-
Die
Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Vergrößern einer
Funktionsreichweite bei einer aus einem elektromagnetischen Feld
mit Energie versorgten Vorrichtung, insbesondere bei Verwendung
in einem Transponder oder einem Remote Sensor, mit einem Spannungswandler
zum Generieren einer zum Ausführen
eines Funktionsablaufs benötigten
Funktionsspannung aus einer Betriebsspannung der Vorrichtung.
-
Weiterhin
betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Vergrößern einer Funktionsreichweite
bei einer Vorrichtung, die aus einem elektromagnetischen Feld mit
Energie versorgt wird, insbesondere einem Transponder oder einem
Remote Sensor, wobei mittels eines Spannungswandlers eine zum Ausführen eines
Funktionsablaufs benötigte
Funktionsspannung aus einer Betriebsspannung der Vorrichtung generiert
wird.
-
Im
Zuge von bei Radiofrequenzen arbeitenden Identifizierungsverfahren
(RFID-Applikationen), insbesondere bei Vorrichtungen wie RFID-Transpondern,
die die zu ihrem Betrieb benötigte
Energie aus einem von einer Basisstation erzeugten elektromagnetischen
Feld gewinnen und denen regelmäßig nur geringe
elektrische Leistungen zur Verfügung
stehen (passive Transponder), werden heutzutage immer größere Funktionsreichweiten
gefordert. Unter dem Begriff "Funktionsreichweite" sei im Folgenden
eine Entfernung der Vorrichtung von der Basisstation verstanden,
in der die Vorrichtung in der Lage ist, eine gegenüber ihrer
normalen Betriebsspannung deutlich erhöhte Funktionsspannung über eine
ausreichend lange, zum Ausführen
eines entsprechenden Funktionsablaufs benötigte Zeitspanne sicher zur Verfügung zu
stellen. Bei einem solchen Funktionsablauf kann es sich beispielsweise
um einen Programmiervorgang, d.h. Schreiben oder Lesen in einem
geeigneten Speichermittel, wie einem EEPROM, oder – im Falle
eines mit demselben Problem konfrontierten Remote Sensors – um die
Durchführung
eines Messvorgangs handeln. Beispielsweise liegen entsprechende
Programmierspannungen bei üblichen
EEPROMs bei etwa 12 bis 14 V, gegenüber normalen Betriebsspannungen
im Bereich von 1 bis 3 V. Dabei müssen die Funktionsspannungen
während
einer Zeitdauer im Bereich von einigen Millisekunden anliegen, um
den Funktionsablauf erfolgreich abschließen zu können.
-
Bei
herkömmlichen,
passiven Transpondern wird die Programmierspannung mit Hilfe mehrstufiger
Spannungswandler oder -vervielfacher (charge pump) generiert. Man
spricht hier von einem "Hochlaufen" der Spannung. Anschließend wird
während einer
vorbestimmten Zeit gewartet unter der Annahme, dass während dieser
Zeit eine ausreichende Funktionsspannung vorgelegen hat, um den
vorgesehenen Funktionsablauf ordnungsgemäß abzuschließen. Hierbei
ist neben der Tatsache, dass keinerlei Überprüfung des Funktionsablaufs selbst
bzw. dessen Ergebnis möglich
ist insbesondere als nachteilig anzusehen, dass eine Funktionszeit,
beispielsweise eine Programmierdauer, fest und unabhängig von
der tatsächlich
notwendigen Zeit vorgegeben ist.
-
Es
sind weiterhin gattungsgemäße Vorrichtungen
bekannt, bei denen zwecks Berücksichtigung sich ändernder
Lastverhältnisse
(z.B. verschobener bzw. verlängerter
Spannungshochlauf aufgrund eines erhöhten Einschaltstroms und/oder
aufgrund parasitärer
Ströme
in der Sättigungsphase)
parallel zum Funktionszyklus die Betriebsspannung gemessen wird.
Die so gewonnenen Messwerte werden mit einem Referenzwert verglichen,
wobei positive Vergleichsergebnisse gezählt und nach Ablauf einer vorgegebenen
Zeit mit einem weiteren Referenzwert verglichen werden. Wird dieser
unterschritten, so wird der Funktionsablauf als nicht erfolgreich
bewertet. Bei derartigen Ansätzen
ist vor allem als nachteilig anzusehen, dass es sich bei der Messung
der Betriebsspannung nur um eine indirekte Messung der Funktionsspannung
handelt, wobei lediglich ein Zusammenbruch der Betriebsspannung
einen sicheren Anhaltspunkt hinsichtlich der Funktionsspannung liefert.
Zudem handelt es sich um ein reines Steuerungskonzept, bei dem wiederum
die Funktionszeit unabhängig
von der tatsächlichen
Hochlaufzeit bestimmt und nicht an konkrete Anforderungen, wie eine
vergrößerte Programmierreichweite,
anpassbar ist.
-
Speziell
hinsichtlich der letztgenannten Anforderung ist bei bekannten Vorrichtungen
weiterhin als nachteilig anzusehen, dass bei hochohmigen Energiequellen,
beispielsweise wenn die Impedanz eines zum Erzeugen einer Gleichspannung
aus der aus dem RF-Feld aufgenommen Wechselspannungsenergie zu groß ist, aufgrund
eines erhöhten Einschaltstroms
die Betriebsspannung einbricht, was zu einem Power-On-Reset (POR)
führt,
wodurch die Funktionsreichweite zusätzlich begrenzt wird. Denselben
Effekt besitzen die herkömmlichen
Spannungsvervielfacher, die eine Vielzahl von Transistor-Schaltmitteln
aufweisen, was zu Verlusten durch die jeweiligen Dropspannungen
führt.
-
Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art sicherer und flexibler einsetzbar zu
machen, insbesondere mit Blick auf einen Vergrößerung der Funktionsreichweite.
-
Die
Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art dadurch
gelöst,
dass wenigstens eine Eigenschaft der Funktionsspannung bestimmt
und ein Ergebnis des Funktionsablaufs in Abhängigkeit von der bestimmten
Eigenschaft der Funktionsspannung bestätigt oder verworfen wird. Bei
einer Schaltungs anordnung der eingangs genannten Art ist zur Lösung der
Aufgabe vorgesehen, dass diese eine Bestimmungsschaltung zum Bestimmen
wenigstens einer Eigenschaft der Funktionsspannung und eine Bewertungsschaltung
zum Bestätigen
oder Verwerfen eines Ergebnisses des Funktionsablaufs in Abhängigkeit
von der bestimmten Eigenschaft der Funktionsspannung aufweist.
-
Erfindungsgemäß wird folglich
das unflexible und fehleranfällige
Steuerungskonzept vorbekannter Verfahren und Vorrichtungen durch
ein Regelungskonzept in Form eines closed loop ersetzt, indem die für den Funktionsablauf
maßgebliche
Funktionsspannung direkt überwacht
und das Überwachungsergebnis
im Rahmen der Bestätigung
oder des Verwerfens eines Ergebnisses des Funktionsablaufs in Abhängigkeit
von der bestimmten Eigenschaft der Funktionsspannung regelungstechnisch,
insbesondere zum Regeln der Funktionsdauer verwendet wird. Es ist
somit möglich,
im Rahmen größerer Reichweiten
und damit regelmäßig einher
gehenden Versorgungsschwierigkeiten die Funktionsdauer flexibel
anzupassen, d.h. zu verlängern,
während
im Falle eines schnell abgeschlossenen Funktionsablaufs auch der
umgekehrte Fall einer schnelle Beendigung desselben verbunden mit
einer erneuten Verfügbarkeit
der Vorrichtung möglich
ist. Bei dem genannten Funktionsablauf handelt es sich vorzugsweise
um einen Programmiervorgang, d.h. einen Schreib- und/oder Lesevorgang,
insbesondere bei einem elektrisch löschbaren Speichermittel, wie
einem EEPROM.
-
Vorteilhafter
Weise ist in Weiterbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vorgesehen,
dass die Bestimmungsschaltung zum Vergleichen einer der Funktionsspannung
direkt zuordenbaren Größe mit einem
Referenzwert ausgebildet ist, wobei es sich zweckmäßig um einen
Spannungswert der Funktionsspannung handelt. Entsprechend zeichnet
sich ein erfindungsgemäßes Verfahren
vorteilhafter Weise dadurch aus, dass eine der Funktionsspannung
direkt zuordenbare Größe mit einem Referenzwert
verglichen wird.
-
Als
einfaches und zuverlässiges
Mittel zum Bestimmen des Spannungswerts kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
einen Spannungsteiler aufweisen, der in äußerst bevorzugter Weiterbildung
ein kapazitiver Spannungsteiler ist, so dass ein Gleichstrom durch
den Spannungsteiler entfällt.
-
Weiterhin
kann eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
in der Bestimmungsschaltung eine als Schwellwertschalter fungierende
Vergleichseinrichtung (Komparator) aufweisen, wodurch eine einfache
Vergleichsmöglichkeit
der Funktionsspannung mit einem Referenzwert gegeben ist. Die Bewertungsschaltung
weist zudem vorzugsweise ein erstes Zählermittel zum Bewerten eines
Ausgangssignals der Bestimmungseinrichtung auf, das zum Ermitteln
einer Anzahl von Zeitintervallen ausgebildet ist, während derer
die Funktionsspannung eine zum Ausführen des Funktionsablaufs notwendige
Eigenschaft besitzt. Somit wird durch das erste Zählermittel eine
Zeit bestimmt, während
derer die Funktionsspannung eine zum Ausführen des Funktionsablaufs notwendige
Eigenschaft besitzt.
-
Zusätzlich kann
die Bewertungsschaltung ein zweites Zählermittel zum Bestimmen einer
Anzahl seit Generierung der Funktionsspannung vergangener Zeitintervalle
aufweisen. Entsprechend wird durch das zweite Zählermittel eine seit Generierung
der Funktionsspannung vergangene Zeit bestimmt.
-
Weiterhin
kann die Bewertungsschaltung auf diese Weise zum Abbrechen und/oder
Verwerfen des Funktionsablaufs bei Überschreiten einer vorbestimmten
Anzahl an Zeitintervallen in dem zweiten Zählermittel ausgebildet sein,
d.h. dass der Funktionsablauf abgebrochen und/oder verworfen wird, wenn
die durch das zweite Zählermittel
bestimmte Zeit einen vorbestimmten Wert überschreitet. Ungebührlich lange
Funktionsdauern, beispielsweise beim Verlassen der zulässigen Reichweite,
werden somit vermieden.
-
Darüber hinaus
ist die Bewertungsschaltung in bevorzugter Weiterbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zum Be stätigen
eines Ergebnisses des Funktionsablaufs bei Erreichen einer vorbestimmten
Anzahl an Zeitintervallen in dem ersten Zählermittel ausgebildet ist,
d.h. dass ein Ergebnis des Funktionsablaufs bestätigt wird, wenn die durch das
erste Zählermittel
bestimmte Zeit einen vorbestimmten Endwert erreicht. Auf diese Weise
ist die Funktionsdauer auf ein tatsächlich benötigtes Maß begrenzbar. Dabei liegt die
vorbestimmte Intervallanzahl des ersten Zählermittels unterhalb derjenigen
des zweiten Zählermittels.
-
Um
die bei herkömmlichen
Schaltungsanordnungen auftretende POR-Problematik zu vermeiden,
sieht eine vorteilhafte Ausgestaltung vor, dass dem Spannungswandler
eine Schaltungseinheit zum Begrenzen eines Einschaltstroms vorgeschaltet
ist. Diese kann erfindungsgemäß einen
MOSFET-Transistor oder wenigstens ein – ggf. umschaltbares – RC-Filterglied
beinhalten, so dass die Hochlauf-Charakteristik der Funktionsspannung
anforderungsspezifisch anpassbar ist. Eine entsprechende Weiterbildung
des erfindungsgemäßen Verfahrens
zeichnet sich dadurch aus, dass ein Eingangsstrom des Spannungswandlers
begrenzt wird, wobei die Begrenzung zeitlich geregelt angepasst
erfolgen kann.
-
Zum
Begrenzen von Verlustleistungen weist der Spannungswandler einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
weiterhin vorteilhafter Weise anstelle von Transistoren Schottky-Dioden
als Schaltmittel auf.
-
Weitere
Eigenschaften und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der Zeichnung. Es zeigt:
-
1 ein
Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
-
2 ein
detailliertes Schaltbild einer Schaltungseinheit zum Begrenzen des
Eingangsstroms bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß der 1;
-
3a–d Darstellungen
des zeitlichen Verlaufs eines Stromflusses beim Hochlaufen der Funktionsspannung
in einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
-
4 ein
detailliertes Schaltbild eines Spannungswandlers einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
gemäß der 1;
-
5 ein
detailliertes Schaltbild einer Bestimmungs- und Bewertungsschaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
gemäß der 1;
und
-
6 ein
detailliertes Schaltbild von Zählermitteln
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
gemäß der 1;
-
Die 1 zeigt
anhand eines Blockschaltbilds eine schematische Gesamtansicht einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1.
Diese ist vorzugsweise monolithisch integriert ausgebildet und zur
Verwendung im einem (RF-)Transponder oder einem Remote Sensor bestimmt.
-
Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 1 weist
eine erste Schaltungseinheit 2 zum Begrenzen eines Eingangsstroms
der Schaltungsanordnung 1 auf. Diese ist an eine Betriebsspannung VDD angeschlossen, die im Rahmen der genannten Verwendung
aus einem elektromagnetischen Wellenfeld mittels einer Empfangseinrichtung
(Antenne; nicht gezeigt) extrahiert und mittels eines geeigneten Gleichrichters,
wie einer Dioden-Gleichrichterbrücke (nicht
gezeigt), konditioniert wird, was dem Fachmann geläufig ist.
Die Schaltungseinheit 2 wird nachfolgend anhand der 2 näher erläutert.
-
An
die Schaltungseinheit 2, die als Ausgangsspannung eine
Spannung VDD' liefert, ist gemäß der 1 eine Spannungswandler-Schaltung 3 angeschlossen,
die nachfolgend noch anhand der 4 näher besprochen
wird. Die Spannungswandler-Schaltung 3 besitzt zwei Signaleingänge 3.2, 3.3 für Steuersignale
OSC_PROG bzw. NHVON. Sie ist zum Generieren einer Funktionsspannung
VPP ausgebildet, die deutlich höher liegt
als die Betriebsspannung VDD (typischerweise
12–14
V gegenüber
beispielsweise 1,6 V) und die vorzugsweise als Programmierspannung
dient, z.B. zum Beschreiben oder Löschen eines EEPROM (electronically
erasable programmable read only memory; nicht gezeigt).
-
Zum
Bestimmen und Bewerten der Funktionsspannung VPP weist
die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 1 weiterhin
der Spannungswandler-Schaltung 3 nachgeschaltet eine kombinierte
Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4 auf, die anhand
der 5 und 6 weiter unten näher beschrieben
wird. Neben einem ersten Signaleingang 4.1 für das Steuersignal
NHVON weist die Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4 weitere
Eingänge 4.2, 4.3 für Referenzsignale
VREF, IREF_HV auf und liefert an ihrem Ausgang 4.5 ein
logisches Steuersignal HV_OK, dessen HIGH-Pegel, HV_OK = 1, eine zum Ausführen eines
beabsichtigten Funktionsablaufs geeignete Funktionsspannung anzeigt, insbesondere
eine ausreichende Funktionsspannung zum Programmieren eines EEPROM.
Weiterhin beinhaltet die Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4 Zählermittel 5, 6 (vgl. 6),
die an einem Ausgang 5.7 ein Bewertungssignal HV_OK_OUT
liefern, das zum Bestätigen
oder Verwerfen eines Ergebnisses des Funktionsablaufs in Abhängigkeit
von einer bestimmten Eigenschaft der Funktionsspannung VPP verwendbar ist.
-
Im
Folgenden werden die vorstehend nur kurz skizzierten Bestandteile 2–6 der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 näher erläutert:
Die 2 stellt
anhand eines detaillierten Schaltschemas die Schaltungseinheit 2 zum
Begrenzen eines mit der Betriebsspannung VDD assoziierten
Eingangsstroms IE dar. Sie weist in Reihe
geschaltet zunächst
eine Anzahl von Widerständen
R1, R2 auf. Diese
bilden zusammen mit einem ihnen nachgeschalteten Kondensator C1 ein RC-Glied, das eine Filterfunktion für die Eingangsgröße IE darstellt (vgl. 3a, b). Der
Widerstand R2 ist mittels eines parallel
geschalteten PMOS-Transistors 2.1 überbrückbar. Das Gate 2.1a des
PMOS 2.1 ist über
einen Inverter 2.2 an das Bewertungssignal HV_OK angeschlossen;
Bulkanschluß 2.1b und
Source 2.1c des PMOS 2.1 sind mit einem zwischen
den Widerständen
R1, R2 angeordneten
Knoten 2.3 verbunden. Die durch das RC-Glied R1,
R2, C1 gefilterte
Betriebsspannung VDD wird als Ausgangsspannung
VDD' an
einem Ausgang 2.4 für die
nachfolgende Spannungswandler-Schaltung 3 bereit gestellt.
-
Durch
die gezeigte Schaltungseinheit 2 wird bei HIGH-Pegel des
Steuersignals HV_OK der zweite Widerstand R2 überbrückt, so
dass eine veränderte (reduzierte)
Filterwirkung des RC-Glieds
R1, R2, C1 resultiert, was ein beschleunigtes Hochlaufen
der Spannung in der nachfolgenden Spannungswandler-Schaltung 3 (vgl. 4)
ermöglicht.
-
Die
Schaltungseinheit 2 ist erfindungsgemäß dazu vorgesehen, ein Einbrechen
der Betriebsspannung und in der Folge einen Power-On-Reset dadurch
zu verhindern, dass der Eingangsstrom IE begrenzt
wird. Alternativ (hier nicht explizit dargestellt) können zum
diesen Zweck in der Schaltungseinheit 2 auch einfacher
aufgebaute RC-Glieder ohne PMOS, d.h. mit konstanten Filtereigenschaften
oder ein selbstleitender PMOS allein, dessen Gate auf Substratpotential
liegt, eingesetzt werden.
-
Die
Strom begrenzende Wirkung der Schaltungseinheit 2 ist nachfolgend
anhand der 3a–d graphisch dargestellt:
Die 3a zeigt
den Verlauf des Eingangsstroms IE sowie
der Funktionsspannung VPP, die auch als
high voltage bezeichnet wird, über
der Zeit t, wenn keinerlei Strom begrenzenden Mittel – wie vorstehend
aufgeführt – eingesetzt
werden. Der hohe Strom, für
typische Anwendungen etwa in der Größenordnung 10 μA, über eine
relativ lange Zeit von 100 μs
kann dabei zu unerwünschten
Einbrüchen
der Betriebsspannung und damit verbunden zu Verzögerungen oder Ausfällen des
gewünschten
Funktionsablaufs aufgrund fehlender Funktionsspannung VPP führen. In
den 3a–d
ist allerdings jeweils ein "Idealverlauf" der Funktionsspannung
dargestellt, so wie er sich ohne Einbrechen der Betriebsspannung
einstellen würde. Die 3b zeigt
den Verlauf von IE und VPP bei
Verwendung eines einfachen PMOS. Für den Eingangsstrom IE ergibt sich eine einzelne, hohe Stromspitze, was
jedoch aufgrund deren eingeschränkter
Dauer hinsichtlich eines Einbrechens der Betriebsspannung weniger
kritisch ist. Dagegen ist das Hochlaufen der Funktionsspannung VPP gegenüber
dem Fall der 3a erkennbar verlangsamt. Die 3c zeigt,
wie sich bei Verwendung eines einfachen RC-Glieds konstanter Filterwirkung, d.h.
mit konstantem ohmschen Widerstand und konstanter Kapazität ein zeitlich
fast konstanter Eingangsstrom IE ergibt,
während
die Funktionsspannung VPP nunmehr nur noch
langsam hochläuft.
Vorzugsweise ist daher das RC-Glied per Regelung umschaltbar (vgl. 3d),
wie in der Ausgestaltung der 2 gezeigt:
Sobald die Funktionsspannung VPP einen zum
Ausführen
des geplanten Funktionsablaufs geeigneten Wert erreicht hat (hier: VPP = 11,5 V) und entsprechend ein HIGH-Pegel-Signal
HV_OK = 1 vorliegt (s.u.), wird durch Schalten des PMOS 2.1 der
Widerstand R2 überbrückt, und die
Filterwirkung der Schaltungseinheit 2 geht zurück, was
eine verbesserte Effizienz bedeutet. Dies macht sich in 3d anhand
eines sprunghaft ansteigenden Stromflusses bemerkbar.
-
Erfindungsgemäß wird demzufolge
mittels der Schaltungseinheit 2 die aus der Betriebsspannung
VDD abgeleitete Eingangs spannung VDD' des Spannungswandlers 3 (vgl. 1, 4)
begrenzt. Dies hat jedoch zur Folge, dass sich das Hochlaufverhalten
der Funktionsspannung VPP drastisch verändert, wie
vorstehend anhand der 3a–d bereits graphisch erläutert. Die
Hochlaufzeit ist damit erfindungsgemäß eine Funktion der Feldstärke des
zu Zwecken der Energieversorgung dienenden elektromagnetischen (RF-)Feldes
bzw. von Eigenschaften einer der Schaltungsanordnung 1 vorgeschalteten Stromquelle,
wie deren Innenwiderstand, Leerlaufspannung oder dgl. Dies wird
erfindungsgemäß durch
Vorsehen der Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4 berücksichtigt
(1, 5, 6).
-
Die 4 zeigt
detailliert den Aufbau der erfindungsgemäßen Spannungswandler-Schaltung 3 zum
Erzeugen der Funktionsspannung VPP aus der Betriebsspannung
VDD bzw. der Ausgangsspannung VDD' der Schaltungseinheit 2.
Die Spannungswandler-Schaltung 3 weist
zunächst
(in der 4 links dargestellt) eine logische
Steuerschaltung 3.1 auf, die aus einer Anordnung von zwei
NAND-Gattern 3.1a, b sowie vier Invertern 3.1c–f gebildet
ist. Ein Eingang des ersten NAND-Gatters 3.1a ist direkt
mit einem Eingang 3.2 der Spannungswandler-Schaltung 3 verbunden,
an dem ein Oszillator-Signal OSC_PROG anliegt. Der andere Eingang
des ersten NAND-Gatters 3.1a ist unter Zwischenschaltung
eines Inverters 3.1d mit einem zweiten Eingang 3.3 der Spannungswandler-Schaltung 3 verbunden,
an dem ein Steuersignal NHVON anliegt, dessen HIGH-Pegel angibt,
dass keine (ausreichende) Funktionsspannung generiert wurde bzw.
wird, beispielsweise wenn die Vorrichtung noch kein entsprechendes Steuersignal
von der Basisstation empfangen hat. Die Anschlusskonfiguration an
dem zweiten NAND-Gatter 3.1b entspricht im wesentlichen
der am ersten NAND-Gatter 3.1a, jedoch ist hier auch zwischen
dem Eingang für
das Oszillator-Signal OSC_PROG
und dem entsprechenden Eingang des NAND-Gatters 3.1b ein Inverter 3.1c geschaltet.
Jeweils ein weite rer Inverter 3.1e, 3.1f findet
sich hinter dem Ausgang des jeweiligen NAND-Gatters 3.1a, 3.1b.
-
Die
vorstehend beschriebene logische Steuerschaltung 3.1 liefert
an zwei gedachten Übergangspunkten
A, B zur restlichen Spannungswandler-Schaltung 3 in Abhängigkeit
von den Steuersignalen OSC_PROG, NHVON zwei mit der Oszillatorperiode
wechselnde, komplementäre
Taktsignale CP1, CP2 für
den eigentlichen Spannungswandler/Spannungsvervielfacher, der erfindungsgemäß als mehrstufige
Ladungspumpe ausgebildet ist. Dazu weist dieser Teil der Spannungswandler-Schaltung 3 (in 4 rechts
gezeigt) zunächst
ein Schaltmittel in Form eines PMOS-Transistors 3.4 auf, dessen
Gate 3.4a mit dem Eingang 3.3 (Steuersignal NHVON) verbunden
ist und dessen Source 3.4b an der Ausgangsspannung VDD' der
Schaltungseinheit 2 liegt. Verbunden mit dem Drain-Anschluß 3.4c des
PMOS 3.4 ist eine Reihenschaltung von Schaltmitteln in Form
von Schottky-Dioden 3.5–3.5(n) , deren konkrete Anzahl n von dem
Faktor der angestrebten Spannungserhöhung abhängt, was in 4 durch
eine eckige Klammer angedeutet ist. Die Schottky-Dioden 3.5–3.5(n) sind gleichsinnig jeweils in Durchlassrichtung
bezogen auf die Spannung VDD' angeordnet. An ihrem
distalen Ende mündet
die Diodenreihe in einen Ausgang 3.6 für das generierte Funktionsspannungs-Signal
VPP.
-
An
jeweils zwischen zwei Schottky-Dioden, beispielsweise den Dioden 3.5 und 3.5' bzw. den Dioden 3.5' und 3.5'', liegenden Knoten 3.7–3.7(n-1) ist jeweils zwischen dem betreffenden
Knoten und einer der beiden, parallel zu der Dioden-Reihe laufenden Leitungen 3.8, 3.8' für die komplementären Taktsignale
CP1, CP2 ein Kondensator 3.9–3.9(n-1) eingeschleift.
-
Die
Anordnung von Schottky-Dioden 3.5–3.5(n) und
Kondensatoren 3.9–3.9(n-1) arbeitet im Betrieb, d.h. bei
LOW-Pegel des Steuersignals NHVON am Eingang 3.3 nach dem
bekannten Prinzip einer mehrstufigen Ladungspumpe, die das Potential der
Knoten punkte 3.7–3.7(n-1) sukzessive erhöht und so am Ausgang 3.6 eine
gegenüber
der Eingangsspannung VDD' mehrfach erhöhte Ausgangsspannung VPP liefert, die erfindungsgemäß als Funktionsspannung
einsetzbar ist. Das Funktionsprinzip der Ladungspumpe an sich ist
dem Fachmann geläufig. Durch
die erfindungsgemäße Verwendung
von Schottky-Dioden 3.5–3.5(n) anstelle
von herkömmlicher
Weise verwendeten Transistor-Schaltmittel lässt sich aufgrund kleinerer
Drop-Spannungen die Verlustleistung reduzieren, so dass mit weniger
Stufen höhere
Funktionsspannungen erreichbar sind.
-
Die 5 zeigt
detailliert Teile der erfindungsgemäßen Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4.
Diese besitzt zunächst
Eingänge 4.1–4.4 für die Funktionsspannung
VPP, eine mit dieser zu vergleichende Referenzspannung
VREF, einen mit der Referenzspannung VREF assoziierten Referenzstrom
IREF_HV sowie das Steuersignal NHVON. Ferner ist ein Ausgang 4.5 für das Steuersignal
HV_OK (vgl. 1, 2) und ein
Anschluss 4.6 an die Betriebspannung VDD vorgesehen.
-
Als
erfindungsgemäß vordringlich
bedeutsame Bestandteile besitzt die Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4 zunächst einen
kapazitiven Spannungsteiler 4.7 aus zwei bezogen auf den
Eingang 4.1 für
die Funktionsspannung VPP parallel geschaltete
und zwischen diesem und ein Substratpotential VSS eingeschleifte
Kondensatoren 4.7a, 4.7b. Auf diese Weise stellt
der Spannungsteiler 4.7 keine Last für den Spannungswandler (vgl. 4)
dar, da kein Gleichstromfluss auftritt. Weiterhin ist mit Bezugszeichen 4.8 eine
Vergleichseinrichtung (Komparator) bezeichnet, die nach Art eines
Differenzverstärkers
aus zwei NMOS-Transistoren 4.8a,b sowie einem PMOS-Stromspiegel
(aktive Last) aus PMOS-Transistoren 4.8c, d gebildet ist.
-
Der
Differenzverstärker 4.8 ist
bei Bezugszeichen 4.6 an die Betriebsspannung VDD angeschlossen und über einen zwischen den Source-Anschlüssen 4.8aa,
bb der NMOS-Transistoren 4.8a, b gele genen Knoten 4.8e sowie
einen weiteren NMOS-Transistor 4.9 mit dem Substratpotential
VSS verbunden. Der NMOS 4.9 ist mit einem benachbarten
NMOS-Transistor 4.10 nach Art eines Stromspiegels verschaltet
und fungiert gemeinsam mit diesem als Konstantstromschaltung für den Differenzverstärker 4.8.
Darüber
hinaus sorgt ein weiterer NMOS-Transistor 4.11 nach Maßgabe eines
mit dem Referenzsignal IREF_HV am Eingang 4.3 verbundenen
PMOS-Transistors 4.12, dessen Gate durch das Signal NHVON
gesteuert wird, dafür,
dass für
NHVON = 0 sowohl der Knoten 4.8e als auch ein Knoten 4.13 am
Ausgang 4.5 auf Substratpotential VSS (LOW-Pegel)
liegen. Zwischen dem Ausgang 4.5 für das Steuersignal HV_OK und
dem Knoten 4.13 ist zusätzlich
ein Inverter 4.14 eingeschleift.
-
Zwischen
dem Anschluss 4.6 und dem Knoten 4.13 ist weiterhin
eine Anordnung aus zwei PMOS-Transistoren 4.15, 4.16 vorgesehen,
deren Gate-Anschlüsse
von einem Ausgangssignal des Differenzverstärkers 4.8 an einem
Knoten 4.8f bzw. dem Signal NHVON unter Zwischenschaltung
eines Inverters 4.17 gesteuert werden.
-
Der
Differenzverstärker
vergleicht für
NHVON = 0 die vom Spannungsteiler 4.7 gelieferte, aus der
Funktionsspannung VPP hervorgehende und
somit Letzterer direkt zuordenbare Teilspannung xVPP am
Gate des ersten NMOS 4.8a mit der Referenzspannung VREF
am Gate des zweiten NMOS 4.8b. Auf diese Weise liefert
die Vergleichseinrichtung 4.8 am Knoten 4.8f für den Fall,
dass die Spannung xVPP größer oder
gleich der Referenzspannung VREF ist, ein derartiges Ausgangssignal,
dass der PMOS 4.15 sperrt und der Knoten 4.13 weiterhin
auf Substratpotential VSS liegt, so dass
am Ausgang 4.5 das Signal HV_OK = 1 ausgegeben wird, was
eine ausreichende Funktionsspannung anzeigt. Für NHVON = 1 ist der PMOS 4.16 leitend
geschaltet, so dass der Knoten 4.13 auf dem Potential der
Betriebsspannung VDD liegt und am Ausgang 4.5 das
Signal HV_OK = 0 ausgegeben wird. Zugleich sorgen weitere Schaltmittel in
Form von NMOS-Transistoren 4.18, 4.19 dafür, dass
auch für
NHVON = 1 die entsprechend definierten Zustände, insbesondere am Knoten 4.13 (HIGH-Pegel)
gegeben sind.
-
Schließlich zeigt
die 6 geeignete Zählermittel 5, 6,
die ebenfalls vorzugsweise in der erfindungsgemäßen Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4 enthalten
und zum Ziehen und Bewerten von Samples des Ausgangssignals HV_OK
ausgebildet sind. Dies ist erfindungsgemäß – wie gesagt – notwendig,
um die Dauer eines Funktionsablaufs, z.B. eine Programmierzeit in
Abhängigkeit
von der Hochlaufzeit der Funktionsspannung regeln zu können.
-
Zu
diesem Zweck weist die in der 6 gezeigte
Schaltungseinheit ein erstes Zählermittel 5 in Form
eines sog. Gut-Sample-Zählers sowie
ein zweites Zählermittel 6 in
Form eines Sample-Zählers
auf. Beide sind nach Art eines mehrstufigen Frequenzteilers als
Kettenschaltung von einflankengetriggerten D-Flip-Flops 5.1–5.4 bzw. 6.1–6.3 ausgebildet,
was dem Fachmann geläufig
ist. Dargestellt sind weiterhin ein für alle Flip-Flops gemeinsamer
Reset-Eingang 7, ein Takteingang 5.5 für den Gut-Sample-Zähler 5,
ein weiterer Takteingang 6.4 für den Sample-Zähler 6 sowie
zumindest ein Eingang 5.6 für das Bewertungssignal HV_OK
der Bestimmungs- und Bewertungsschaltung 4. Zudem besitzt
der Gut-Sample-Zähler 5 einen
Ausgang 5.7 und der Sample-Zähler 6 einen Ausgang 6.5.
Die Eingänge 5.5 und 5.6 sind
beim gezeigten Ausführungsbeispiel über ein
AND-Gatter 5.8 verknüpft;
dessen Ausgangssignal wird als Taktsignal am Takteingang C des ersten
Zähler-Flip-Flops 5.1 bereit
gestellt. Der Dateneingang D des jeweils letzten Ketten-Flip-Flops 5.4, 6.3 ist
an die Betriebsspannung VDD angeschlossen.
-
Jedes
der gezeigten D-Flip-Flops 5.1–5.4, 6.1–6.3 fungiert
als 1:2-Frequenzteiler, so dass die gezeigten Kettenschaltungen,
als (Dual-)Zähler
einsetzbar sind. Bei anliegendem HIGH-Pegel (HV_OK = 1) am Eingang 5.6 zählt der
Zähler 5 bei
jeder an steigenden Flanke des Taktsignals CLK_HV_OK am Eingang 5.5 um
den Wert Eins herauf, bis sich schließlich bei ansteigender Flanke
am Eingang C des letzten Flip-Flops 5.4 das Ausgangssignal HV_OK_OUT
= 1 ergibt, was eine ausreichende Anzahl positiver Funktionsspannungs-Samples
anzeigt, so dass ein durchzuführender
Funktionsablauf, wie etwa ein Programmier- oder Löschvorgang
als erfolgreich abgeschlossen bewertet werden kann. Somit unterscheidet
sich der Gegenstand der Erfindung von den vorbekannten Steuerungslösungen,
bei denen immer eine bestimmte, fest vorgegebene Zeitdauer abgewartet
werden muss, bevor die Funktionsspannung abgeschaltet und der Funktionsablauf
als (erfolgreich) abgeschlossen qualifiziert wurde. Die maximal
erfassbare Gut-Sample-Zahl nmax ist durch die
verwendete Anzahl Flip-Flops vorgegeben. Der Sample-Zähler 6 arbeitet
analog, nur dass hier lediglich Taktpulse eines CLK_OVERFLOW-Signals gezählt werden,
d.h. eine bestimmte Zeit ermittelt wird, vorzugsweise die seit Beginn
der Funktionsspannungsgenerierung verflossene Zeit. Erreicht der
Zähler 6 seinen
ebenfalls durch die Anzahl der verwendeten Flip-Flops vorgegebenen
Endwert, so wird am Ausgang 6.5 ein Signal HV_OVERFLOW
ausgegeben, dass anzeigt, dass eine maximal zulässige Zeit zur Funktionsspannungs-Generierung überschritten wurde.
Entsprechend "überstimmt" das Ausgangssignal
des Sample-Zählers 6 das
Ausgangssignal des Gut-Sample-Zählers 5,
d.h. der Funktionsablauf wird angebrochen bzw. als fehlgeschlagen
qualifiziert, wenn HV_OVERFLOW = 1 gesetzt wird, bevor HV_OK_OUT
= 1. Vorzugweise geschieht dies in einer geeignet ausgebildeten,
hier nicht gezeigten Funktions-Steuerschaltung. Dabei liegt der
wahre, zeitliche Endwert des Zählers 6 höher als
derjenige des Zählers 5,
was sieh über
eine entsprechend längere
Taktperiode des Signals CLK_OVERFLOW am Eingang 6.4 erreichen
lässt.
-
- 1
- Schaltungsanordnung
- 2
- Schaltungseinheit
- 2.1
- PMOS-Transistor
- 2.1a
- Gate
- 2.1b
- Bulk-Anschluss
- 2.1c
- Source-Anschluss
- 2.2
- Inverter
- 2.3
- Knoten
- 2.4
- Ausgang
- 3
- Spannungswandler-
-
- Schaltung
- 3.1
- Steuerschaltung
- 3.1a,
b
- NAND-Gatter
- 3.1c–f
- Inverter
- 3.2
- Eingang
- 3.3
- Eingang
- 3.4
- PMOS-Transistor
- 3.4a
- Gate
- 3.4b
- Source
- 3.4c
- Drain
- 3.5–3.5(n)
- Schottky-Diode
- 3.6
- Ausgang
- 3.7–3.7(n-1)
- Knoten
- 3.8,
3.8'
- Leitung
- 3.9–3.9(n-1)
- Kondensator
- 4
- Bestimmungs-und
Bewer
-
- tungsschaltung
- 4.1
- Eingang
- 4.2
- Eingang
- 4.3
- Eingang
- 4.4
- Eingang
- 4.5
- Ausgang
- 4.6
- Anschluss
- 4.7
- Spannungsteiler
- 4.7a,
b
- Kondensator
- 4.8
- Vergleichseinrichtung
- 4.8a,
b
- NMOS-Transistor
- 4.8aa
- Source
- 4.8bb
- Source
- 4.8c,
d
- PMOS-Transistor
- 4.8e,
f
- Knoten
- 4.9
- NMOS-Transistor
- 4.10
- NMOS-Transistor
- 4.11
- NMOS-Transistor
- 4.12
- PMOS-Transistor
- 4.13
- Knoten
- 4.14
- Inverter
- 4.15
- PMOS-Transistor
- 4.16
- PMOS-Transistor
- 4.17
- Inverter
- 4.18
- NMOS-Transistor
- 4.19
- NMOS-Transistor
- 5
- Zähler
- 5.1–4
- D-Flip-Flop
- 5.5
- Eingang
- 5.6
- Eingang
- 5.7
- Ausgang
- 5.8
- AND-Gatter
- 6
- Zähler
- 6.1–3
- D-Flip-Flop
- 6.4
- Eingang
- 6.5
- Ausgang
- A,
B
- Punkt
- C
- Takteingang
- C1
- Kondensator
- CLK_HV_OK
- Taktsignal
- CLK_OVERFLOW
- Taktsignal
- CP1,
2
- Taktsignal
- D
- Dateneingang
- HV_OK
- Steuersignal
- HV_OK_OUT
- Steuersignal
- HV_OVERFLOW
- Steuersignal
- IE
- Eingangsstrom
- IREF_HV
- Referenzstrom
- NHVON
- Steuersignal
- OSC_PROG
- Oszillator-Signal
- R1,
R2
- Widerstand
- t
- Zeit
- VDD
- Betriebsspannung
- VDD'
- Spannung
- VPP
- Funktionsspannung
- VREF
- Referenzspannung
- xVPP
- Spannung