer n-ten Verzögerungseinheit für den zweiten Filter aufgebaut ist, eine Mehrzahl zweiter Multiplizierer 602 und einen zweiten Addierer 603.
Zuerst werden die am zweiten Filter 303 einzugebenden ersten Filtersignale s(t) an der zweiten Verzögerungseinheitsgruppe 601 eingegeben, auf einer gegebenen Symbolbasis in absteigender und/oder aufsteigender Reihenfolge von Unterträgerfrequenz. Jede Verzögerungseinheit der zweiten Verzögerungseinheitsgruppe 601 gibt ein durch Verzögern eines solchen Eingangssignals um eine vorgegebene Zeit T₂ ermitteltes Signal aus. Dann werden die Verzögerungseinheiten so verbunden, dass ein Eingangssignal der ersten Verzögerungseinheit für den zweiten Filter als ein erstes Filtersignal s(t) dient, und eine Eingabe und eine Ausgabe einer Kartenverzögerungseinheit für den zweiten Filter (≤ k ≤ n – 1) als eine Ausgabe einer k – 1-ten Verzögerungseinheit für den zweiten Filter bzw. einer Eingabe einer (k + 1)-ten Verzögerungseinheit für den zweiten Filter dienen.
Ein j-ter Koeffizient für den zweiten Filter w₃(t) (1 ≤ j ≤ n), seiend der zweite Filterkoeffizient w(t) aus dem Koeffizientenkalkulator 305, wird mit einer Ausgabe einer j-ten Verzögerungseinheit für den zweiten Filter in dem entsprechenden zweiten Multiplizierer 602 multipliziert und dessen Multiplikationsergebnis wird an den zweiten Addierer 603 ausgegeben.
Schließlich addiert der zweite Addierer 603 die eingegebenen n Multiplikationsergebnisse und gibt dann das Ergebnis davon als ein zweites Filtersignal c(t) aus. Der zweite Filter 303, der diesen Ansatz verwendet, kann das zweite Filtersignal c(t) basierend auf den Verzerrungskomponenten der Referenzsignale 11 und den partiellen Datensignalen 12 erzeugen.
Hier ist eine Beschreibung des Falls gegeben worden, bei dem der zweite Filter 303 ein finiter Impulsantwortfilter ist, der die Digitalsignalverarbeitung durchführt. Der zweite Filter 303 ist nicht darauf beschränkt und kann ein infiniter Impulsfilter sein, der Digitalsignalverarbeitung durchführt, oder ein Filter, der Analogsignalverarbeitung durchführt. Die Verzögerungszeit T₁ des ersten Filters 302 und die Verzögerungszeit T₂ des zweiten Filters 303 können denselben Wert aufweisen und die Anzahl m von Verzögerungseinheiten der ersten Verzögerungseinheitsgruppe 501 und die Anzahl n von Verzögerungseinheiten der zweiten Verzögerungseinheitsgruppe 603 können denselben Wert aufweisen. Der erste Multiplizierer 502 und der zweite Multiplizierer 602 können dieselben Konfiguration aufweisen und der ersten Addierer 503 und der zweiten Addierer 603 können dieselben Konfiguration aufweisen.
Bezug nehmend wieder auf 3, kompensiert (gleicht aus) der Kompensator 304 die Verzerrungskomponente des Empfangssignals r(t), basierend auf dem zweiten Filtersignal c(t) aus dem zweiten Filter 303 und gibt dann ein ausgeglichenes Signal q(t), das durch das obige ermittelt worden ist, an die Bestimmungseinheit 307 aus.
7 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel des Kompensators 304, der wie oben beschrieben arbeitet, zeigt. Der in 7 gezeigte Kompensator 304 beinhaltet einen Ausgleichsteiler 701, der ein Empfangssignal r(t) und ein zweites Filtersignal c(t) empfängt. Der Ausgleichsteiler 701 teilt das eine Kanalverzerrung enthaltende Empfangssignal r(t) durch das zweite Filtersignal c(t), das eine Kanalverzerrungsabschätzkomponente anzeigt, welche eien Verzerrungskomponente ist, die wie oben beschrieben abgeschätzt wird. Entsprechend kann der Kompensator 304 ein ausgeglichenes Signal q(t) ermitteln, in welchem die Kanalverzerrungskomponente kompensiert ist.
Bezug nehmend wieder auf 3, empfängt die Bestimmungseinheit 307 das ausgeglichene Signal q(t) aus dem Kompensator 304 als Ausgabe der Ausgleichsvorrichtung 300. Dann decodiert die Bestimmungseinheit 307 das ausgeglichene Signal q(t) und gibt dann ein demoduliertes Signal d(t), welches durch das obige erhalten wird, aus. Die Bestimmungseinheit 307 kann beispielsweise aus einer Berechnungseinheit aufgebaut sein, die eine harte Entscheidung trifft, oder eine Berechnungseinheit, die eine weiche Entscheidung trifft.
Der Fehlerjustierer 306 korrigiert ein Fehlersignal e(t) basierend auf dem ersten Filtersignal s(t) aus dem ersten ersten Filter 302 und dem zweiten Filtersignal c(t) aus dem zweiten Filter 303, um dadurch ein korrigierte Fehlersignal g(t) zu erzeugen. Der Fehlerjustierer 306 wird unten im Detail beschrieben.
Der Koeffizientenkalkulator 305 berechnet einen zweiten Filterkoeffizienten w(t), der im zweiten Filter 303 zu verwenden ist, basierend auf dem durch den Fehlerjustierer 306 korrigierten, ersten Fehlersignal e(t). Bei dieser Ausführungsform berechnet der Koeffizientenkalkulator 305n j-te Koeffizienten für den zweiten Filter w_j(t) (1 ≤ j ≤ n), basierend auf dem ersten Filtersignal s(t) und dem korrigierten Fehlersignal g(t). Spezifischer ersetzt der Koeffizientenkalkulator 305 den zweiten Filterkoeffizienten w(t – τ), die korrigierten Fehlersignale g(t – τ), ..., g(t – nτ) und das erste Filtersignal s(t – τ), ..., s(t – nτ), die vorher durch den Fehlerjustierer 306 ermittelt worden sind, im Ausdruck (1) unten, um dadurch einen aktuellen zweiten Filterkoeffizienten w(t) (j-ter Koeffizient für zeiten Filter w_j(t) (1 ≤ j ≤ n)) zu berechnen. Hier repräsentiert τ eine vorbestimmte Zeitmenge.
[Formel 1]

w_j(t) = w_j(t – τ) + g(t – jτ)s(t – jτ) (1)

Als Nächstes wird der Fehlerjustierer 306 im Detail beschrieben. Bei dieser Ausführungsform werden das erste Filtersignal s(t), das zweite Filtersignal c(t) und das Fehlersignal e(t) am Fehlerjustierer 306 eingegeben. Hier ist das Fehlersignal e(t) ein Signal zum Berechnen des zweiten Filterkoeffizienten w(t) und kann beispielsweise als Ausdruck (2) unten definiert werden, unter Verwendung des ersten Filtersignals s(t) und des zweiten Filtersignals c(t).
[Formel 2]

e(t) = c(t) – s(t) (2)

Das Fehlersignal e(t) kann beispielsweise als Ausdruck (3) unten unter Verwendung des ausgeglichenen Signals q(t) aus dem Kompensator 304 und des demodulierten Signals d(t) aus der Bestimmungseinheit 307 definiert sein. Falls das Fehlersignal e(t) als Ausdruck (3) unten definiert wird, können sowohl die Kanalverzerrungskomponente als auch die Rauschkomponente berücksichtigt werden.
[Formel 3]

e(t) = d(t) – q(t) (3)

Das Fehlersignal e(t) kann beispielsweise als Ausdruck (4) unten unter Erwägung einer Genauigkeit entsprechend einem Grad an Kanalverzerrung definiert sein.
[Formel 4]

e(t) = {d(t) – q(t)}/{c(t)}² (4)

Das Fehlersignal e(t) kann beispielsweise als Ausdruck (5) unten unter Berücksichtigung einer Genauigkeit entsprechend einem Grad von Kanalverzerrung und einer Empfangssignalamplitude definiert sein.
[Formel 5]

e(t) = r(t) × {d(t) – q(t)}/{c(t)}² (5)

Das Beispiel des Fehlersignals e(t) ist oben beschrieben worden, das nicht auf das Obige beschränkt ist.
Der Fehlerjustierer 306 bestimmt die Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem ersten Filtersignal s(t) und dem zweiten Filtersignals c(t). Dann korrigiert der Fehlerjustierer 306 das Fehlersignal e(t), basierend auf der Genauigkeit, und erzeugt dann ein korrigiertes Fehlersignal g(t), das im Koeffizientenkalkulator 305 zu verwenden ist.
8 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel des Fehlerjustierers 306, der wie oben beschrieben arbeitet, zeigt. Der in 8 gezeigte Fehlerjustierer 306 beinhaltet einen Signalwandler 801, eine erste Signalprozessberechnungseinheit 811, eine Signalintensitätsbestimmungseinheit 821, eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 und einen Fehlerkorrektor 841. Die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 besteht aus einer Durchschnittsberechnungseinheit 812 und einer Normalisierungsberechnungseinheit 813 und der Fehlerkorrektor 841 besteht aus einem ersten Korrektor 842, einem zweiten Korrektor 843 und einem dritten Korrektor 844.
Das am Fehlerjustierer 306 eingegebene erste Filtersignal s(t) wird an der Durchschnittsberechnungseinheit 812 und der Normalisierungsberechnungseinheit 813 eingegeben, das am Fehlerjustierer 306 eingegebene zweite Filtersignal c(t) wird am Signalwandler 801 und der Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 eingegeben und das am Fehlerjustierer 306 eingegebene Fehlersignal e(t) wird am ersten Korrektor 842 eingegeben. Als Nächstes werden jeweils Komponenten des Fehlerjustierers 306 beschrieben.
Der Signalwandler 801 erzeugt ein erstes Korrektursignal x₁(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t) und gibt das erste Korrektursignal x₁(t) an den ersten Korrektor 842 aus. Beispielsweise führt der Signalwandler 801 Signalumwandlungen durch, wie durch Ausdrücke (6) bis (8) unten repräsentiert, um das erste Korrektursignal x₁(t) zu erzeugen. Hier ist α eine Konstante. Die Signalumwandlung durch den Signalwandler 801 ist nicht auf das Obige beschränkt.
[Formel 6]

x₁(t) = α × c(t) (6)

[Formel 7]

x₁(t) = α × {c(t)}² (7)

[Formel 8]

x₁(t) = α × {c(t)}^1/2 (8)

Der erste Korrektor 842 korrigiert das Fehlersignal e(t), basierend auf dem ersten Korrektursignal x₁(t), um dadurch ein erstes Zwischenfehlersignal e₁(t) zu erzeugen, und gibt das erste Zwischenfehlersignal e₁(t) an den zweiten Korrektor 843 aus. Beispielsweise nimmt der erste Korrektor 842 ein durch Addieren des ersten Korrektursignals x₁(t) und des Fehlersignals e(t) ermitteltes Signal als das erste Zwischenfehlersignal e₁(t).
Die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 führt eine statistische Verarbeitung an den ersten Filtersignalen s(t) durch, um dadurch ein erstes Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) zu erzeugen, das ein erstes statistisches Signal ist, und ein normalisiertes erstes Filtersignal s_nrm(t), das ein zweites statistisches Signal ist.
Bei dieser Ausführungsform mittelt die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 (Durchschnittsberechnungseinheit 812) Signale, an denen statistische Verarbeitung selbst durchzuführen ist, nämlich erste Filtersignale s(t) auf einer vorgegebenen Zeitbasis, um dadurch ein erstes Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) zu erzeugen. Die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 (Durchschnittsberechnungseinheit 812) kann konfiguriert sein, eine Blockdurchschnittsverarbeitung zum Durchführen des Mittelns durchzuführen, wenn die Anzahl von Signaleingabezeiten eine vorgegebene Anzahl von Malen erreicht, oder kann konfiguriert sein, begleitende Durchschnittsverarbeitung zum Durchführung von Mitteln pro Signaleingabe durchzuführen.
Bei dieser Ausführungsform teilt (normalisiert) die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 (Normalisierungsberechnungseinheit 813) Signale, an denen selbst statistische Verarbeitung durchzuführen ist, nämlich erste Filtersignale s(t), durch das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), um dadurch das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) zu erzeugen. Das so erzeugte erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) wird an der Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 eingegeben und das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) wird an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 eingegeben.
Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 bestimmt die Signalintensität r(t), basierend auf dem ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) und dem zweiten Filtersignal c(t). Wie unten beschrieben, entspricht die Signalintensität des Empfangssignals r(t) der Genauigkeit des Fehlersignals e(t) und somit, entspricht das Treffen einer Entscheidung zur Signalintensität dem Treffen einer Entscheidung zur Genauigkeit. Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 erzeugt ein zweites Korrektursignal x₂(t), basierend auf der Signalintensität und gibt dann das zweite Korrektursignal x₂(t) an den zweiten Korrektor 843 aus. Das zweite Korrektursignal x₂(t) ist ein Signal zum Korrigieren des ersten Zwischenfehlersignals e₁(t), das aus dem ersten Korrektor 842 ausgegeben wird. Die Erzeugung des zweiten Korrektursignals x₂(t) durch die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 wird unten spezifisch beschrieben.
Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 gemäß dieser Ausführungsform bestimmt die empfangene elektrische Feldintensität (d. h., empfangene elektrische Feldumgebung), basierend auf der Größe des Signals, außer bezüglich dem zweiten Filtersignal c(t) der Signale zur Verwendung beim Bestimmen der Signalintensität, das heißt das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t). Hier weist die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des ersten Durchschnittsfiltersignals s_ave(t) auf und bestimmt, in welche der drei Teilbereiche, die durch jene Schwellenwerte partitioniert sind, das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) fällt. Dann wählt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 aus den drei Stufen von empfangener elektrischer Feldintensität, ”starkes elektrisches Feld”, ”mittleres elektrisches Feld” und ”schwaches elektrisches Feld” eine Stufe entsprechend dem Teilungsbereich, in welchen das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis der empfangenen elektrischen Feldintensität aus. In der obigen Beschreibung bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 die empfangene elektrische Feldintensität (empfangene elektrische Feldumgebung), basierend auf der Größe des ersten Durchschnittsfiltersignals s_ave(t), was nicht darauf beschränkt ist. Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 kann die empfangene Leistungsintensität bestimmen (empfangener Leistungszustand).
Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 bestimmt den elektrischen Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t). Beispielsweise weist die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des zweiten Filtersignals c(t) auf und bestimmt, in welche der drei Unterteilungsbereiche, die durch jene Schwellenwerte partitioniert sind, das zweite Filtersignal c(t) fällt. Dann wählt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 aus den drei Stufen von elektrischem Feldpegel ”hoher Pegel”, ”mittlerer Pegel” und ”niedriger Pegel” eine Stufe entsprechend dem Unterteilungsbereich, in welchen das zweite Filtersignal c(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis des elektrischen Feldpegels aus. In der obigen Beschreibung bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 den elektrischen Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t), was nicht darauf beschränkt ist. Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 kann den Leistungspegel des zweiten Filtersignals c(t) bestimmen.
Wie in 9 gezeigt, weist die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 eine Tabelle auf, in der Koeffizienten des zweiten Korrektursignal x₂(t) jeweils mit neun Paaren assoziiert sind, die durch Kombinieren der drei Stufen der empfangenen elektrischen Feldintensität für das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) und der drei Stufen von elektrischem Feldpegel für das zweite Filtersignal c(t) erhalten werden, assoziiert sind. Unter Bezugnahme auf diese Tabelle wählt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 einen der Koeffizienten des zweiten Korrektursignals x₂(t) basieren auf der einen empfangenen elektrischen Feldintensität und dem einen elektrischen Feldpegel, bestimmt durch sie selbst, aus.
Bei dieser Ausführungsform werden der Koeffizient des zweiten Korrektursignals x₂(t), die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) und die Signalintensität des Empfangssignal r(t) miteinander assoziiert, wobei die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) höher wird und die Signalintensität des Empfangssignals r(t) stärker wird, wenn der Koeffizient des zweiten Korrektursignals x₂(t) größer wird. Entsprechend bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 gemäß dieser Ausführungsform die Signalintensität des Empfangssignals r(t), welche der Genauigkeit des Fehlersignals e(t) entspricht, basierend auf der empfangenen elektrischen Feldintensität und dem elektrischen Feldpegel, bestimmt durch sie selbst, um dadurch das zweite Korrektursignal x₂(t) basierend auf der Signalintensität zu erzeugen.
Bei dieser Ausführungsform, wie in 9 gezeigt, in einem Fall, bei dem die empfangene elektrische Feldintensität einem mittleren elektrischen Feld entspricht, muss das erste Zwischenfehlersignal e₁(t) nicht korrigiert werden. Entsprechend wird ein zweites Korrektursignal x₂(t) mit einem Koeffizienten ”1” aus der Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 ausgegeben. In einem Fall, bei dem die empfangene elektrische Feldintensität dem schwachen elektrischen Feld entspricht, wird ein zweites Korrektursignal x₂(t) mit einem Koeffizienten β_HM (m = 1, 2, 3) mit einem Wert gleich oder größer als ”1” ausgegeben. In einem Fall, bei dem die empfangene elektrische Feldintensität einem starken elektrischen Feld entspricht, wird ein Satz Korrektursignale x₂(t) mit einem Koeffizienten β_LM (m = 1, 2, 3) mit einem Wert gleich oder kleiner als ”1” ausgegeben. Mit anderen Worten bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 gemäß dieser Ausführungsform, dass die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) höher ist (die Signalintensität des Empfangssignals r(t) ist stärker), wenn die empfangene elektrische Feldintensität schwächer wird, und erhöht den Koeffizienten (Signalpegel) des zweiten Korrektursignals x₂(t).
Im schwachen elektrischen Feld mit derselben empfangenen elektrischen Feldintensität, ist ein Koeffizient (β_H1) eines elektrischen Feldpegels (hoher Pegel) mit einer größeren Differenz ab der empfangenen elektrischen Feldintensität (schwaches elektrisches Feld) kleiner als ein Koeffizient (β_H3) eines elektrischen Feldpegels (niedriger Pegel) mit einer kleineren Differenz gegenüber der elektrischen Feldintensität (schwaches elektrisches Feld). Gleichermaßen ist im starken elektrischen Feld mit derselben empfangenen Feldintensität der Koeffizient (β_L3) des elektrischen Feldpegels (niedriger Pegel) mit einer größeren Differenz gegenüber der empfangenen elektrischen Feldintensität (starkes elektrisches Feld) kleiner als der Koeffizient (β_L1) des elektrischen Feldpegels (hoher Pegel) mit einer kleineren Differenz gegenüber der empfangenen elektrischen Feldintensität (starkes elektrisches Feld). Mit anderen Worten bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 gemäß dieser Ausführungsform, dass die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) niedriger (die Signalintensität des Empfangssignals r(t) ist schwächer) ist, wenn ein absoluter Wert der Differenz zwischen der empfangenen elektrischen Feldintensität und einem elektrischen Feldpegel größer ist, und macht den Koeffizienten (Signalpegel) des zweiten Korrektursignals x₂(t) kleiner.
Die Beschreibung ist für einen Fall gegeben worden, bei dem die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 die Genauigkeit basierend auf der empfangenen elektrischen Feldintensität und elektrischen Feldpegel, bestimmt durch sie selbst, bestimmt, die nicht darauf beschränkt ist. Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 kann eine Genauigkeit basierend auf der empfangenen Leistungsintensität und Leistungspegel, bestimmt durch sie selbst, bestimmen. Die Stufen der empfangenen elektrischen Feldintensität und des elektrischen Feldpegels sind nicht auf drei beschränkt, sondern können zwei Stufen oder vier oder mehr Stufen sein. Die Kombination der Koeffizienten (β_HM, 1, β_LM) des zweiten Korrektursignals x₂(t) ist nicht auf die in 9 gezeigte Größenbeziehung beschränkt.
Das Korrektursignal x₂(t) aus der Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 wird am zweiten Korrektor 843 eingegeben. Der zweite Korrektor 843 korrigiert das erste Zwischenfehlersignal e₁(t) basierend auf dem zweiten Korrektursignal x₂(t), um dadurch ein zweites Zwischen-Fehlersignal e₂(t) zu erzeugen, und gibt das erzeugte Signal an den dritten Korrektor 844 aus. Beispielsweise nimmt der zweite Korrektor 843 ein durch Addieren des zweiten Korrektursignals x₂(t) und des ersten intermediären Fehlersignal e₁(t) ermitteltes Signal als das zweite intermediäre Fehlersignal e₂(t) an.
Das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) aus der ersten Signalprozessberechnungseinheit 811 wird an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 eingegeben. Die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 bestimmt die Rauschintensität des ersten Filtersignals s(t), basierend auf dem normalisierten ersten Filtersignal s_nrm(t). Die Rauschintensität des ersten Filtersignals s(t) entspricht der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), wie unten beschrieben, und somit entspricht das Treffen einer Entscheidung über die Rauschintensität dem Treffen einer Entscheidung über die Genauigkeit. Die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 erzeugt ein drittes Korrektursignal x₃(t), basierend auf der Rauschintensität und gibt das dritte Korrektursignal x₃(t) an den dritten Korrektor 844 aus. Das dritte Korrektursignal x₃(t) ist ein Signal zum Korrigieren des zweiten intermediären Fehlersignals e₂(t), das aus dem zweiten Korrektor 843 ausgegeben wird. Die Erzeugung des dritten Korrektursignals x₃(t) durch die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 wird unten spezifisch beschrieben.
Die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 gemäß dieser Ausführungsform berechnet einen Varianzwert s_var(t) basierend auf einem Signal, das beim Bestimmen der Rauschintensität zu verwenden ist, nämlich dem normalisierten ersten Filtersignal s_nrm(t). Hier wird das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 auf einer vorgegebenen Zeitbasis eingegeben und die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 berechnet den Varianzwert des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) bezüglich einer Unterträgerfrequenz.
Die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 weist zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des berechneten Varianzwerts s_var(t) auf und bestimmt, in welche der drei durch diese Schwellenwerte partitionierten Unterteilungsbereiche der Varianzwert s_var(t) fällt. Dann wählt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 aus den drei Stufen von Rauschintensität ein ”starkes Rauschen”, ”mittleres Rauschen” und ”schwaches Rauschen”, wobei eine Stufe dem Teilbereich entspricht, in welchen der Varianzwert s_var(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis der Rauschintensität aus.
Wie in 10 gezeigt, weist die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 eine Tabelle auf, in welcher Koeffizienten des dritten Korrektursignals x₃(t) jeweils mit den drei Stufen der Rauschintensität für den Varianzwert s_var(t) assoziiert sind. Unter Bezugnahme auf diese Tabelle wählt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 einen Koeffizienten des dritten Korrektursignals x₃(t), basierend auf einer durch sie selbst bestimmten Rauschintensität, aus.
Bei dieser Ausführungsform ist der Koeffizient des dritten Korrektursignals x₃(t) nicht nur mit der Rauschintensität des ersten Filtersignals s(t) assoziiert, sondern auch mit der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), wobei die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) höher wird, wenn der Koeffizient des dritten Korrektursignals x₃(t) größer wird. Entsprechend bestimmt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 gemäß dieser Ausführungsform die Rauschintensität des ersten Filtersignals s(t) entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem Varianzwerts s_var(t), um dadurch das dritte Korrektursignal x₃(t), basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen.
Bei dieser Ausführungsform wird das dritte Korrektursignal x₃(t) mit einem Koeffizienten γ_LI mit einem größeren Wert in einem Fall ausgegeben, bei dem die Rauschintensität einem schwachen Rauschen entspricht, und wird das dritte Korrektursignal x₃(t) mit einem Koeffizienten γ_L3 mit einem kleineren Wert in dem Fall ausgegeben, bei dem sich die Rauschintensität auf starkes Rauschen bezieht. Mit anderen Worten ist die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 gemäß dieser Ausführungsform konfiguriert, den Koeffizienten (Signalpegel) des dritten Korrektursignals x₃(t) größer zu machen, wenn die Rauschintensität schwächer wird. Falls ein drittes Korrektursignal x₃(t) mit einem Koeffizienten ”1” in einem Fall ausgegeben wird, bei dem keine Notwendigkeit zur Korrektur des zweiten Zwischen-Fehlersignals e₂(t) besteht, ist es erwünscht, dass γ_LI ≤ 1. Die Stufen von Rauschintensitäten sind nicht auf drei beschränkt, sondern können zwei Stufen oder vier oder mehr Stufen sein.
Das dritte Korrektursignal x₃(t) aus der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 wird an dem dritten Korrektor 844 eingegeben. Der dritte Korrektor 844 korrigiert das zweite intermediäre Fehlersignal e₂(t), basierend auf dem dritten Korrektursignal x₃(t), um dadurch das oben beschriebene korrigierte Fehlersignal g(t) zu erzeugen, und gibt das korrigierte Fehlersignal g(t) an den Koeffizientenkalkulator 305 aus. Beispielsweise nimmt der dritte Korrektor 844 ein Signal, welches durch Addieren des Korrektursignals x₃(t) und des zweiten intermediären Fehlersignals e₂(t) ermittelt wird, als ein korrigiertes Fehlersignal g(t) an.
Im Fehlerkorrektor 841, führen der erste Korrektor 842 bis dritte Korrektor 844 die oben erwähnten Operationen aus. Entsprechend korrigiert der Fehlerkorrektor 841 das Fehlersignal e(t), basierend auf den ersten bis dritten Korrektursignalen x₁(t) bis x₃(t).
Die Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform, welche die oben erwähnte Konfiguration aufweist, ist in der Lage, einen Koeffizientenberechnungs-Algorithmus in einer Weise zu steuern, dass die Kanalbedingung umfassend aus Leistung und CNR des Empfangssignals r(t) für die in den 11 bis 14 gezeigten Zustände angenommen wird. Ein spezifisches Operationsbeispiel der Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform, und Effekte derselben werden unter Bezugnahme auf 11 bis 14 beschrieben.
11 und 12 sind Diagramme, die alle ein Beispiel des ersten Durchschnittsfiltersignals s_ave(t) und zweiten Filtersignals s(t) zu einer Zeit zeigen. Im Falle eines hohen Durchschnittssignalpegels, nämlich einem großen ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), wie in 11 gezeigt, bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821, dass die empfangene elektrische Feldintensität ”starkem elektrischen Feld” entspricht, nämlich einer starken elektrischen Feldumgebung. Derweil bestimmt im Fall eines niedrigen Durchschnittssignalpegels, nämlich des kleinen ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), wie in 12 gezeigt, die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821, dass die empfangenen elektrische Feldintensität ”dem schwachen elektrischen Feld” entspricht, nämlich der schwachen elektrischen Feldumgebung.
In irgendeiner der in 11 und 12 gezeigten Ausführungsformen ist der elektrische Feldpegel eines zweiten Filtersignals c(t) bei einer Unterträgerfrequenz f_m um H_e herum, der im Wesentlichen gleich dem Durchschnittssignalpegel der schwachen elektrischen Feldumgebung ist. Hier bestimmt in einem Fall, bei dem der elektrische Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t) ungefähr H_e ist, die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821, dass der elektrische Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t) „Niederpegel” ist.
Dann werden in der in 11 gezeigten Umgebung die empfangene elektrische Feldintensität und der elektrische Feldpegel als ”starkes elektrisches Feld” und ”niedriger Pegel” bestimmt und es wird ein Absolutwert der Differenz zwischen der empfangenen elektrischen Feldintensität und dem elektrischen Feldpegel groß. In solch einem Fall bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821, dass die Signalintensität des Empfangssignals r(t) niedrig ist (Genauigkeit des Fehlersignals e(t) ist niedrig) und gibt das zweite Korrektursignal x₂(t) mit dem Koeffizienten β_L3 mit einem kleinen Wert aus.
Derweil werden in der in 12 gezeigten Umgebung die empfangene elektrische Feldintensität und der elektrische Feldpegel als ”schwaches elektrisches Feld” und ”niedriger Pegel” bestimmt, und ein Absolutwert der Differenz zwischen der empfangenen elektrischen Feldintensität und dem elektrischen Feldpegel wird klein. In solch einem Fall bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 821, dass die Signalintensität des Empfangssignals r(t) hoch ist (Genauigkeit des Fehlersignals e(t) ist hoch) und gibt das zweite Korrektursignal x₂(t) mit dem Koeffizienten β_H3 mit einem großen Wert aus.
Als Nächstes sind 13 und 14 Diagramme, die alle ein Beispiel des ersten Filtersignals s(t) zu einer Zeit zeigen. wie in 13 gezeigt, kompetieren in einem Fall, bei dem der oben erwähnte Varianzwert s_var(t) groß ist, die gewünschte Signalleistung und die Rauschleistung gegeneinander. In solch einem Fall bestimmt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831, dass die Rauschintensität stark ist (die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) ist niedrig) und gibt das dritte Korrektursignal x₃(t) mit dem Koeffizienten γ_L3 mit einem kleinen Wert aus. Derweil wird, wie in 14 gezeigt, in einem Fall, bei dem der oben erwähnten Varianzwert s_var(t) klein ist, die gewünschte Signalleistung viel größer als die Rauschleistung. In einem solchen Fall bestimmt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831, dass die Rauschintensität schwach ist (Genauigkeit des Fehlersignals e(t) ist hoch) und gibt das dritte Korrektursignal x₃(t) mit dem Koeffizienten γ_L1 mit einem großen Wert aus.
Gemäß der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform, wie oben beschrieben, wird eine Genauigkeit eines Fehlersignals e(t) zum Berechnen eines zweiten Filterkoeffizienten bestimmt und wird das Fehlersignal e(t) basierend auf der Genauigkeit korrigiert. Dies ermöglicht es, eine Operation eines Koeffizientenberechnungs-Algorithmus adaptiv zu steuern, wodurch ein Empfangssignal r(t) in verschiedenen Umgebungen genau kompensiert werden kann.
Bei dieser Ausführungsform werden eine Signalintensität und eine Rauschintensität entsprechend einer Genauigkeit eines Fehlersignals e(t), basierend auf einem ersten Filtersignal s(t), und einem zweiten Filtersignal c(t) bestimmt und wird das Fehlersignal e(t) basierend auf der Signalintensität und Rauschintensität korrigiert. Dies ermöglicht es, umfassend eine Kanalbedingung zu berücksichtigen, aus der Signalintensität (wie etwa empfangener elektrischer Feldintensität und empfangener Leistungsintensität) und CNR eines Empfangssignals r(t), wobei ein Koeffizientenberechnungs-Algorithmus genau gesteuert werden kann. Entsprechend kann das Empfangssignal r(t) stabil selbst in einer Umgebung kompensiert werden, in der die Rauschleistung und die gewünschte Signalleistung, die im Empfangssignal r(t) enthalten sind, gegeneinander kompetieren, oder in einer schwachen elektrischen Feldumgebung, in der die empfangene elektrische Feldleistung konstant schwach ist.
Bei dieser Ausführungsform wird ein zweites Korrektursignal x₂(t) zum Korrigieren eines Fehlersignals e(t) basierend auf dem elektrischen Feldpegel/Leistungspegel des zweiten Filtersignals c(t) und der empfangenen elektrischen Feldintensität/empfangenen Leistungsintensität erzeugt, basierend auf einem ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t). Dies ermöglicht es, angemessen die Kanalumgebung zu bestimmen, basierend auf sowohl einem Momentanwert als auch einem Durchschnittswert der Empfangssignalintensität, so dass das Fehlersignal e(t) mit hoher Genauigkeit korrigiert werden kann.
Bei dieser Ausführungsform wird ein drittes Korrektursignal x₃(t) zum Korrigieren eines Fehlersignals e(t) basierend auf einem Varianzwert s_var(t) eines normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) erzeugt. Dies ermöglicht es, angemessen die Rauschumgebung zu bestimmen, basierend auf Statistik (hier Varianzwert) der empfangenen Signalintensität, so dass das Fehlersignal e(t) mit hoher Genauigkeit korrigiert werden kann.
<Zweite Ausführungsform>
15 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In der nachfolgenden Beschreibung der Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform werden zu jenen in der ersten Ausführungsform beschriebene ähnliche Komponenten durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet, die hier nicht beschrieben werden.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der oben beschriebenen ersten Ausführungsform darin, dass in dieser Ausführungsform an dem Fehlerjustierer 316, der die Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform bildet, einzugebende Signale das Verzerrungssignal p(t), das zweite Filtersignal c(t) und das Fehlersignal e(t) sind, während am Fehlerjustierer 306, der die Ausgleichsvorrichtung gemäß der in 3 gezeigten ersten Ausführungsform bildet, einzugebenden Signale das erste Filtersignal s(t), das zweite Filtersignal c(t) und das Fehlersignal e(t) sind. Entsprechend bestimmt der Fehlerjustierer 316 gemäß dieser Ausführungsform eine Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem Verzerrungssignal p(t) und dem zweiten Filtersignal c(t) und korrigiert das Fehlersignal e(t), basierend auf der Genauigkeit.
16 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel des Fehlerjustierers 316 gemäß dieser Ausführungsform zeigt, der wie oben beschrieben arbeitet. Unter Bezugnahme auf 16 beinhaltet der Fehlerjustierer 316 eine erste Signalprozessberechnungseinheit 851, eine Signalintensitätsbestimmungseinheit 861 und eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit 871 anstelle der ersten Signalprozessberechnungseinheit 811, Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 und Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 gemäß der ersten Ausführungsform. Die erste Signalprozessberechnungseinheit 851 besteht aus einer Durchschnittsberechnungseinheit 852 und einer Normalisierungsberechnungseinheit 853.
Die erste Signalprozessberechnungseinheit 851 gemäß dieser Ausführungsform führt an einem Verzerrungssignal p(t) ähnliche Verarbeitung zu der an dem ersten Filtersignal s(t) durch die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 gemäß der ersten Ausführungsform durchgeführten statistischen Prozessierung durch. Mit anderen Worten führt die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 eine statistische Bearbeitung am Verzerrungssignal p(t) durch, um dadurch ein Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) zu erzeugen, das ein erstes statistisches Signal ist, und ein normalisiertes Verzerrungssignal p_nrm(t), das ein zweites statistisches Signal ist.
Spezifischer mittelt die erste Signalprozessberechnungseinheit 851 (Durchschnittsberechnungseinheit 852) Signale, an denen eine statistische Bearbeitung selbst durchzuführen ist, nämlich die Verzerrungssignale p(t) auf einer vorgegebenen Zeitbasis, um dadurch ein Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) zu erzeugen. Die erste Signalprozessberechnungseinheit 851 (Durchschnittsberechnungseinheit 852) kann konfiguriert sein, eine Blockdurchschnittsverarbeitung zum Durchführen des Mittelns durchzuführen, wenn die Anzahl von Signaleingabezeiten eine vorgegebene Anzahl von Malen erreicht, oder kann konfiguriert sein, um gleitende Durchschnittsverarbeitung für das Durchführen von Mittelung pro Signaleingabe durchzuführen.
Die erste Signalprozessberechnungseinheit 851 (Normalisierungsberechnungseinheit 853) unterteilt (normalisiert) Signale, an denen statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, nämlich Verzerrungssignale p(t) durch das Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t), um dadurch ein normalisiertes Verzerrungssignal p_nrm(t) zu erzeugen. Das so erzeugte Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) wird an der Signalintensitätsbestimmungseinheit 861 eingegeben, und das normalisierte Verzerrungssignal p_nrm(t) wird an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 871 eingegeben.
Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 861 und die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 871 gemäß dieser Ausführungsform arbeiten im Wesentlichen gleich zu der Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 und Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 gemäß der ersten Ausführungsform. Mit anderen Worten bestimmt die Signalintensitätsbestimmungseinheit 861 eine Signalintensität eines Empfangssignals r(t) entsprechend einer Genauigkeit eines Fehlersignals e(t), basierend auf einem Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und einem zweiten Filtersignal c(t), um dadurch ein zweites Korrektursignal x₂(t), basierend auf der Signalintensität zu erzeugen. Die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 871 bestimmt eine Rauschintensität eines Verzerrungssignale p(t) entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf einem normalisierten Verzerrungssignal p_nrm(t), um dadurch ein drittes Korrektursignal x₃(t) basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen.
Gemäß der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform werden eine Signalintensität und eine Rauschintensität entsprechend einer Genauigkeit eines Fehlersignals e(t) basierend auf einem Verzerrungssignal p(t) und einem zweiten Filtersignal c(t) bestimmt, und wird ein Fehlersignal e(t) basierend auf der Signalintensität und der Rauschintensität korrigiert. Dies ermöglicht es, umfassend die Kanalbedingung zu berücksichtigen, aus der Signalintensität (wie etwa empfangener elektrischer Feldintensität und empfangener Leistungsintensität) und CNR des Empfangssignals r(t), selbst wenn die Ausgaben der ersten und zweiten Filter 202 und 203 instabil werden, wodurch ein Koeffizientenberechnungs-Algorithmus genau gesteuert werden kann. Dies bewirkt das Obige, wie unten im Detail beschrieben.
Zuerst können in einem Fall, bei dem beispielsweise die Betriebsbedingung des ersten Filters 302 aus irgendeinem Grund in der Ausgleichsvorrichtung instabil wird, wie in der ersten Ausführungsform beschrieben, die statistischen Eigenschaften des ersten Filtersignals s(t) sich von den ursprünglichen statistischen Eigenschaften unterscheiden. Spezifischer wird in einem Fall, bei dem beispielsweise das Koeffizientensteuersystem des ersten Filters 302 dazu tendiert, zu divergieren, das Rauschen eines stärkeren Pegels als dasjenige des ursprünglich detektierten Rauschens auf das erste Filtersignal s(t) überlagert. Entsprechend sind fehlerhafte Bestimmungen sehr wahrscheinlich bei der Bestimmung der Rauschintensität durch die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831. Als Ergebnis kann man scheitern, die Genauigkeit des Fehlersignals e(t) genau zu bestimmen.
Selbst falls die Betriebsbedingung des ersten Filters 302 instabil wird, ist es jedoch weniger wahrscheinlich, dass das sich ergebende Rauschen auf das Verzerrungssignal p(t) überlagert wird. Die Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform bestimmt die Rauschintensität unter Verwendung des Verzerrungssignals p(t), so dass die Rauschintensität durch die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 genau bestimmt werden kann, unabhängig von Betriebsbedingungen des ersten Filters 302 und des zweiten Filters 303.
Gemäß der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform, selbst falls die Ausgaben der ersten und zweiten Filter 302 und 303 instabil werden, kann eine Kanalbedingung aus der Signalintensität (wie etwa empfangener elektrischer Feldintensität und empfangener Leistungsintensität) und den CNR des Empfangssignals r(t) umfassend berücksichtigt werden. Dies ermöglicht es, einen Koeffizientenberechnungs-Algorithmus genau zu steuern.
<Dritte Ausführungsform>
17 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In der nachfolgenden Beschreibung der Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform werden zu jenen in der ersten Ausführungsform beschriebenen ähnliche Komponenten mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, die hier nicht beschrieben werden.
Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der oben beschriebenen ersten Ausführungsform dahingehend, dass bei dieser Ausführungsform an einem Fehlerjustierer 326, der die Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform bildet, einzugebende Signale das Verzerrungssignal p(t), das erste Filtersignal s(t), das zweite Filtersignal c(t) und das Fehlersignal e(t) sind, während an den Fehlerjustierer 306, der die Ausgleichsvorrichtung gemäß der in 3 gezeigten ersten Ausführungsform bildet, einzugebende Signale das erste Filtersignal s(t), das zweite Filtersignal c(t) und das Fehlersignal e(t) sind. Entsprechend bestimmt der Fehlerjustierer 326 gemäß dieser Ausführungsform eine Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem zweiten Filtersignal c(t) und dem Verzerrungssignal p(t) oder/und dem ersten Filtersignal s(t), und korrigiert das Fehlersignal e(t), basierend auf der Genauigkeit.
18 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel des Fehlerjustierers 326 gemäß dieser Ausführungsform zeigt, der wie oben beschrieben arbeitet. Unter Bezugnahme auf 18 beinhaltet der Fehlerjustierer 326 eine erste Signalprozessberechnungseinheit 811, den Fehlerkorrektor 841, eine zweite Signalprozessberechnungseinheit 881, eine Signalintensitätsbestimmungseinheit 891 und eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit 901.
Wie bei der ersten Ausführungsform führt die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 eine statistische Verarbeitung an einem ersten Filtersignal s(t) durch, um dadurch ein erstes Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), das ein erstes statistisches Signal ist, und ein normalisiertes erstes Filtersignal s_nrm(t), das ein zweites statistisches Signal ist, zu erzeugen. Das so erzeugte erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) wird an der Signalintensitätsbestimmungseinheit 891 eingegeben und das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) wird an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 901 eingegeben.
Die zweite Signalprozessberechnungseinheit 881 beinhaltet eine Durchschnittsberechnungseinheit 882 und eine Normalisierungsberechnungseinheit 883, die ähnlich zur Durchschnittsberechnungseinheit 852 und der Normalisierungsberechnungseinheit 853 gemäß der zweiten Ausführungsform arbeiten und eine ähnliche Verarbeitung zu derjenigen der ersten Signalprozessberechnungseinheit 851 gemäß der zweiten Ausführungsform durchführen. Mit anderen Worten führt die zweite Signalprozessberechnungseinheit 881 eine statistische Verarbeitung an den Verzerrungssignalen p(t) durch, um dadurch ein Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t), das ein drittes statistisches Signal ist, und ein normalisiertes Verzerrungssignal p_nrm(t), das ein viertes statistisches Signal ist, zu erzeugen. Spezifischer mittelt die zweite Signalprozessberechnungseinheit 881 (Durchschnittsberechnungseinheit 882) Signale, an denen eine statistische Verarbeitung durch dieselbe durchzuführen ist, nämlich die Verzerrungssignale p(t), auf einer vorgegebenen Zeitbasis, um dadurch ein Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) zu erzeugen. Die zweite Signalprozessberechnungseinheit 881 (Normalisierungsberechnungseinheit 883) unterteilt (normalisiert) Signale, an welchen eine statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, nämlich Verzerrungssignalen p(t) durch das Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t), um dadurch ein normalisiertes Verzerrungssignal p_nrm(t) zu erzeugen. Das so erzeugte Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) wird an der Signalintensitätsbestimmungseinheit 891 eingegeben und das normalisierte Verzerrungssignal p_nrm(t) wird an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 901 eingegeben.
Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 891 gemäß dieser Ausführungsform bestimmt eine Signalintensität eines Empfangssignals r(t) entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem zweiten Filtersignal c(t) und dem ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) und/oder dem Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t), um dadurch ein zweites Korrektursignal x₂(t) zu erzeugen, basierend auf der Signalintensität.
19 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel der Signalintensitätsbestimmungseinheit 891, die wie oben beschrieben arbeitet, zeigt. Die in 19 gezeigte Signalintensitätsbestimmungseinheit 891 beinhaltet einen ersten Komparator 892, der ein erstes Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) und ein Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) empfängt und eine erste Bestimmungseinheit 893, die eine Ausgabe des ersten Komparators 892 und das zweite Filtersignal c(t) empfängt.
Der erste Komparator 892 ermittelt ein Signal, basierend auf dem ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) oder/und dem Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und gibt das ermittelte Signal als erstes Vergleichssignal ps_ave(t) aus. Beispielsweise vergleicht der erste Komparator 892 das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) mit dem Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und gibt irgendeines der Signale als das erste Vergleichssignal ps_ave(t) aus, basierend auf dem Vergleichsergebnis. Alternativ kann der erste Komparator 892 als das erste Vergleichssignal ps_ave(t) ein Signal ausgeben, das durch arithmetisches Mittel des ersten Durchschnittsfiltersignals s_ave(t) und des Durchschnittsverzerrungssignals p_ave(t) ermittelt wird.
Die erste Bestimmungseinheit 893 arbeitet im Wesentlichen ähnlich der Signalintensitätsbestimmungseinheit 821 gemäß der ersten Ausführungsform. Mit anderen Worten bestimmt die erste Bestimmungseinheit 893 eine Signalintensität eines Empfangssignals r(t) entsprechend einer Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem ersten Vergleichssignal ps_ave(t) und dem zweiten Filtersignal c(t), um dadurch ein zweites Korrektursignal x₂(t) basierend auf der Signalintensität zu erzeugen. Die Erzeugung des zweiten Korrektursignals x₂(t) durch die erste Bestimmungseinheit 893 wird spezifisch unten beschrieben.
Die erste Bestimmungseinheit 893 bestimmt die empfangene elektrische Feldintensität (d. h. empfangene elektrische Feldumgebung), basierend auf der Größe des Signals, außer bezüglich dem zweiten Filtersignal c(t) der Signale zur Verwendung beim Bestimmen der Signalintensität des Empfangssignals r(t), nämlich dem ersten Vergleichssignal ps_ave(t). Hier weist die erste Bestimmungseinheit 893 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des ersten Vergleichssignals ps_ave(t) auf und bestimmt, in welche der durch diese Schwellenwerte partitionierten drei Teilbereiche das erste Vergleichssignal ps_ave(t) fällt. Dann wählt die erste Bestimmungseinheit 893 aus den drei Stufen von empfangener elektrischer Feldintensität ”starkes elektrisches Feld”, ”mittleres elektrisches Feld” und ”schwaches elektrisches Feld”, wobei eine Stufe dem Unterteilbereich entspricht, in welches das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) fällt, als Bestimmungsergebnis der empfangenen elektrischen Feldintensität aus. In der obigen Beschreibung bestimmt die erste Bestimmungseinheit 893 die empfangene elektrische Feldintensität (empfangene elektrische Feldumgebung), basierend auf der Größe des ersten Vergleichssignals ps_ave(t), was nicht darauf beschränkt ist. Die erste Bestimmungseinheit 893 kann die empfangene Leistungsintensität (empfangener Leistungszustand) bestimmen.
Die erste Bestimmungseinheit 893 bestimmt den elektrischen Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t). Beispielsweise weist die erste Bestimmungseinheit 893 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des zweiten Filtersignals c(t) auf und bestimmt, in welche der durch diese Schwellenwerte unterteilten drei Teilbereiche das zweite Filtersignal c(t) fällt. Dann wählt die erste Bestimmungseinheit 893 aus den drei Stufen von elektrischem Feldpegel, ”hoher Pegel”, ”mittlerer Pegel” und ”niedriger Pegel” eine Stufe, die dem Teilbereich entspricht, in welches das zweite Filtersignal c(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis des elektrischen Feldpegels aus. In der obigen Beschreibung bestimmt die erste Bestimmungseinheit 893 den elektrischen Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t), was nicht darauf beschränkt ist. Die erste Bestimmungseinheit 893 kann den Leistungspegel des zweiten Filtersignals c(t) bestimmen.
Die erste Bestimmungseinheit 893 weist eine Tabelle auf, in welcher Koeffizienten des zweiten Korrektursignals x₂(t) jeweils mit neun Paaren assoziiert sind, welche durch Kombinieren der drei Stufen von empfangener elektrischer Feldintensität für das erste Vergleichssignal ps_ave(t) und den drei Stufen von elektrischem Feldpegel für das zweite Filtersignal c(t) erhalten werden, das heißt eine Tabelle ähnlich der in 9 gezeigten Tabelle. Unter Bezugnahme auf diese Tabelle wählt die erste Bestimmungseinheit 893 einen Koeffizienten des zweiten Korrektursignals x₂(t) aus, basierend auf der einen empfangenen elektrischen Feldintensität und dem einen elektrischen Feldpegel, bestimmt durch sie selbst.
Die Beschreibung ist hier in dem Fall gegeben worden, bei dem die erste Bestimmungseinheit 893 eine Genauigkeit basierend auf der empfangenen elektrischen Feldintensität und dem elektrischen Feldpegel, bestimmt durch sie selbst, bestimmt, was nicht darauf beschränkt ist. Die erste Bestimmungseinheit 893 kann eine Genauigkeit basierend auf der empfangenen Leistungsintensität und dem Leistungspegel, bestimmt durch sie selbst, bestimmen. Die Stufen der empfangenen elektrischen Feldintensität und des elektrischen Feldpegels sind nicht auf drei beschränkt, sondern können zwei Stufen oder vier oder mehr Stufen sein.
Wieder Bezug nehmend auf 18, bestimmt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 901 gemäß dieser Ausführungsform die Rauschintensität des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) oder/und des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) entsprechend der Genauigkeit eines Fehlersignals e(t), basierend auf zumindest einem der Signale, um dadurch ein drittes Korrektursignal x₃(t) basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen.
20 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 901, die wie oben beschrieben arbeitet, zeigt. Die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 901, die in 20 gezeigt ist, beinhaltet einen zweiten Komparator 902, der ein normalisiertes erstes Filtersignal s_nrm(t) und ein normalisiertes Verzerrungssignal p_nrm(t) empfängt, und eine zweite Bestimmungseinheit 903, die eine Ausgabe des zweiten Komparators 902 empfängt.
Der zweite Komparator 902 ermittelt ein Signal, basierend auf dem normalisierten ersten Filtersignal s_nrm(t) oder/und dem normalisierten Verzerrungssignal p_nrm(t) und gibt das ermittelte Signal als ein zweites Vergleichssignal ps_nrm(t) aus. Beispielsweise vergleicht der zweiten Komparator 902 das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) mit dem normalisierten Verzerrungssignal p_nrm(t) und gibt als ein zweites Vergleichssignal ps_nrm(t) irgendeines der Signale aus, basierend auf dem Vergleichsergebnis. Spezifischer gibt der zweite Komparator 902 das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) als das zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) nur in einem Fall aus, bei dem die Größe des Varianzwerts des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) unter die Größe des Varianzwerts des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) fällt. In anderen Fällen gibt der zweite Komparator 902 als das aktuelle zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) ein zweites Vergleichssignal ps_nrm(t) (nachfolgend als ”vergangenes zweites Vergleichssignal ps_nrm(t)” bezeichnet) aus, wenn die Betriebsbedingung des ersten Filters 302 oder dergleichen an einem gewissen Zeitpunkt in der Vergangenheit stabil war. Das vergangene zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) wird in beispielsweise einer (nicht gezeigten) Speichereinheit des zweiten Komparators 902 gespeichert.
Alternativ kann der zweite Komparator 902 als zweites Vergleichssignal ps_nrm(t) ein Signal ausgeben, das als ein arithmetisches Mittel des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) und des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) ermittelt wird. Noch alternativ kann der Komparator 902 beispielsweise einen vorgegebenen Schwellenwert aufweisen, um so als zweites Vergleichssignal ps_nrm(t) irgendeines des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) und des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) oder ein als ein arithmetisches Mittel desselben ermitteltes Signal in einem Fall ausgeben, bei dem die Varianzwerte jener Signale beide unterhalb des vorgegebenen Schwellenwerts fallen.
Die zweite Bestimmungseinheit 903 arbeitet im Wesentlichen gleich der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 831 gemäß der ersten Ausführungsform. Mit anderen Worten bestimmt die zweite Bestimmungseinheit 903 die Rauschintensität entsprechend einer Genauigkeit eines Fehlersignals e(t), basierend auf dem zweiten Vergleichssignal ps_nrm(t), um dadurch ein drittes Korrektursignal x₃(t) basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen. Die Erzeugung des dritten Korrektursignals x₃(t) durch die zweite Bestimmungseinheit 903 wird spezifisch unten beschrieben.
Die zweite Bestimmungseinheit 903 berechnet einen Varianzwert ps_var(t), basierend auf dem zweiten Vergleichssignal ps_nrm(t). Hier weist die zweite Bestimmungseinheit 903 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des berechneten Varianzwerts ps_var(t) auf und bestimmt, in welchem der drei Unterteilbereiche, die durch jene Schwellenwerte abgeteilt sind, der Varianzwert ps_var(t) fällt. Dann wählt die zweite Bestimmungseinheit 903 aus den drei Stufen von Rauschintensität (Rauschumgebung), ”starkes Rauschen”, ”mittleres Rauschen” und ”schwaches Rauschen”, wobei eine Stufe dem Teilbereich entspricht, in den der Varianzwert ps_var(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis der Rauschintensität (Rauschumgebung) aus.
Die zweite Bestimmungseinheit 903 weist eine Tabelle auf, in der Koeffizienten des dritten Korrektursignals x₃(t) jeweils mit den drei Stufen von Rauschintensität für den Varianzwert ps_var(t) assoziiert sind, das heißt eine Tabelle ähnlich zur in 10 gezeigten Tabelle. Unter Bezugnahme auf diese Tabelle wählt die zweite Bestimmungseinheit 903 einen der Koeffizienten des dritten Korrektursignals x₃(t), basierend auf der durch sie selbst bestimmten Rauschintensität aus. Die Stufen von Rauschintensität sind nicht auf drei beschränkt, sondern können zwei Stufen oder vier oder mehr Stufen sein.
Gemäß der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform werden eine Signalintensität und eine Rauschintensität entsprechend einer Genauigkeit eines Fehlersignals e(t) basierend auf einem Filtersignal s(t), einem Verzerrungssignal p(t) und einem zweiten Filtersignal c(t) bestimmt, und wird das Fehlersignal e(t) basierend auf der Signalintensität und der Rauschintensität korrigiert. Aus diesem Grund, selbst in einem Fall, bei dem die Ausgabe des ersten Filters 302 instabil wird, kann ein aus dem Vergleichsergebnis zwischen der Ausgabe des Verzerrungsdetektors 301 und der Ausgabe des ersten Filters 302 ermitteltes Signal kontinuierlich als das Signal zum Ermitteln der Genauigkeit referenziert werden.
Um spezifischer die oben erwähnten Effekte unten im Detail zu beschreiben, wird angenommen, dass der zweite Komparator 902 das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) als zweites Vergleichssignal ps_nrm(t) nur in einem Fall ausgibt, bei dem beispielsweise der Varianzwert des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) unter den Varianzwert des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) fällt. Es wird angenommen, dass in anderen Fällen der zweite Komparator 902 das vergangene zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) als das zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) ausgibt.
Bei dieser Gelegenheit, falls die Betriebsbedingung des ersten Filters 302 instabil wird, steigt der Varianzwert des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) um einen größeren Betrag als der Varianzwert des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t), der einer Eingabe des ersten Filters 302 entspricht. In diesem Fall wird das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) nicht als das zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) ausgegeben, sondern wird das vergangene zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) als das aktuelle zweite Vergleichssignal ps_nrm(t) ausgegeben.
Gemäß der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform, selbst falls die Ausgabe des ersten Filters 302 instabil wird, kann die Kanalbedingung umfassend aus der Signalintensität (wie etwa empfangener elektrischer Feldintensität und empfangener Leistungsintensität) und CNR des Empfangssignals r(t) berücksichtigt werden, um dadurch einen Koeffizienten-Algorithmus genau zu steuern. Dies ermöglicht es, ein Empfangssignal r(t) selbst dann stabil zu kompensieren, wenn der Kanal mit hoher Geschwindigkeit fluktuiert, während der Bewegung in einer Umgebung, in der die Rauschleistung und die gewünschte Signalleistung, die im Empfangssignal r(t) enthalten sind, miteinander kompetieren oder in einer schwachen elektrischen Feldumgebung, in der die empfangenen elektrische Feldintensität konstant schwach ist.
<Vierte Ausführungsform>
Ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer Ausgleichsvorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, ähnelt dem Blockdiagramm (19), das die Konfiguration der Ausgleichsvorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform zeigt. In der nachfolgenden Beschreibung der Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform werden zu jenen in der dritten Ausführungsform ähnliche Komponenten durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht beschrieben.
Ähnlich zum Fehlerjustierer 326 gemäß der dritten Ausführungsform bestimmt ein Fehlerjustierer 336, der die Ausgleichsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform bildet, eine Genauigkeit eines Fehlersignals e(t), basierend auf dem zweiten Filtersignal c(t) und dem Verzerrungssignal p(t) oder/und dem ersten Filtersignal s(t), um dadurch das Fehlersignal e(t), basierend auf der Genauigkeit, zu korrigieren.
21 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel des Fehlerjustierers 336 gemäß dieser Ausführungsform zeigt, der wie oben beschrieben arbeitet. Unter Bezugnahme auf 21 beinhaltet der Fehlerjustierer 336 eine erste Signalprozessberechnungseinheit 811, den Fehlerkorrektor 841, die zweite Signalprozessberechnungseinheit 881, eine dritte Signalprozessberechnungseinheit 911, eine Signalintensitätsbestimmungseinheit 921 und eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit 931. Die dritte Signalprozessberechnungseinheit 911 beinhaltet eine Durchschnittsberechnungseinheit 912 und eine Normalisierungsberechnungseinheit 913.
Die ersten und zweiten Signalprozessberechnungseinheiten 811 und 881 weisen die Konfigurationen und Operationen wie in der dritten Ausführungsform beschrieben auf. Es sollte angemerkt werden, dass sich diese Ausführungsform von der dritten Ausführungsform dahingehend unterscheidet, dass das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t) und das Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) an der Signalintensitätsbestimmungseinheit 921 eingegeben werden und dass das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) und das normalisierte Verzerrungssignal p_nrm(t) an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 931 eingegeben werden.
Die dritte Signalprozessberechnungseinheit 911 führt an einem zweiten Filtersignal c(t) eine Verarbeitung ähnlich zur statistischen Verarbeitung durch, welche durch die erste Signalprozessberechnungseinheit 811 gemäß der ersten Ausführungsform am ersten Filtersignal s(t) durchgeführt wird. Mit anderen Worten führt die dritte Signalprozessberechnungseinheit 911 eine statistische Verarbeitung am zweiten Filtersignal c(t) durch, um dadurch ein zweites Durchschnittsfiltersignal c_ave(t) zu erzeugen, das ein fünftes statistisches Signal ist, und ein normalisiertes zweites Filtersignal c_nrm(t), das ein sechstes statistisches Signal ist.
Spezifischer mittelt die dritte Signalprozessberechnungseinheit 911 (Durchschnittsberechnungseinheit 912) Signale, an denen eine statistische Verarbeitung selbst durchzuführen ist, nämlich zweite Filtersignale c(t) auf einer vorbestimmten Zeitbasis, um dadurch ein zweites Durchschnittsfiltersignal c_ave(t) zu bilden. Die dritte Signalprozessberechnungseinheit 911 (Normalisierungsberechnungseinheit 913) teilt (normalisiert) Signale, an denen eine statistische Verarbeitung selbst durchzuführen ist, nämlich zweite Filtersignals c(t) durch das zweite Durchschnittsfiltersignal c_ave(t), um dadurch ein normalisiertes zweites Filtersignal c_nrm(t) zu erzeugen. Das so erzeugte zweite Durchschnittsfiltersignal c_ave(t) wird an der Signalintensitätsbestimmungseinheit 921 eingegeben und das normalisierte zweite Filtersignal c_nrm(t) wird an der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 931 eingegeben.
Die Signalintensitätsbestimmungseinheit 921 gemäß dieser Ausführungsform bestimmt eine Signalintensität eines Empfangssignals r(t) entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem zweiten Filtersignal c(t) und dem ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), dem Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und/oder dem zweiten Durchschnittsfiltersignal c_ave(t), um dadurch ein zweites Korrektursignal x₃(t), basierend auf der Signalintensität, zu erzeugen.
22 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel der Signalintensitätsbestimmungseinheit 921, die wie oben beschrieben arbeitet, zeigt. Die in 22 gezeigte Signalintensitätsbestimmungseinheit 921 beinhaltet einen dritten Komparator 922, der ein erstes Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), ein Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und ein zweites Durchschnittsfiltersignal c_ave(t) empfängt, und eine dritte Bestimmungseinheit 923, die eine Ausgabe des dritten Komparators 922 und das zweite Filtersignal c(t) empfängt.
Der dritte Komparator 922 ermittelt ein Signal, basierend auf dem ersten Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und/oder zweiten Durchschnittsfiltersignal c_ave(t) und gibt das ermittelte Signal als ein drittes Vergleichssignal psc_ave(t) aus. Beispielsweise vergleicht der dritte Komparator 922 das erste Durchschnittsfiltersignal s_ave(t), Durchschnittsverzerrungssignal p_ave(t) und zweites Durchschnittsfiltersignal c_ave(t) und gibt irgendeines der Signale als ein drittes Vergleichssignal psc_ave(t), basierend auf dem Vergleichsergebnis, aus. Alternativ kann der dritte Komparator 922 als das dritte Vergleichssignal psc_ave(t) ein Signal ausgeben, das als ein arithmetisches Mittel des ersten Durchschnittsfiltersignals s_ave(t), Durchschnittsverzerrungssignals p_ave(t) und zweiten Durchschnittsfiltersignals c_ave(t) ermittelt wird.
Die dritte Bestimmungseinheit 923 arbeitet ähnlich zur ersten Bestimmungseinheit 893 gemäß der dritten Ausführungsform, außer dass das erste Vergleichssignal ps_ave(t), das in der dritten Ausführungsform beschrieben ist, durch das dritte Vergleichssignal psc_ave(t) ersetzt wird. Mit anderen Worten bestimmt die dritte Bestimmungseinheit 923 eine Signalintensität eines Empfangssignals r(t) entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem dritten Vergleichssignal psc_ave(t) und zweiten Filtersignal c(t), um dadurch ein zweites Korrektursignal x₂(t) basierend auf der Signalintensität, zu erzeugen. Die Erzeugung des zweiten Korrektursignals x₂(t) durch die dritte Bestimmungseinheit 923 wird spezifisch unten beschrieben.
Die dritte Bestimmungseinheit 923 bestimmt die empfangene elektrische Feldintensität (d. h. empfangenen elektrische Feldumgebung), basierend auf der Größe des Signals, außer bezüglich des zweiten Filtersignals c(t) der Signale zur Verwendung beim Bestimmen der Signalintensität des Empfangssignals r(t), nämlich dem dritten Vergleichssignal psc_ave(t). Hier weist die dritte Bestimmungseinheit 923 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des dritten Vergleichssignals psc_ave(t) auf und bestimmt, in welchem der durch diese Schwellenwerte partitionierten drei Unterteilungsbereiche das dritte Vergleichssignal psc_ave(t) fällt. Dann wählt die dritte Bestimmungseinheit 923 aus den drei Stufen empfangener elektrischer Feldintensität ”starkes elektrisches Feld”, ”mittleres elektrisches Feld” und ”schwaches elektrisches Feld”, wobei eine Stufe dem Unterteilbereich entspricht, in welchen das dritte Vergleichssignal psc_ave(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis der empfangenen elektrischen Feldintensität aus. Im oben Beschriebenen bestimmt die dritte Bestimmungseinheit 923 die empfangene elektrische Feldintensität (empfangenen elektrische Feldumgebung), basierend auf der Größe des dritten Vergleichssignals psc_ave(t), was nicht darauf beschränkt ist. Die dritte Bestimmungseinheit 923 kann die Empfangsleistungsintensität bestimmen (Empfangsleistungszustand).
Diese dritte Bestimmungseinheit 923 bestimmt einen elektrischen Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t). Beispielsweise weist die dritte Bestimmungseinheit 923 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des zweiten Filtersignals c(t) auf und bestimmt, in welches der drei durch jene Schwellenwerte partitionierten Teilbereiche das zweite Filtersignal c(t) fällt. Dann wählt die erste Bestimmungseinheit 893 aus den drei Stufen vom elektrischen Feldpegel ”hoher Pegel”, ”mittlerer Pegel” und ”niedriger Pegel”, wobei eine Stufe dem Unterteilungsbereich entspricht, in welchen das zweite Filtersignal c(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis des elektrischen Feldpegels aus. In der obigen Beschreibung bestimmt die dritte Bestimmungseinheit 923 den elektrischen Feldpegel des zweiten Filtersignals c(t), basierend auf der Größe des zweiten Filtersignals c(t), was nicht darauf beschränkt ist. Die dritte Bestimmungseinheit 923 kann den Leistungspegel des zweiten Filtersignals c(t) bestimmen.
Die dritte Bestimmungseinheit 923 weist eine Tabelle auf, in der Koeffizienten des zweiten Korrektursignals x₂(t) jeweils mit neun Paaren assoziiert, welche durch Kombinieren der drei Stufen von empfangener elektrischer Feldintensität für das dritte Vergleichssignal psc_ave(t) und der drei Stufen von elektrischem Feldpegel für das zweite Filtersignal c(t) erhalten wird, das heißt eine zu der in 9 gezeigten Tabelle ähnliche Tabelle. Unter Bezugnahme auf diese Tabelle wählt die dritte Bestimmungseinheit 923 einen der Koeffizienten des zweiten Korrektursignals x₂(t), basierend auf der einen empfangen elektrischen Feldintensität und einem elektrischen Feldpegel, durch sie selbst bestimmt, aus.
Die Beschreibung ist hier für den Fall gegeben worden, bei dem die dritte Bestimmungseinheit 923 eine Genauigkeit bestimmt, basierend auf der empfangenen elektrischen Feldintensität und dem durch sie selbst bestimmten elektrischen Feldpegel, welche nicht darauf beschränkt ist. Die dritte Bestimmungseinheit 923 kann eine Genauigkeit basierend auf der empfangenen Leistungsintensität und dem durch sie selbst bestimmten Leistungspegel bestimmen. Die Stufen von empfangener elektrischer Feldintensität und elektrischem Feldpegel sind nicht auf drei beschränkt, sondern können zwei Stufen oder vier oder mehr Stufen sein.
Zurück Bezug nehmend auf 21 bestimmt die Rauschintensitätsbestimmungseinheit 931 gemäß dieser Ausführungsform eine Rauschintensität des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t), normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) und/oder des normalisierten zweiten Filtersignals c_nrm(t) entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf zumindest einem der Signale, um dadurch ein drittes Korrektursignals x₃(t) zu erzeugen, basierend auf der Rauschintensität.
23 ist ein Blockdiagramm, das ein spezifisches Konfigurationsbeispiel der Rauschintensitätsbestimmungseinheit 931 zeigt, die wie oben beschrieben arbeitet. Die in 23 gezeigte Rauschintensitätsbestimmungseinheit 931 beinhaltet einen vierten Komparator 932, der ein normalisiertes erstes Filtersignal s_nrm(t), ein normalisiertes Verzerrungssignal p_nrm(t) und ein normalisiertes zweites Filtersignal c_nrm(t) empfängt, und eine vierte Bestimmungseinheit 933, die eine Ausgabe des vierten Komparators 932 empfängt.
Der vierte Komparator 932 ermittelt ein Signal, basierend auf dem normalisierten erste Filtersignal s_nrm(t), dem normalisierten Verzerrungssignal p_nrm(t) und/oder dem normalisierten zweiten Filtersignal c_nrm(t) und gibt das ermittelte Signal als ein viertes Vergleichssignal psc_nrm(t) aus. Beispielsweise vergleicht der vierte Komparator 932 das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t), das normalisierte Verzerrungssignal p_nrm(t) und das normalisierte zweite Filtersignal c_nrm(t) und gibt irgendeines dieser Signale als ein viertes Vergleichssignal psc_nrm(t) aus, basierend auf dem Vergleichsergebnis. Spezifischer gibt der Komparator 932 das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) als das vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) aus nur in einem Fall, bei dem die Größe des Varianzwerts des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) unter die Größe des Varianzwerts des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) fällt und die Größe des Varianzwerts des normalisierten zweiten Filtersignals c_nrm(t) unter die Größe des Varianzwerts des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) fällt. In anderen Fällen gibt der vierte Komparator 932 als das aktuelle vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) ein viertes Vergleichssignal psc_nrm(t) (nachfolgend als vergangenes viertes Vergleichssignal psc_nrm(t) bezeichnet) aus, wenn die Betriebsbedingung des ersten Filters 302 oder dergleichen zu einem gewissen Zeitpunkt in der Vergangenheit stabil war. Das vergangene vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) wird in beispielsweise einer Speichereinheit (nicht gezeigt) des vierten Komparators 932 gespeichert.
Alternativ kann der vierte Komparator 932 als viertes Vergleichssignal psc_nrm(t) ein Signal ausgeben, das als ein arithmetisches Mittel des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t), normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) und normalisierten zweiten Filtersignals c_nrm(t) erhalten wird. Noch alternativ kann der vierte Komparator 932 zum Beispiel einen vorgegebenen Schwellenwert aufweisen, um so als das vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) ein Signal aus drei Typen von Signalen auszugeben, einschließlich des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t), normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) und normalisierten zweiten Filtersignals c_nrm(t) oder eines Signals, das als ein arithmetischer Durchschnitt desselben ermittelt wird, in einem Fall, bei dem alle jene Signale unter den vorgegebenen Schwellenwert fallen.
Die vierte Bestimmungseinheit 933 operiert im Wesentlichen ähnlich zur zweiten Bestimmungseinheit 903 gemäß der dritten Ausführungsform. Mit anderen Worten bestimmt die vierte Bestimmungseinheit 933 eine Rauschintensität entsprechend der Genauigkeit des Fehlersignals e(t), basierend auf dem vierten Vergleichssignal psc_nrm(t), um dadurch ein drittes Korrektursignals x₃(t) zu erzeugen, basierend auf der Rauschintensität. Die Erzeugung des dritten Korrektursignals x₃(t) durch die vierte Bestimmungseinheit 933 wird spezifisch unten beschrieben.
Die vierte Bestimmungseinheit 933 berechnet einen Varianzwert ps_var(t) basierend auf dem vierten Vergleichssignal psc_nrm(t) Hier weist die vierte Bestimmungseinheit 933 zwei Schwellenwerte zum Klassifizieren der Größe des berechneten Varianzwerts psc_var(t) auf und bestimmt, in welchen der durch diese Schwellenwerte partitionierten drei Unterteilungsbereiche der Varianzwert psc_var(t) fällt. Dann wählt die vierte Bestimmungseinheit 933 aus den drei Stufen von Rauschintensität (Rauschumgebung) ”starkes Rauschen”, ”mittleres Rauschen” und ”schwaches Rauschen”, eine Stufe entsprechend dem Teilbereich aus, in welchen der Varianzwert psc_var(t) fällt, als das Bestimmungsergebnis der Rauschintensität (Rauschumgebung).
Die vierte Bestimmungseinheit 933 weist eine Tabelle auf, in der Koeffizienten des dritten Korrektursignals x₃(t) jeweils mit den drei Stufen von Rauschintensität für den Varianzwert psc_var(t) assoziiert sind, das heißt eine Tabelle ähnlich der in 10 gezeigten Tabelle. Unter Bezugnahme auf diese Tabelle wählt die vierte Bestimmungseinheit 933 einen der Koeffizienten des dritten Korrektursignals x₃(t), basierend auf der einen Rauschintensität, durch sie selbst bestimmt ist, aus. Die Stufen von Rauschintensität ist nicht auf drei beschränkt, sondern können zwei Stufen oder vier oder mehr Stufen sein.
Gemäß der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform werden eine Signalintensität und eine Rauschintensität entsprechend einer Genauigkeit eines Fehlersignals e(t) basierend auf einem ersten Filtersignal s(t), einem Verzerrungssignal p(t) und einem zweiten Filtersignal c(t) bestimmt, und wird das Fehlersignal e(t) basierend auf der Signalintensität und der Rauschintensität korrigiert. Aus diesem Grund, selbst in einem Fall, bei dem die Ausgabe des zweiten Filters 303 instabil wird, kann auf ein Signal, das aus den Vergleichsergebnissen zwischen der Ausgabe des Verzerrungsdetektors 301, der Ausgabe des ersten Filters 302 und der Ausgabe des zweiten Filters 303 erhalten wird, kontinuierlich als das Signal zum Ermitteln der Genauigkeit Bezug genommen werden.
Um spezifischer die oben erwähnten Effekte unten im Detail zu beschreiben, ist es anzunehmen, dass der vierte Komparator 932 ein normalisiertes erstes Filtersignal s_nrm(t) als das vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) nur in einem Fall ausgibt, bei dem beispielsweise die Größe des Varianzwerts des normalisierten ersten Filtersignal s_nrm(t) unter die Größe des Varianzwerts des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t) fällt, und die Größe des Varianzwerts des normalisierten zweiten Filtersignals c_nrm(t) unter die Größe des Varianzwerts des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) fällt. Es wird angenommen, dass in anderen Fällen der vierte Komparator 932 das vergangene vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) als das vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) ausgibt.
Bei dieser Gelegenheit, falls die Betriebsbedingung des ersten Filters 302 instabil wird, steigt der Varianzwert des normalisierten ersten Filtersignals s_nrm(t) um einen größeren Betrag an als der Varianzwert des normalisierten Verzerrungssignals p_nrm(t), das einer Eingabe des ersten Filtersignals 302 entspricht. In diesem Fall wird das normalisierte erste Filtersignal s_nrm(t) nicht als das vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) ausgegeben, sondern das vergangene vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) wird als das aktuelle vierte Vergleichssignal psc_nrm(t) ausgegeben.
Entsprechend der Ausgleichsvorrichtung und dem Ausgleichsverfahren dieser Ausführungsform, selbst falls die Ausgabe des zweiten Filters 303 instabil wird, kann die Kanalbedingung umfassend berücksichtigt werden, aus der Signalintensität (wie etwa empfangener elektrischer Feldintensität und empfangener Leistungsintensität) und dem CNR des Empfangssignals r(t), um dadurch einen Koeffizientenberechnungs-Algorithmus genau zu steuern. Dies ermöglicht es, stabil ein Empfangssignal r(t) zu kompensieren, selbst wenn der Kanal bei hoher Geschwindigkeit fluktuiert, während Bewegung in einer Umgebung, in der die Rauschleistung und die gewünschte Signalleistung, die im Empfangssignal r(t) enthalten sind, miteinander kompetieren, oder in einer schwachen elektrischen Feldumgebung, in der die empfangene elektrische Feldintensität konstant schwach ist.
Während die Erfindung im Detail gezeigt und beschrieben worden ist, ist in allen Aspekten die vorstehende Beschreibung illustrativ und nicht beschränkend. Es versteht sich daher, dass verschiedene Modifikationen und Variationen erdacht werden können, ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.
Beschreibung von Bezugszeichen
11 Referenzsignal, 12 Datensignal, 300 Ausgleichsvorrichtung, 301 Verzerrungsdetektor, 302 erster Filter, 303 zweiter Filter, 304 Kompensator, 305 Koeffizientenkalkulator, 306, 316, 326 Fehlerjustierer, 801 Signalwandler, 811, 851 erste Signalprozessberechnungseinheit, 821, 861, 891, 921 Signalintensitätsbestimmungseinheit, 831, 871, 901, 931 Rauschintensitätsbestimmungseinheit, 841 Fehlerkorrektor, 881 zweite Signalprozessberechnungseinheit, 911 dritte Signalprozessberechnungseinheit.

Claims

Ausgleichsvorrichtung, die eine Kanalverzerrung eines Empfangssignals, das Referenzsignale und Datensignale in einem orthogonalen Frequenzteilermultiplexmodulationsschema enthält, kompensiert, wobei die Ausgleichsvorrichtung umfasst: einen Verzerrungsdetektor, der ein Verzerrungssignal erzeugt, das eine Verzerrungskomponente der in dem Empfangssignal enthaltenen Referenzsignale anzeigt; einen ersten Filter, der ein erstes Filtersignal, das eine Verzerrungskomponente eines Teils der Datensignale und eine Verzerrungskomponente der Referenzsignale anzeigt, basierend auf dem Verzerrungssignal erzeugt; einen zweiten Filter, der ein zweites Filtersignal, welches eine Verzerrungskomponente aller Datensignale und die Verzerrungskomponente der Referenzsignale anzeigt, basierend auf dem ersten Filtersignal und einem Filterkoeffizienten erzeugt; einen Kompensator, der eine Verzerrungskomponente des Empfangssignals, basierend auf dem zweiten Filtersignal kompensiert; einen Fehlerjustierer, der eine Genauigkeit eines Fehlersignals zum Berechnen eines Filterkoeffizienten, basierend auf dem zweiten Filtersignal und dem Verzerrungssignal oder/und dem ersten Filtersignal bestimmt, um dadurch das Fehlersignal, basierend auf der Genauigkeit, zu korrigieren; und einen Koeffizientenkalkulator, der den Filterkoeffizienten zur Verwendung im zweiten Filter, basierend auf dem ersten Filtersignal und dem Fehlersignal, das durch den Fehlerjustierer korrigiert ist, berechnet.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Fehlerjustierer beinhaltet: einen Signalwandler, der ein erstes Korrektursignal erzeugt, basierend auf dem zweiten Filtersignal; eine erste Signalprozessberechnungseinheit, die statistische Verarbeitung an dem ersten Filtersignal durchführt, um dadurch erste und zweite statistische Signale zu erzeugen; eine Signalintensitätsbestimmungseinheit, die eine Signalintensität des Empfangssignals entsprechend der Genauigkeit bestimmt, basierend auf dem ersten statistischen Signal und dem zweiten Filtersignal, um dadurch ein zweites Korrektursignal basierend auf der Signalintensität zu erzeugen; eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit, die eine Rauschintensität des ersten Filtersignals entsprechend der Genauigkeit bestimmt, basierend auf dem zweiten statistischen Signal, um dadurch ein drittes Korrektursignal basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen; und einen Fehlerkorrektor, der das Fehlersignal basierend auf den ersten bis dritten Korrektursignalen korrigiert.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Fehlerjustierer beinhaltet: einen Signalwandler, der ein erstes Korrektursignal basierend auf dem zweiten Filtersignal erzeugt; eine erste Signalprozessberechnungseinheit, welche eine statistische Verarbeitung am Verzerrungssignal durchführt, um dadurch erste und zweite statistische Signale zu erzeugen; eine Signalintensitätsbestimmungseinheit, die eine Signalintensität des Empfangssignals entsprechend der Genauigkeit bestimmt, basierend auf dem ersten statistischen Signal und dem zweiten Filtersignal, um dadurch ein zweites Korrektursignal, basierend auf der Signalintensität zu erzeugen; eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit, die eine Rauschintensität des Verzerrungssignals entsprechend der Genauigkeit bestimmt, basierend auf dem zweiten statistischen Signal, um dadurch ein drittes Korrektursignal basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen; und einen Fehlerkorrektur, der das Fehlersignal basierend auf den ersten bis dritten Korrektursignalen korrigiert.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Fehlerjustierer beinhaltet: einen Signalwandler, der ein erstes Korrektursignal basierend auf dem zweiten Filtersignal erzeugt; eine erste Signalprozessberechnungseinheit, die statistische Verarbeitung am ersten Filtersignal durchführt, um dadurch erste und zweite statistische Signale zu erzeugen; eine zweite Signalprozessberechnungseinheit, die statistische Verarbeitung am Verzerrungssignal durchführt, um dadurch dritte und vierte statistische Signale zu erzeugen; eine Signalintensitätsbestimmungseinheit, die eine Signalintensität des Empfangssignals entsprechend der Genauigkeit bestimmt, basierend auf dem zweiten Filtersignal und dem ersten statistischen Signal und/oder dem dritten statistischen Signal, um dadurch ein zweites Korrektursignal, basierend auf der Signalintensität zu erzeugen; eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit, die basierend auf dem zweiten statistischen Signal oder/und dem vierten statistischen Signal eine Rauschintensität von zumindest einem der Signale entsprechend der Genauigkeit bestimmt, um dadurch ein drittes Korrektursignal basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen; und einen Fehlerkorrektor, der das Fehlersignal, basierend auf den ersten bis dritten Korrektursignalen korrigiert.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Fehlerjustierer beinhaltet: einen Signalwandler, der ein erstes Korrektursignal basierend auf dem zweiten Filtersignal erzeugt; eine erste Signalprozessberechnungseinheit, die statistische Verarbeitung an dem ersten Filtersignal durchführt, um dadurch erste und zweite statistische Signale zu erzeugen; eine zweite Signalprozessberechnungseinheit, welche statistische Verarbeitung am Verzerrungssignal durchführt, um dadurch dritte und vierte statistische Signale zu erzeugen; eine dritte Signalprozessberechnungseinheit, die statistische Verarbeitung an dem zweiten Filtersignal durchführt, um dadurch fünfte und sechste statistische Signale zu erzeugen; ein Signalintensitätsbestimmungseinheit, die eine Signalintensität des Empfangssignals entsprechend der Genauigkeit bestimmt, basierend auf dem zweiten Filtersignal und dem ersten statistischen Signal, dritten statistischen Signal oder/und fünften statistischen Signal, um dadurch ein zweites Korrektursignal, basierend auf der Signalintensität zu erzeugen; eine Rauschintensitätsbestimmungseinheit, welche basierend auf dem zweiten statistischen Signal, vierten statistischen Signal oder/und sechsten statistischen Signal eine Rauschintensität zumindest eines der Signale entsprechend der Genauigkeit bestimmt, um dadurch ein drittes Korrektursignal, basierend auf der Rauschintensität zu erzeugen; und einen Fehlerkorrektor, der das Fehlersignal basierend auf den ersten bis dritten Korrektursignalen korrigiert.
Ausgleichsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei die Signalintensitätsbestimmungseinheit eine empfangenen elektrische Feldintensität/empfangene Leistungsintensität bestimmt, basierend auf den Signalen, außer für das zweite Filtersignal, aus den Signalen zur Verwendung beim Bestimmen der Signalintensität, um damit die Signalintensität basierend auf der empfangenen elektrischen Feldintensität/empfangenen Leistungsintensität und elektrischem Feldpegel/Leistungspegel des zweiten Filtersignals zu bestimmen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 6, wobei die Signalintensitätsbestimmungseinheit feststellt, dass die Genauigkeit niedriger wird, wenn ein Absolutwert eine Differenz zwischen der empfangenen elektrischen Feldintensität/empfangenen Leistungsintensität und dem elektrischen Feldpegel/Leistungspegel des zweiten Filtersignals größer wird, um dadurch einen Signalpegel des zweiten Korrektursignals kleiner zu machen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei die Rauschintensitätsbestimmungseinheit die Rauschintensität basierend auf einem Varianzwert des Signals zur Verwendung beim Bestimmen der Rauschintensität bestimmt.
Ausgleichsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei die erste Signalprozessberechnungseinheit auf einer vorgegebenen Zeitbasis Signale mittelt, an welchen die statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, um dadurch das erste statistische Signal zu erzeugen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei die erste Signalprozessberechnungseinheit Signale, an denen die statistische Verarbeitung durchzuführen ist durch sie selbst, durch ein Signal, das durch Mitteln der Signale auf einer vorgegebenen Zeitbasis erhalten wird, teilt, um dadurch das zweite statistische Signal zu erzeugen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 4 oder 5, wobei die zweite Signalprozessberechnungseinheit auf einer vorgegebenen Zeitbasis Signale, an denen die statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, mittelt, um dadurch das dritte statistische Signal zu erzeugen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 4 oder 5, wobei die zweite Signalprozessberechnungseinheit Signale, an denen die statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, durch ein Signal teilt, das durch Mitteln der Signale auf einer vorbestimmten Zeitbasis erhalten wird, um dadurch das vierte statistische Signal zu erzeugen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die dritte Signalprozessberechnungseinheit auf einer vorgegebenen Zeitbasis Signale, an denen die statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, mittelt, um dadurch das fünfte statistische Signal zu erzeugen.
Ausgleichsvorrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die dritte Signalprozessberechnungseinheit Signale, an denen die statistische Verarbeitung durch sie selbst durchzuführen ist, durch ein Signal teilt, das durch Mitteln der Signale auf einer vorbestimmten Zeitbasis erhalten wird, um dadurch das sechste statistische Signal zu erzeugen.
Ausgleichsverfahren zum Kompensieren einer Kanalverzerrung eines Referenzsignale und Datensignale in einem Orthogonalfrequenzteiler-Multiplexmodulationsschema enthaltenden Empfangssignals, wobei das Ausgleichsverfahren die Schritte umfasst: (a) Erzeugen eines Verzerrungssignals, das eine Verzerrungskomponente der in dem Empfangssignal enthaltenden Referenzsignale anzeigt; (b) Erzeugen eines ersten Filtersignals, das eine Verzerrungskomponente eines Teils von den Datensignalen und eine Verzerrungskomponente von den Referenzsignalen anzeigt, basierend auf dem Verzerrungssignal; (c) Erzeugen eines zweiten Filtersignals, das eine Verzerrungskomponente aller Datensignale und die Verzerrungskomponente der Referenzsignale basierend auf dem ersten Filtersignal und einem Filterkoeffizienten anzeigt; (d) Kompensieren einer Verzerrungskomponente des Empfangssignals, basierend auf dem zweiten Filtersignal; (e) Bestimmen einer Genauigkeit eines Fehlersignals zum Berechnen des Filterkoeffizienten, basierend auf dem zweiten Filtersignal und dem Verzerrungssignal oder/und dem ersten Filtersignal, um dadurch das Fehlersignal, basierend auf der Genauigkeit, zu korrigieren; und (f) Berechnen des Filterkoeffizienten zur Verwendung im Schritt (c), basierend auf dem ersten Filtersignal und dem in Schritt (e) korrigierten Fehlersignal.