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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leitungsübergang für eine Übertragungsleitung in dem Mikrowellenband oder dem Millimeterwellenband und einem Verfahren zum Herstellen des Leitungsübergangs.
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Die
JP 60-192401 A offenbart einen Leitungsübergang, der eine planare Schaltung umfasst, die unter Verwendung eines dielektrischen Substrats und eines Festkörperwellenleiters gebildet wird, zum Ausbreiten elektromagnetischer Wellen in einem dreidimensionalen Raum, um einen Übergang von der planaren Schaltung zu dem Wellenleiter zu realisieren. Dieser Leitungsübergang ist auf eine solche Weise aufgebaut, dass eine Mikrostreifenleitung in dem dielektrischen Substrat gebildet ist, um die planare Schaltung zu realisieren, und das dielektrische Substrat teilweise in einen End-Kurzschluss-Wellenleiter eingefügt ist, um den End-Kurzschluss-Wellenleiter in zwei Segmente in einer Ebene senkrecht zu der H-Ebene zu unterteilen.
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Die
JP 2004-147291 A offenbart einen Leitungsübergang, der ein dielektrisches Substrat umfasst, das parallel zu der E-Ebene eines Festkörperwellenleiters fast in der Mitte des Festkörperwellenleiters angeordnet ist, ein leitfähiges Struktursegment, das als eine Grenzregion des Festkörperwellenleiters funktioniert, und ein Gekoppelte-Leitung-Struktursegment, das elektromagnetisch mit stehenden Wellen gekoppelt ist, die in der Grenzregion erzeugt werden, wobei das leitfähige Struktursegment und das Gekoppelte-Leitung-Struktursegment in einer leitfähigen Struktur des dielektrischen Substrats umfasst sind.
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Bei dem oben erwähnten Leitungsübergang, bei dem die Mikrostreifenleitung in den Wellenleiter derart eingefügt ist, dass die Mikrostreifenleitung senkrecht zu der H-Ebene des Wellenleiters ist, um die Impedanz der Mirkostreifenleitung an die des Wellenleiters anzupassen, muss die Reaktanz des Endes der eingefügten Mikrostreifenleitung an der Seite derselben null sein, wobei das Ende das Gekoppelte-Leitung-Struktursegment ist, das als eine Schwebeleitung dient. Um die Reaktanz des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments auf null einzustellen, ist die Anpassung unter Verwendung der nachfolgenden zwei Impedanzen entworfen:
- (1) Impedanz eines Kurzschlussabschnitts in dem Wellenleiter (wobei die Kurzschlussstruktur eine Struktur umfasst, die die Grenzcharakteristika des Wellenleiters verwendet)
- (2) Impedanz eines Abschnitts (Kante des dielektrischen Substrats), wo die Mikrostreifenleitung nicht in dem dielektrischen Substrat in dem Welleleiter vorliegt.
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Die obige Impedanz (1) ist durch die Positionsbeziehung zwischen dem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment und dem Kurzschlussabschnitt definiert. Die Impedanz (2) ist durch die Positionsbeziehung zwischen dem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment und der Kante des Substrats definiert. Wie nachfolgend beschrieben wird, weist die Positionsbeziehung zwischen dem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment und der Kante des Substrats insofern einen Nachteil auf, dass eine hohe Positionierungsgenauigkeit nicht erhalten wird, aufgrund eines Verfahrens zur Herstellung des dielektrischen Substrats.
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Das dielektrische Substrat, das das oben erwähnte Gekoppelte-Leitung-Struktursegment umfasst, ist auf eine solche Weise gebildet, dass eine Mehrzahl von leitfähigen Strukturen auf einer Keramikgrünschicht gebildet wird, die als eine Hauptplatine dient, die Hauptplatine gebrannt wird und nachfolgend die gebrannte Hauptplatine in regelmäßigen Intervallen in einzelne dielektrische Substrate geschnitten wird.
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Beim Schneiden der gebrannten Hauptplatine gemäß einer automatischen Vereinzelung wird ein Referenzpunkt an einem beliebigen Abschnitt eingestellt, z. B. an einem Ende der Hauptplatine, die Hauptplatine wird in vorbestimmten Intervallen relativ zu dem Referenzpunkt geschnitten. Da die Hauptplatine durch das Brennen schrumpft, werden die Intervalle in Berücksichtigung der Schrumpfrate bestimmt.
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Die Hauptplatine weist jedoch eine große Abweichung bei der Schrumpfrate beim Brennen auf. Die Beabstandungen zwischen den Vereinzelungslinien weichen von den entsprechenden leitfähigen Strukturen ab, die auf der Hauptplatine angeordnet sind, die geschnitten werden soll. Dementsprechend, wenn die Distanz zwischen der Vereinzelungslinie und dem Referenzpunkt der Hauptplatine länger ist, ist die Abweichung von der entsprechenden leitfähigen Struktur auf der Hauptplatine größer. Zum Beispiel, wenn die Hauptplatine unter Verwendung von einem Ende derselben als Referenzpunkt geschnitten wird, beeinflusst die Abweichung bei der Schrumpfung der Hauptplatine beträchtlich die Vereinzelungslinie in der Nähe des anderen Endes. Zusätzlich dazu, wenn die Differenz zwischen der Schrumpfungsrate der Hauptplatine beim Brennen und einem eingestellten Wert größer wird, wird die Abweichung ausgeprägter.
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Wenn der Raum zwischen der Kante von jedem dielektrischen Substrat und dem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment unterschiedlich von einem Entwurfswert ist, wird die Reaktanz des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments auf der Seite eines Übertragungsleitungs-Struktursegments erhöht, was zu einer Impedanz-Fehlanpassung zwischen dem Festkörperwellenleiter und der planaren Schaltung führt. Leider können vorbestimmte Leitungsübertragungscharakteristika nicht erhalten werden.
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Die
US 5,920,245 A zeigt eine NRD-Leitung, bei der ein dielektrisches Substrat an einer Ecke ausgespart ist, wobei ein Wellenleiter in der Ecke angeordnet ist.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Leitungsübergang zu schaffen, bei dem eine Abweichung in der Positionsbeziehung zwischen einem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment, das in einem dielektrischen Substrat gebildet ist, und der entsprechenden Kante des dielektrischen Substrats minimiert wird, um die Charakteristika des Übergangs von der planaren Schaltungsanordnung zu dem Wellenleiter zu stabilisieren.
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Diese Aufgabe wird durch einen Leitungsübergang gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Ferner schafft die vorliegende Erfindung ein Hochfrequenzmodul, das den Leitungsübergang umfasst, der die obige Struktur aufweist.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Mehrzahl der leitfähigen Strukturen und Durchgangslöcher in einer Keramikgrünschicht gebildet, die als eine Hauptplatine dient, derart, dass jedes Durchgangsloch in der Nähe des entsprechenden leitungsgekoppelten Struktursegments in einer vorbestimmten Beabstandung angeordnet ist, wobei die Keramikgrünschicht als die Hauptplatine dient, die gebrannt wird, und die gebrannte Hauptplatine entlang der Linien geschnitten wird, die durch die Durchgangslöcher verlaufen, wodurch die Positionsbeziehung zwischen jedem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment und der entsprechenden Kante des dielektrischen Substrats definiert wird.
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Wie oben erwähnt wurde, ist eine Einkerbung an der Kante jedes dielektrischen Substrats in der Nähe des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments gebildet, das auf dem dielektrischen Substrat gebildet ist. Die Einkerbungen können als Durchganglöcher in der Hauptplatine gebildet sein, die in individuelle dielektrische Substrate geschnitten werden soll. Die Durchgangslöcher können vor dem Brennen der Hauptplatine gebildet werden. Folglich, sogar wenn die Vereinzelungslinien relativ gesehen bei der automatischen Vereinzelung verschoben werden, wird die Positionsbeziehung zwischen jedem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment und der Einkerbung, die in der Nähe des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments an der Kante des entsprechenden dielektrischen Substrats angeordnet ist, nicht durch die Verschiebung der Vereinzelungslinien beeinflusst. Somit ist die Reaktanz des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments an der Seite des Übertragungsleitungs-Struktursegments ungefähr null. Dies führt zu der Impedanzanpassung zwischen der planaren Schaltung und dem Festkörperwellenleiter. Somit kann der Leitungsübergang mit stabilen Leitungsübergangscharakteristika erreicht werden.
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Die Länge der Seite der Einkerbung parallel zu der Signalausbreitungsrichtung des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments ist größer als die Breite der E-Ebene des Festkörperwellenleiters. Folglich, sogar wenn die Einkerbung (Durchgangsloch in der Hauptplatine) in der Signalausbreitungsrichtung des Gekoppelte-Leitung-Struktursegments verschoben wird, ist die Positionsbeziehung zwischen dem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment und der Kante des dielektrischen Substrats (Einkerbung) konstant. Somit können die stabilen Leitungsübergangscharakteristika erhalten werden.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnung beschrieben.
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1 umfasst Diagramme, die die Struktur eines dielektrischen Substrats zeigen, das bei einem Leitungsübergang gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel verwendet wird.
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2 umfasst Diagramme, die die Struktur des Leitungsübergangs zeigen.
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3 ist eine perspektivische Teilansicht der Beziehung zwischen einem dielektrischen Streifen und dem dielektrischen Substrat.
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4 ist ein Diagramm einer Hauptplatine, die beim Herstellen dielektrischer Substrate für den Leitungsübergang verwendet wird.
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5 ist eine perspektivische auseinandergezogene Ansicht der Struktur eines Leitungsübergangs gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel.
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6 ist ein Diagramm der Struktur eines Millimeterwellen-Radarmoduls, das den Leitungsübergang gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel umfasst.
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Ein Leitungsübergang gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel und ein Verfahren zum Herstellen des Leitungsübergangs werden nun Bezug nehmend auf 1 bis 4 beschrieben.
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1 zeigt die Struktur eines dielektrischen Substrats, das als eine Komponente des Leitungsübergangs dient. (A) ist eine Draufsicht des dielektrischen Substrats, (B) ist eine Unteransicht desselben und (C) ist eine vergrößerte Ansicht eines Abschnitts, der durch eine gestrichelte Linie in (B) gezeigt wird. Auf der oberen Oberfläche eines dielektrischen Substrats 3 sind ein Masseleiter 21, Chipverbindungselektroden 22 bis 26 und externe Verbindungsanschlüsse 27 bis 29 gebildet. Anschlüsse eines Chips 8 sind an die Chipverbindungselektroden 22 bis bzw. 26 gelötet.
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Wie in (B) gezeigt ist, sind auf der unteren Oberfläche des dielektrischen Substrats 3 ein Masseleiter 11, Übertragungsleitungsleiter 14a und 15a, Gekoppelte-Leitung-Leiter 14k und 15k, Übertragungsleitungs-Leiter 16, 17a und 17b gebildet. Die Gekoppelte-Leitung-Leiter 14k und 15k entsprechen jeweils einem Gekoppelte-Leitung-Struktursegment.
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Eine Einkerbung N1 ist an einer Kante des dielektrischen Substrats 3 in der Nähe des Gekoppelte-Leitung-Leiters 14k gebildet. Auf ähnliche Weise ist eine Einkerbung N2 an einer anderen Kante des dielektrischen Substrats 3 in der Nähe des anderen Gekoppelte-Leitung-Leiters 15k gebildet. Die Einkerbung N1 weist eine Seite E1 auf, die parallel zu der Signalausbreitungsrichtung des Gekoppelte-Leitung-Leiters 14k ist. Die Einkerbung N2 weist eine Seite E2 auf, die parallel zu der Signalausbreitungsrichtung des Gekoppelte-Leitung-Leiters 15k ist.
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Das Ende des Masseleiters 11 ist in der Nähe des Gekoppelte-Leitung-Leiters 14k angeordnet. Eine Mehrzahl von Durchkontaktierungslöchern V zum elektrischen Koppeln des oberen und unteren Masseleiters 11 und 21 an dem dielektrischen Substrat 3 sind in dieser Kante des Masseleiters 11 gebildet. Auf ähnliche Weise ist eine andere Kante des Masseleiters 11 in der Nähe des Gekoppelte-Leitung-Leiters 15k angeordnet. Eine Mehrzahl von Durchkontaktierungslöchern zum elektrischen Koppeln des oberen und unteren Masseleiters 11 und 21 ist in dieser Kante gebildet.
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2 zeigt die Struktur des Leistungsübergangs. Um die Oberfläche zu zeigen, auf der die Gekoppelte-Leitung-Leiter gebildet sind, wird der Leitungsübergang umgedreht. (A) ist eine Draufsicht des Leitungsübergangs, bei dem eine untere leitfähige Platte weggelassen ist, (B) ist eine Querschnittsansicht des Leitungsübergangs an der Linie B-B in (A), und (C) ist eine Querschnittsansicht derselben an der Linie C-C in (A). 3 ist eine perspektivische Teilansicht der Positionsbeziehung zwischen zwei oberen und unteren dielektrischen Streifen und dem dielektrischen Substrat.
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Eine Rille, in die ein unterer dielektrischer Streifen 6 eingepasst ist, ist in einer unteren leitfähigen Platte 1 gebildet. Auf ähnliche Weise ist eine Rille, in die ein oberer dielektrischer Streifen 7 eingepasst ist, in einer oberen leitfähigen Platte 2 gebildet. Nachdem der untere und der obere dielektrische Streifen 6 und 7 in die Rillen in der unteren und oberen leitfähigen Platten 1 bzw. 2 eingepasst sind, wird das dielektrische Substrat 3 sandwichartig zwischen der unteren und oberen leitfähigen Platte 1 und 2 derart angeordnet, dass der dielektrische Streifen 6 gegenüberliegend zu dem anderen dielektrischen Streifen 7 ist, mit dem Substrat 3 zwischen denselben, wodurch ein mit Dielektrikum gefüllter Wellenleiter (DFWG; DFWG = dielectric filled waveguide) gebildet wird, der einfach als ein Wellenleiter bezeichnet wird.
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Eine Ebene ES, die parallel zu sowohl der unteren als auch der oberen leitfähigen Platte 1 und 2 des Wellenleiters ist, entspricht der E-Ebene, die parallel zu dem elektrischen Feld in dem TE10-Modus ist, der als ein Elektromagnetische-Welle-Ausbreitungsmodus dient. Auf diese Weise ist das dielektrische Substrat 3 parallel zu der E-Ebene fast in der Mitte des Wellenleiters angeordnet.
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Die Seiten E1 und E2 der entsprechenden Einkerbungen N1 und N2, gezeigt in 1, sind parallel zu den Gekoppelte-Leitung-Struktursegmenten 14k bzw. 15k. Die Länge von jeder der Seiten E1 und E2 ist gleich oder länger als die Abmessung in der Breitenrichtung der E-Ebene ES.
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Wie in 1 gezeigt ist, ist die Masseelektrode 21 nicht auf der Rückoberfläche (obere Oberfläche des dielektrischen Substrats 3) des Abschnitts gebildet (ein Raum ist vorgesehen), wo der Gekoppelte-Leitung-Leiter 14k gebildet ist, wobei die Oberfläche der unteren leitfähigen Platte 1 zugewandt ist. Dieser Raum funktioniert als eine Schwebeleitung. Die Schwebeleitung ist elektromagnetisch mit dem Ausbreitungsmodus des Wellenleiters gekoppelt, der die dielektrischen Streifen 6 und 7 und die leitfähigen Platten 1 und 2 umfasst.
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In der unteren leitfähigen Platte 1, wie in (C) von 2 gezeigt ist, ist eine Rille G12 für die Übertragungsleitung entlang dem Gekoppelte-Leitung-Leiter 14k und dem Übertragungsleitungsleiter 14a auf dem dielektrischen Substrat 3 gebildet. Die Übertragungsleitungsrille G12 schafft einen vorbestimmten Raum benachbart zu der Mirkostreifenleitung auf der Seite einer Signalleitung und schirmt ferner gegen einen anderen Modus ab, wie z. B. einen Modus höherer Ordnung. Eine Drosselrille G22 ist in der oberen leitfähigen Platte 2 gebildet. Die leitfähige Platte 1 mit der obigen Struktur ist auf der leitfähigen Platte 2 mit der obigen Struktur überlagert, wodurch der Strahlungsverlust aus einem Zwischenraum in der Schnittstelle zwischen den Platten reduziert wird.
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Ein anderer Wellenleiter, der mit einer Schwebeleitung gekoppelt ist, die dem Gekoppelte-Leitung-Leiter 15k entspricht, weist die ähnliche Struktur auf.
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Ein Beispiel eines Millimeterwellen-Radarmoduls wird nun als ein Ausführungsbeispiel eines Hochfrequenzmoduls der vorliegenden Erfindung Bezug nehmend auf 6 beschrieben.
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Ein Signal, das von dem externen Verbindungsanschluss 27 geliefert wird, gezeigt in 1, wird zu dem Verbindungsleiter 24 durch den Übertragungsleitungsleiter 16 ausgebreitet. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel umfasst der Chip 8 in 1 einen x2 Multiplizierer MLT, Verstärker AMPa und AMPb, einen Richtungskoppler CPL und einen Verstärker AMPc.
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Bezug nehmend auf 6 erzeugt ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO (voltage controlled oscillator) ein Signal eines 38-GHz-Bandes und moduliert die Frequenz eines Ausgangssignals gemäß einem Modulationseingangssignal. Der x2 Multiplizierer MLT verdoppelt die Frequenz eines Eingangssignals, um ein Signal eines 76-GHz-Bandes auszugeben. Die Verstärker AMPa und AMPb verstärken das Ausgangssignal des x2 Multiplizierers MLT. Der Richtungskoppler CPL verteilt ein Ausgangssignal des Verstärkers AMPb in einem vorbestimmten Leistungsverteilverhältnis zu dem Verstärker AMPc und einem Mischer MIX. Der Verstärker AMPc verstärkt die Leistung des Signals, das von dem Richtungskoppler CPL geliefert wird, und erzeugt dann das verstärkte Signal zu einer Sendeeinheit TX-OUT. Der Mischer MIX mischt ein Signal, das durch eine Empfangseinheit RX-IN empfangen wird, mit dem Signal (lokales Signal) das von dem Richtungskoppler CPL geliefert wird, und erzeugt dann das resultierende Signal, das als ein Zwischenfrequenzsignal des empfangenen Signals zu einem Verstärker IF-AMP dient. Der Verstärker IF-AMP verstärkt das Zwischenfrequenzsignal des empfangenen Signals und erzeugt dann das resultierende Signal als ein IF-Ausgangssignal zu einer Empfängerschaltung.
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Eine Signalverarbeitungsschaltung (nicht gezeigt) erfasst eine Distanz zu einem Ziel und eine relative Geschwindigkeit auf der Basis der Beziehung zwischen dem modulierten Signal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und dem Zwischenfrequenzsignal des empfangenen Signals.
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4 zeigt eine Hauptplatine, die in dielektrische Substrate 3 geschnitten werden soll. In 4 zeigen gestrichelte Linien VL0 bis VL4' und HL0 bis HL4 Vereinzelungslinien einer Hauptplatine 30 an. Die leitfähige Struktur, gezeigt in 1, ist auf jedem der Arbeitsstücke gebildet, die erhalten werden durch Schneiden der Hauptplatine entlang der vertikalen und horizontalen Vereinzelungslinien. Durchgangslöcher H1 und H2 sind zwischen jedem Arbeitsstück und benachbarten Arbeitsstücken gebildet. Bezug nehmend auf 4 verläuft die Vereinzelungslinie VL3 durch das Durchgangsloch H1, das zwischen einem rechten oberen Dielektrikum-Substrat-Arbeitsstück 3' und dem benachbarten Dielektrikum-Substrat-Arbeitsstück auf der linken Seite gebildet ist. Die Vereinzelungslinie HL1 verläuft durch das Durchgangsloch H2 zwischen dem Dielektrikum-Substrat-Arbeitsstück 3' und dem benachbarten unteren Dielektrikum-Substrat-Arbeitsstück.
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Die Schrumpfrate der Hauptplatine 30, die gebrannt werden soll, variiert relativ bedeutend abhängig von verschiedenen Parametern. Die Größen der Durchgangslöcher H1 und H2 werden derart bestimmt, dass die jeweiligen Vereinzelungslinien durch Bildungsbereiche der entsprechenden Durchgangslöcher H1 und H2 verlaufen, sogar wenn die Schrumpfrate am höchsten ist, relativ zu der Entwurfsmitte, oder relativ zu derselben am niedrigsten ist. Somit kann die Beabstandung (da in (C) aus 1) zwischen der Einkerbung N1 und dem Gekoppelte-Leitung-Leiter 14k und die zwischen der Einkerbung N2 und dem Gekoppelte-Leitung-Leiter 15k in 1 immer einheitlich gemacht werden. Obwohl die Beabstandung da abhängig von der Schrumpfrate der Hauptplatine 30 variiert, wird die Beabstandung da nicht durch die relative Verschiebung der Vereinzelungslinien im Hinblick auf die Hauptplatine 30 beeinflusst. Dementsprechend stellt die Abweichung bei der Beabstandung da kein Problem dar.
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Ein Verfahren zur Herstellung des Leitungsübergangs wird nun beschrieben.
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Wie in 4 gezeigt ist, wird eine Mehrzahl von leitfähigen Strukturen auf einer Keramikgrünschicht gebildet, die als eine Hauptplatine dient, durch Dickfilmdrucken. Nachfolgend werden die Durchgangslöcher H1 und H2 durch eine Stanzmaschine gebildet.
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Nachfolgend wird die Hauptplatine 30 gebrannt, so dass die Keramikhauptplatine erhalten wird.
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Wie in 4 gezeigt ist, wird unter Verwendung der vertikalen und horizontalen Vereinzelungslinien VL0 bis VL4' und HL0 bis HL4 die Hauptplatine 30 in einzelne dielektrische Substrate 3 geschnitten.
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Der Chip 8, gezeigt in 1, wird an jedem dielektrischen Substrat 3 befestigt.
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Nachfolgend, wie in 2 und 3 gezeigt ist, werden die dielektrischen Streifen 6 und 7 in die Rillen der unteren und oberen leitfähigen Platte 1 bzw. 2 eingepasst. Nachfolgend wird das dielektrische Substrat 3 zwischen der unteren und der oberen leitfähigen Platte 1 und 2 angeordnet.
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Wenn die Frequenz eines Übertragungssignals innerhalb des 76-GHz-Bandes liegt, sind entsprechende Abmessungen in 1 und 2 wie folgt:
w: 3,0
db: 0,5
da: 0,6
L: 0,2
t: 0,2
Hd: 1,8
Wg: 1,2
Wd: 1,1
R: 0,5R,
wobei die Abmessungen in Millimeter ausgedrückt sind.
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Ein Leitungsübergang gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel wird nun Bezug nehmend auf 5 beschrieben.
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Bezug nehmend auf 5 wird eine leitfähige Struktur, die einen Gekoppelte-Leitung-Leiter 13k und einen Übertragungsleitungsleiter 13a umfasst auf der oberen Oberfläche eines dielektrischen Substrats 3 gebildet. Auf der unteren Oberfläche des dielektrischen Substrats 3, ausschließlich einem Abschnitt, der dem Gekoppelte-Leitung-Leiter 13k entspricht, wird ein Masseleiter gebildet.
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Eine Einkerbung N wird an einer Kante des dielektrischen Substrats 3 in der Nähe des Gekoppelte-Leitung-Leiters 13k gebildet. Gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel werden Durchgangslöcher durch Stanzen einer Keramikgrünschicht gebildet, die als eine Hauptplatine dient, die Keramikgrünschicht wird gebrannt und nachfolgend wird die Hauptplatine einer Vereinzelung unterzogen, wodurch die Einkerbungen N gebildet werden.
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Ein oberes und unteres Wellenleitersegment 9 und 10 werden in einen Kurzschlusswellenleiter angeordnet. Das dielektrische Substrat 3 weist eine Rille 12 auf. Das dielektrische Substrat 3 ist zwischen den Wellenleitersegmenten 9 und 10 derart angeordnet, dass der Kurzschluss zwischen den Wellenleitersegmenten 9 und 10 durch die Rille 12 auftritt. Das dielektrische Substrat 3 wird durch eine Stützmetallplatte 18 gestützt.
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Wie oben erwähnt wurde, kann die vorliegende Erfindung ebenfalls an einen Hohlraumwellenleiter angewendet werden, der als ein Festkörperwellenleiter dient.
