DE10334064B3 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Kalibrieren eines den Abtastzeitpunkt eines Empfangssignals beeinflussenden Abtastungssteuersignales eines Abtastphasenauswahlelements - Google Patents

Abstract

Ein den Abtastzeitpunkt beeinflussendes diskretes Abtastungssteuersignal eines Abtastphasenauswahlelements wird durch Festlegung von Quantisierungsintervallen eines Abtastzeitfehlersignals kalibriert. Zu diesem Zweck wird ein Empfangssignal im Signalweg vor dem Abtastphasenauswahlelement um eine Serie von Zeitverschiebungen жi¶ verschoben. Die den jeweiligen Zeitverschiebungen жi¶ zugeordneten Abtastzeitfehler e¶i¶ werden gemessen. Anschließend werden aus dem gewonnenen Zusammenhang zwischen жi¶ und e¶i¶ die für das Abtastphasenauswahlelement geeigneten Quantisierungsstufen des Abtastungssteuerungssignals ermittelt.

Description

• Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Kalibrieren eines den Abtastzeitpunkt eines Empfangssignals in einem Mobilfunkempfänger beeinflussenden Abtastungssteuersignales eines Abtastphasenauswahlelements.
• Funksignale im Mobilfunk unterliegen der Mehrwege-Ausbreitung, d.h. durch Reflexion, Streuung und Beugung des gesendeten Funksignals an diversen Hindernissen im Ausbreitungsweg treten am Empfänger in der Regel mehrere Empfangssignal-Versionen auf, die zeitlich zueinander verschoben und unterschiedlich abgeschwächt sind. Das Funktionsprinzip eines RAKE-Empfängers beruht darauf, mehrere dieser Empfangssignal-Versionen zunächst getrennt auszuwerten und dann zur Erzielung eines möglichst hohen Detektionsgewinns zeitrichtig zu überlagern. Die Bezeichnung RAKE ("Harke") beschreibt dabei in bildhafter Weise die Struktur eines solchen Empfängers, wobei die Zinken der Harke die RAKE-Finger repräsentieren und der Stiel der Harke das ausgangsseitig bereitgestellte, überlagerte Empfangssignal darstellt.
• Bei UMTS-Systemen (UMTS: universal mobile telecommunications system) der dritten Mobilfunkgeneration wird als Vielfachzugriffsverfahren Codemultiplex (CDMA: code division multiple access) verwendet. Beim CDMA belegen alle Teilnehmer denselben Frequenzbereich, jedoch wird das Funksignal für bzw. von jedem Teilnehmer unterschiedlich codiert. Durch die unterschiedliche CDMA-Codierung wird eine Teilnehmerseparierung ermöglicht.
• Bei der CDMA-Codierung wird jedem Datensymbol des zu übertragenden digitalen Datensignals senderseitig ein teilnehmerspezifischer CDMA-Spreizcode aufgeprägt. Die Elemente der hierzu verwendeten CDMA-Spreizcodefolge werden als Chips bezeichnet. Die Zeitdauer eines Datensymbols ist eine ganzzahlige Anzahl Q der Chipzeitdauer T_c, wobei 1/T_c der Chiprate entspricht. Q ist die Länge (Anzahl der Chips) der verwendeten CDMA-Spreizcodefolge.
• Die CDMA-Entspreizung in den einzelnen RAKE-Fingern erfolgt im Chiptakt. Die Chipzeitdauer ist im Empfänger bekannt, es muss aber die absolute zeitliche Lage der Chips des empfangenen Signals in jedem RAKE-Finger ermittelt bzw. berücksichtigt werden. Hierfür ist eine deutlich höhere Genauigkeit als die Chipzeitdauer T_c erforderlich. In UMTS beträgt die Chipzeitdauer auf T_c = 2,6 μs.
• Zu diesem Zweck ist es bereits bekannt, jedem RAKE-Finger eine Schaltungsanordnung zuzuordnen, die das empfangene Signal mit einer hohen Überabtastung (z. B. mit der 8-fachen Chiprate) mit verschiedener Phasenlage abtastet. Ein optimaler Abtastwert mit einer optimalen Phasenlage wird dann in einem Abtastphasenauswahlelement separat für jeden RAKE-Finger anhand der maximalen Chipenergie selektiert und dann für die weitere Signalverarbeitung herangezogen.
• Darüber hinaus ist aus der deutschen Offenlegungsschrift DE 100 05 441 A1 ein Verfahren bekannt, bei dem zur Auswahl der optimalen Phase ein digitaler Interpolator verwendet wird. Dieser erzeugt aus einem mit doppelter Chiprate überabgetasteten Datensignal geeignete Zwischenwerte für dazwischen liegende Abtastphasen, die dann im RAKE-Finger im Chiptakt weiterverarbeitet werden.
• Beiden Implementierungsformen ist gemein, dass geeignete Phasenlagen eines überabgetasteten Datensignals in einem Abtastphasenauswahlelement zur weiteren Verarbeitung selektiert werden.
• Der optimale Abtastzeitpunkt des Empfangssignals ist für jeden Finger des RAKE-Empfängers verschieden und wird aus den Empfangssymbolen, insbesondere mit Hilfe der Pilotsymbole, bestimmt. Die Aufgabe, den optimalen Abtastzeitpunkt zu finden, übernimmt eine Zeitfehlermesseinrichtung. Diese besitzt im Allgemeinen eine nichtlineare Übertragungscharakteristik zwischen ihrem ausgangsseitigen Abtastzeitfehlersignal, aus welchem das Ansteuersignal für das Abtastphasenauswahlelement generiert wird, und dem Zeitfehler, der eingangsseitig im jeweiligen Pfad des RAKE-Fingers vorliegt. Aus dem Ausgangssignal der Zeitfehlermesseinrichtung kann durch die Umkehrabbildung auf den tatsächlichen Zeitfehler im jeweiligen Pfad geschlossen werden.
• Das Einstellen des optimalen Abtastzeitpunkts durch Abtastphasenauswahl erfolgt mit einer beschränkten zeitlichen Auflösung. Z. B. können bei zum Stand der Technik gehörenden Interpolatoren als Abtastphasenauswahlelemente nur bis zu drei verschiedene Zwischenwerte eingestellt werden. So lassen sich die Interpolatoren als digitale Filter mit wenigen, festen Filterkoeffizienten implementieren. Aufgrund der Tatsache, dass die zeitliche Auflösung des Abtastphasenauswahlelements beschränkt ist, liegt das das Abtastphasenauswahlelement steuernde Abtastungssteuersignal in diskreter Form vor. Dies erfordert eine Zuordnung zwischen einzelnen Werten des diskreten Abtastungssteuersignales zu einzelnen Quantisierungsintervallen des wertekontinuierlichen Abtastzeitfehlersignales. Damit ergibt sich, dass in der Übertragungskennlinie der Zeitfehlermesseinrichtung, die den Zusammenhang zwischen dem Zeitfehler auf der x-Achse und dem Abtastzeitfehlersignal auf der y-Achse angibt, entsprechend den Anforderungen des Abtastphasenauswahlelements Quantisierungsintervalle des Abtastzeitfehlersignales bestimmt werden müssen. Die Übertragungskennlinie wird aufgrund ihrer Form S-Kurve genannt.
• Der Verlauf der S-Kurve wird einerseits durch die konkrete Realisierung der Zeitfehlermesseinrichtung, andererseits aber auch durch Eigenschaften der Übertragungsstrecke zwischen der Antenne und dem Eingang der Zeitfehlermesseinrichtung, insbesondere Eigenschaften des Hochfrequenzteiles und der Emp fangsfilterkette des Empfängers, bestimmt. Darüber hinaus kann es durch Eigenschaften der Übertragungsstrecke zwischen der Antenne und dem Abtastphasenauswahlelement, insbesondere in der Empfangsfilterkette, aber auch zwischen der Zeitfehlermesseinrichtung und dem Abtastphasenauswahlelement oder durch Eigenschaften der Realisierung des Zeitfehlerdetektors oder des Abtastphasenauswahlelements zu Verschiebungen hinsichtlich des Ursprungs der S-Kurve kommen.
• Bisher werden typischerweise die Quantisierungsintervalle der S-Kurve durch ein Simulationsmodell des Empfängers bestimmt und sind im Empfänger fest implementiert. Nachteilig dabei ist, dass die sich dabei ergebende Qualität der Quantisierung und die damit verbundene Auflösung von der Genauigkeit der Modellierung des Empfangspfades abhängt. Darüber hinaus sind bauteilabhängige Variationen unter anderem bei der Verzögerung des Empfangspfades, in der Zeitfehlermesseinrichtung oder im Abtastphasenauswahlelement möglich, die durch das Simulationsmodell nicht berücksichtigt werden. Aber auch Temperatureinflüsse und Alterungseinflüsse des Empfängers können mit dem Simulationsmodell nicht erfasst werden. Dies hat zur Folge, dass der optimale Abtastzeitpunkt vom Abtastphasenauswahlelement nicht immer richtig getroffen wird.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung anzugeben, mittels welchen der optimale Abtastzeitpunkt in einem Abtastphasenauswahlelement hinreichend exakt festgelegt wird. Insbesondere sollen Systemparameter, Bauteilstreuungen, Alterungseffekte und Temperatureinflüsse berücksichtigt werden können.
• Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche 1 und 12 gelöst.
• Demnach wird das das Abtastphasenauswahlelement ansteuernde diskrete Abtastungssteuersignal durch Festlegung der Quantisierungsintervalle eines Abtastzeitfehlersignals kalibriert.
• Zu diesem Zweck wird ein Empfangssignal s im Signalweg vor dem Abtastphasenauswahlelement um eine Serie von Zeitverschiebungen τ_i verschoben. Die den jeweiligen Zeitverschiebungen τ_i zugeordneten Messwerte e_i des Abtastzeitfehlersignals werden ermittelt. Anschließend werden aus dem gewonnenen Zusammenhang zwischen τ_i und e_i die für das Abtastphasenauswahlelement geeigneten Quantisierungsintervalle des Abtastzeitfehlersignals bestimmt.
• Der messtechnisch ermittelte Zusammenhang zwischen der jeweiligen zeitlichen Verschiebung τ_i des Empfangssignals und dem in der Zeitfehlermesseinrichtung gemessenen Abtastzeitfehler e_i ermöglicht eine optimal an die tatsächlichen Bedingungen im Empfänger angepasste Festlegung der Quantisierungsintervalle. Der optimale Abtastzeitpunkt kann so unter Berücksichtigung der Gesamtheit aller bestimmenden Parameter wie Systemparametern, Bauteilstreuungen, Alterungseffekten und Temperatureinflüssen angesteuert werden. Eine Modellierung des Systems und der Umgebung, welche immer nur eine vereinfachte Abbildung der Realität liefert, ist nicht notwendig.
• Vorzugsweise erfolgt das zeitliche Verschieben des Empfangssignals um die Serie von Zeitverschiebungen τ_i innerhalb des Mobilfunkempfängers. Dies ermöglicht es, die Kalibrierung auf einfache Weise und gegebenenfalls ohne externe Messeinrichtungen und somit kostengünstig durchzuführen.
• Vorzugsweise wird für die Bestimmung der Quantisierungsstufen des Abtastungssteuersignals zunächst ein optimaler Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} unter den Zeitverschiebungen τ_i ermittelt. Anschließend werden die Quantisierungsintervalle zu denjenigen zuordenbaren diskreten Zeitverschiebungen gegenüber τ_{i_opt}, auf die sich das Abtastphasenauswahlelement einstellen lässt, bestimmt. Dies geschieht durch eine Auswertung der Messwerte jeweils zwischen den vorgegebenen Zeitverschiebungen. In diesem Fall kennzeichnet sich eine erste vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung dadurch, dass der optimale Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} in der Weise bestimmt wird, dass zunächst der minimale Wert e_{i_min} der Messwerte ei bestimmt wird, und anschließend der optimale Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} als die dem minimalen Messwert e_{i_min} zugeordnete Zeitverschiebung τ_{i_min} festgelegt wird. Sofern der Empfangssignalpfad keinen Offset aufweist, d.h. der Zeitfehlerdetektor zum optimalen Abtastzeitpunkt einen Messwert der Größe 0 erzeugt, ermöglicht dieses Verfahren die genaue Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunktes τ_{i_opt}.
• Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht die Berücksichtigung einer möglichen Verschiebung der S-Kurve um einen Offset-Wert hinsichtlich des Zeitfehlerdetektorausgangs vor. Dies bedeutet, dass der Zeitfehlerdetektorausgang fälschlicherweise zum optimalen Abtastzeitpunkt nicht den Messwert e = 0, sondern einen um einen Offsetwert verschobenen Messwert generiert. In diesem Fall würde das oben beschriebene Verfahren einen nicht dem optimalen Abtastzeitpunkt entsprechenden Regelpunkt (Nulldurchgang) der S-Kurve auf der Zeitachse ergeben. Bei einem mit einem Offsetwert behafteten Zeitfehlerdetektorausgang sieht das erfindungsgemäße Verfahren zur Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunkts τ_{i_opt} vor, dass ein in dem Empfangssignal enthaltenes empfängerseitig bekanntes Pilotsignal bei den unterschiedlichen Zeitverschiebungen τ_i detektiert wird. Der optimale Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} wird als diejenige Zeitverschiebung τ_{i_max} bestimmt, bei welcher das Pilotsignal mit einem maximalen Betrag detektiert wird.
• Vorzugsweise können darüber hinaus SINR-(signal-to-interference plus noise ratio-)Messungen durchgeführt werden, die zusätzlich zur Detektion der Pilotsignale bei der Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunkts herangezogen werden.
• Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, dass das Abtastphasenauswahlelement die Auswahl der Abtastphase über eine Interpolation des Empfangssignals an geeigneten zeitlichen Zwischenwerten in Abhängigkeit von dem diskreten Abtastungssteuersignal durchführt. Vorteilhaft ist, dass die interpolative Erzeugung von geeigneten Datensignal-Zwischenwerten zur Auswahl bestimmter Abtastphasen aufwandsgünstiger durchgeführt werden kann als die Auswahl bestimmter Abtastdaten aus einem überabgetasteten Datensignal bei hochratiger Abtastrate.
• Vorzugsweise wird zur Kalibrierung eine Signalquelle mit einer festen Signallaufzeit verwendet. Dementsprechend ist es zur Kalibrierung über das im Empfänger vorhandene Zeitverschiebungselement nicht erforderlich, das von der Signalquelle ausgestrahlte Signal zeitlich zu verschieben, so dass die Signalquelle einfach ausgeführt werden und die Kalibrierung autark im Empfänger durchgeführt werden kann.
• Eine bevorzugte Ausführungsform sieht darüber hinaus eine mehrfache Kalibrierung des Mobilfunkempfängers über den Gebrauchszeitraum vor, insbesondere auch automatisch ohne Zutun des Nutzers.
• Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
• Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigt:
• 1 ein Prinzipschaltbild eines RAKE-Empfängers in einem digitalen Mobilfunksystem;
• 2 eine Darstellung des Prinzips der Interpolation von Abtastwerten zur Bestimmung eines bestimmten Abtastwertes bei einem optimalen Abtastzeitpunkt;
• 3 eine Darstellung des Zusammenhangs zwischen Zeitfehler und Abtastzeitfehlersignal in einer Zeitfehlermesseinrichtung (S-Kurve);
• 4 eine Darstellung der S-Kurve mit überlagerter Zuordnung von Quantisierungsintervallen des Abtastzeitfehlersignales zu bestimmten über den Interpolator einstellbaren Abtastzeitpunkten;
• 5 ein Blockschaltbild des RAKE-Empfängers mit einer Vorrichtung zur Kalibrierung der Quantisierungsstufen gemäß der Erfindung;
• 6 eine Messtabelle zur Kalibrierung der Quantisierungsstufen;
• 7 eine Darstellung zur Erläuterung der Bestimmung der S-Kurve beim erfindungsgemäßen Kalibrierungsverfahren; und
• 8 eine Darstellung zur Erläuterung der Bestimmung der Quantisierungsintervalle beim erfindungsgemäßen Kalibrierungsverfahren;
• 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines RAKE-Empfängers in einem digitalen Mobilfunksystem. Das empfangene Signal durchläuft zunächst den HF-Teil des Empfängers und eine Empfangsfilterkette. Daran anschließend wird das Ausgangssignal der Empfangsfilterkette in einem Delay-Kompensator und in der den Delay-Kompensator ansteuernden Fingerplatzierungs-Einheit weiterverarbeitet. Das Ausgangssignal des Delay-Kompensators speist die sich in jedem der insgesamt M RAKE-Finger befindlichen Interpolatoren und die diesen zugeordneten, jeweils als Zeitfehlermesseinrichtung arbeitenden Zeitfehlerdetektoren, wobei der Ausgang eines Zeitfehlerdetektors den jeweiligen Interpolator ansteuert. Das Ausgangssignal eines jeden Interpolators wird dann über eine Entspreizungs-Einheit in Empfangssymbole umgewandelt.
• Der optimale Abtastzeitpunkt des Empfangssignals wird für jeden der M Finger des RAKE-Empfängers individuell aus der Korrelation der im empfangenen Signal enthaltenen Pilotsymbole und der im Empfänger abgespeicherten Pilotsymbole in dem Zeitfehlerdetektor bestimmt. Dieser ist typischerweise in Form eines Early-Late-Korrelators implementiert. Die Erzeugung von Datenwerten zum optimalen Abtastzeitpunkt erfolgt "nachträglich" auf rechnerischem Wege im Interpolator. Der Interpolator rekonstruiert zum optimalen Abtastzeitpunkt abgetastete Daten aus den z.B. mit doppelter Chiprate überabgetasteten Empfangsdaten in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Zeitfehlerdetektors. Die beiden Einheiten Fingerplatzierung und Delay-Kompensation sorgen dafür, dass alle Empfangspfade in den verschiedenen RAKE-Fingern synchron verarbeitet werden. Der HF-Teil und die Empfangsfilterkette führen eine Demodulation bzw. Signalentzerrung durch.
• In 2 ist das Prinzip der Interpolation von Abtastwerten zur Bestimmung eines Abtastwertes bei einem bestimmten Abtastzeitpunkt dargestellt. Hierbei wird aus einem überabgetasteten Eingangssignal mit mehreren Abtastwerten pro Chipperiode ein Abtastwert mit anderer Phasenlage rekonstruiert. Der rekonstruierte Abtastwert soll für einen optimalen Abtastzeitpunkt bestimmt werden, der eine maximale Chip-Energie aufweist und eine optimale Detektion des Empfangssignals im Detektor ermöglicht. Der zur Interpolation verwendete digitale Interpolator kann beispielsweise in Form eines quadratischen oder kubischen Lagrange-Interpolators realisiert sein.
• 3 zeigt eine Darstellung des Zusammenhangs zwischen dem Zeitfehler der Abtastung als Eingangsgröße und dem Abtastzeitfehlersignal als Ausgangsgröße des Zeitfehlerdetektors. Die hier dargestellte S-Kurve weist eine starke Nichtlinearität auf und flacht für betragsmäßig große Zeitfehler ab.
• 4 zeigt die S-Kurve, welche einem Zeitfehler (x-Achse) einen bestimmten Wert des Abtastzeitfehlersignals (y-Achse) zuweist. Darüber hinaus ist in demselben Diagramm eine typische, aufgrund der Auflösung des Interpolators erforderliche Quantisierung der S-Kurve dargestellt. Einzelnen Quantisie rungsintervallen, bestimmt durch ihre Intervallgrenzen, des Abtastzeitfehlersignals (y-Achse) werden dabei bestimmte über den Interpolator einstellbare diskrete Abtastzeitpunkte (x-Achse) zugewiesen, welche über das diskrete Abtastungssteuersignal des Interpolators wählbar sind. Z. B. kann die zeitliche Auflösung der einstellbaren Abtastzeitpunkte T_c/8 betragen. Es ergibt sich eine Zuordnung zwischen einem bestimmten Quantisierungsintervall des Abtastzeitfehlersignals zu einem bestimmten Wert des diskreten Abtastungssteuersignals.
• 5 zeigt ein Blockschaltbild des RAKE-Empfängers mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Kalibrierung der Quantisierungsintervalle über die messtechnische Bestimmung der S-Kurve. Der RAKE-Empfänger in 5 weist gegenüber 1 die folgenden zusätzlichen Funktionseinheiten auf:
• – einen weiteren Interpolator oder Abtastratenumsetzer (SRC – sampling rate converter), der sich vor der Delay-Kompensation befindet;
• – einen digitalen Signalprozessor (DSP), der den SRC und den Interpolator ansteuert und von dem Zeitfehlerdetektor, von der Entspreizungs-Einheit und einer SINR-Messungs-Einheit angesteuert wird;
• – die SINR-Messungs-Einheit, die von der Entspreizungs-Einheit angesteuert wird und deren Ausgang zum DSP geführt ist.
• Die Zuordnung eines bestimmten Intervalls des Abtastzeitfehlersignals als Ausgangssignal des Zeitfehlerdetektors zu einem diskreten Wert eines Abtastungssteuersignales als steuerndes Eingangssignal des Interpolators erfolgt dabei über eine Funktionseinheit zwischen Zeitfehlerdetektor und Interpolator, welche hier sowie in 1 nicht dargestellt ist. Alternativ wäre es auch denkbar, dass der Zeitfehlerdetektor oder der Interpolator diese Zuordnung durchführen.
• Erfindungsgemäß ist zur Kalibrierung des Interpolators eine zeitliche Verschiebung des Empfangspfades im Basisbandchip notwendig. Diese Aufgabe übernimmt in dem Ausführungsbeispiel der SRC. Da der SRC in vielen Fällen ohnehin in der Basisbandsignalverarbeitung enthalten ist, um Ungenauigkeiten in der Abtastfrequenz – hier die doppelte Chiprate 2/T_c – auszugleichen, kann der SRC zusätzlich auch in vorteilhafter Weise für das erfindungsgemäße Kalibrierungsverfahren eingesetzt werden. Hierzu wird die Eigenschaft eines solchen Interpolators ausgenutzt, das Signal um eine einstellbare Zeitverzögerung verzögert auszugeben, indem durch geeignete Interpolation eine zeitversetzte Phase des Signals, auch Polyphase genannt, berechnet wird. Dies kann in einer für das Ausführungsbeispiel sehr vorteilhaften Weise mit einer von dem DSP vorgegebenen feinen Schrittweite von 1 ns geschehen.
• Die bei der schrittweisen zeitlichen Verschiebung auftretenden entspreizten Signale werden von dem DSP gemessen und betragsmäßig ausgewertet. Der DSP übernimmt ferner die Steuerung des Messablaufs. Da der DSP in einem Basisbandchip für gewöhnlich ohnehin vorhanden ist, bedarf es lediglich der Implementierung eines geeigneten Steuerungs- und Messalgorithmus.
• Mit Hilfe der SINR-Messungs-Einheit können zusätzlich zur Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunkts Signal-zu-Rausch-Messungen durchgeführt werden. Je geringer das Rauschen, desto besser ist der optimale Abtastzeitpunkt getroffen (gleichbleibende Verhältnisse vorausgesetzt).
• 6 zeigt die Messtabelle zur Kalibrierung der Quantisierungsintervalle, anhand derer sich die Messaufgabe beschreiben lässt: Es muss zunächst ein Sendesignal für den Empfänger bereitgestellt werden, wobei der Abstand zwischen Sender und Empfänger konstant zu halten ist. Dieses Signal kann z. B. von einer Basisstation, bei einer werkseitigen Kalibrierung durch einen Emulator oder gegebenenfalls auch durch einen im Empfänger befindlichen Emulator bereitgestellt werden.
• Zu jeder zeitlichen Verzögerung τ_i, i = 1,..., N wird in der Tabelle der am Ausgang des Zeitfehlerdetektors ausgegebene Messwert e_i, die Größe des CPICH-Symbols s_i und der bei der SINR-Messung erhaltene Messwert snr_i festgehalten. CPICH (Common Pilot Channel) bezeichnet den im UMTS-Standard vorgesehenen gemeinsamen Pilotkanal, über welchen sämtlichen Mobilfunkempfängern bekannte Symbole (Pilotsymbole) übertragen werden.
• Beim Messablauf werden die folgenden Schritte (sogenannte Basisaufgabe der Messung) ausgeführt:
• – Deaktivierung der Interpolationsfunktion des Interpolators, so dass nur eine Abtastratenhalbierung durchgeführt wird;
• – Einstellen einer Pfadverzögerung oder Zeitverschiebung τ_i=1 durch den Abtastratenumsetzer SRC;
• – Messen und Abspeichern des Ausgangssignals e_i=1 des Zeitfehlerdetektors;
• – Messen und Abspeichern der Maßzahl s_i=1 der Korrelation der empfangenen Symbole zu den im Empfänger gespeicherten Symbolen, dadurch gebildet, dass das Pilotsymbole (CPICH-Code) enthaltende Empfangssignal mit dem CPICH-Code durch einen Korrelator entspreizt wird und nach einer sogenannten Integrate-and-Dump-Funktionseinheit (nicht dargestellt) eine Betrags- oder Quadratbildung durchgeführt wird;
• – Messen und Abspeichern des SINR-Werte snr_i=1; und
• – mehrfache Wiederholung der Basisaufgabe für i = 2,..., N, und Mittelung der Ergebnisse.
• Diese Basisaufgabe wird also für N verschiedene Pfadverzögerungen, d.h. für N verschiedene durch den SRC eingestellte Verzögerungen τ_i, durchgeführt. Die zeitliche Auflösung dieser Verzögerungen τ_i muss groß genug sein (z.B. 1 ns), um die S-Kurve hinreichend genau ausmessen zu können. Darüber hinaus muss das gesamte überdeckte Zeitintervall |τ₁ – τ_N| mindestens den Abstand zwischen den benachbarten Abtastzeitpunkten des überabgetasteten Signals überdecken.
• 7 zeigt die Bestimmung der S-Kurve mithilfe des erfindungsgemäßen Kalibrierungsverfahrens. Jeder durch den SRC eingestellten Verzögerung τ_i (die Verzögerungen sind auf eine Chipzeitdauer bezogen dargestellt) ist ein Ausgangswert e_i des Zeitfehlerdetektor als Abtastzeitfehlersignal zugeordnet (der Zeitabstand zwischen aufeinanderfolgenden Verzögerungen bzw. Messzeitpunkten τ_i ist in 7 stark vergrößert dargestellt). Bei der Durchführung der Basisaufgabe für die verschiedenen Verzögerungszeiten τ_i, mit τ_i < τ_j für i < j, wird die S-Kurve nicht in monotoner Weise bestimmt, wie anhand der Messwerte (τ_i, e_i), i = 1, 2, 3, von 7 erkennbar ist. Ursächlich dafür ist, dass zwischen dem Sender und dem Empfänger keine Synchronisation besteht, so dass die zeitliche Lage der S-Kurve in Abhängigkeit von den über den SRC eingestellten Verzögerungen τ_i nicht bekannt ist. Es ist lediglich der Zeitunterschied zwischen den über den SRC eingestellten Verzögerungen τ_i bekannt. Das bedeutet, dass die erste Messung mit τ₁ an einer beliebigen Stelle auf der S-Kurve zwischen zwei Abtastzeitpunkten des überabgetasteten Empfangssignals durchgeführt wird und deshalb die Nullpunktlage der S-Kurve noch bestimmt werden muss.
• Um die absolute Lage der S-Kurve aus den Messwerten zu bestimmen, gibt es zwei Möglichkeiten:
• 1. Aus den Ergebnissen des Ausgangssignals des Zeitfehlerdetektors e_i wird derjenige Wert e_{i_min} mit minimalem Betrag bestimmt. Dieser Wert stellt näherungsweise den Nulldurchgang hinsichtlich des Ausgangssignals des Zeitfehlerdetektors dar. Bei einem Ausgangssignal des Zeitfehlerdetektors ohne Offset stellt τ_{i_min} im Idealfall den optimalen Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} dar, weil der Interpolator im betrachteten RAKE-Finger lediglich eine Abtastratenhalbierung und keine Interpolation mit Ansteuerung über das Zeitfehlerdetektor-Ausgangssignal durchführt. Die bei der Kalibrierungsmessung in Form der Messpunkte (τ_i, e_i) bestimmte Kurve muss zur Bestimmung der S-Kurve also so verschoben werden, dass τ_{i_min} den Ursprung der verschobenen Kurve definiert.
• 2. Wie bereits erwähnt, kann es aufgrund eines nicht idealen Verhaltens der Empfangsfilterkette vorkommen, dass die S-Kurve nicht durch den Ursprung des Koordinatensystems verläuft. Dieser Fall ist in 7 dargestellt. Es wird in diesem Fall zum optimalen Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} (d.h. im Ursprung der S-Kurve) vom Zeitfehlerdetektor kein Nullsignal erzeugt. Eine Ermittlung des optimalen Abtastzeitpunktes gemäß dem oben beschriebenen Verfahren würde hier einen optimalen Abtastzeitpunkt τ_{i_opt}' ergeben, der nicht dem tatsächlichen optimalen Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} entspricht. Um dennoch den optimalen Abtastzeitpunkt τ_{i_opt} feststellen zu können, wird aus den Ergebnissen der Detektion der Pilot- oder CPICH-Symbole si derjenige Wert s_{i_max} bestimmt, bei welchem das Pilotsignal mit dem maximalen Betrag detektiert wird. Die diesem wert s_{i_max} zugeordnete Zeitverschiebung τ_{i_max} wird als Messwert für den optimalen Abtastzeitpunkt herangezogen. Die S-Kurve ergibt sich dann durch eine Verschiebung der experimentell ermittelten Messkurve (Messpunkte (τ_i; e_i)) in der Weise, dass τ_{i_max} = τ_{i_opt} den Nullpunkt der verschobenen S-Kurve definiert.
• Mit den beschriebenen Schritten ist der Verlauf und die Lage der S-Kurve im Koordinatensystem bekannt.
• Entsprechend der zeitlichen Auflösung des Interpolators im RAKE-Finger ist es nun möglich, die für die Schaltungsstruktur optimalen Quantisierungsintervalle festzulegen.
• 8 zeigt die Bestimmung der Quantisierungsintervalle (keine Berücksichtigung der Verschiebung der S-Kurve), die sich wie folgt gliedert:
• 1. Aus den Messungen werden unter Berücksichtigung der vorher bestimmten absoluten Lage der S-Kurve im Koordinatensystem diejenigen Verschiebungen τ_{i_1}, τ_{i_2},..., τ_{i_k} herausgesucht, auf die sich der Interpolator in den RAKE-Fingern – wenn möglich – exakt, sonst näherungsweise einstellen lässt. Beispielsweise können K = 5 Einstellungen des Interpolators möglich sein.
• 2. Anschließend werden jeweils die Mittelwerte τ_{i_mean_k} zwischen den sich aus benachbarten Einstellpunkten τ_{i_k}, τ_{i_k+1}, k = 1,..., K – 1, ergebenden Intervallen bestimmt. Der zugeordnete Messwert e_{i_mean_k} des Ausgangssignals des Zeitfehlerdetektors entspricht dann der ersten Intervallgrenze des jeweiligen Quantisierungsintervalls. Die zweite Intervallgrenze des jeweiligen Quantisierungsintervalls fällt mit der ersten Intervallgrenze e_{i_mean_k+1} des benachbarten Quantisierungsintervalls zusammen. Dabei ist jedem Intervall genau ein diskreter Steuersignalwert des Interpolators zugeordnet.

Claims (17)

1. Verfahren zum Kalibrieren eines den Abtastzeitpunkt eines Empfangssignals in einem Mobilfunkempfänger beeinflussenden diskreten Abtastungssteuersignales eines Abtastphasenauswahlelements durch Festlegen von Quantisierungsintervallen eines Abtastzeitfehlersignales, wobei jedem Quantisierungsintervall ein vorgegebener Wert des diskreten Abtastungssteuersignales zugeordnet ist, mit den Schritten: a) Verschieben eines Empfangssignals s im Signalweg vor dem Abtastphasenauswahlelement um eine Serie von Zeitverschiebungen τ_i; b) Messen von den jeweiligen Zeitverschiebungen τ_i zugeordneten Messwerten ei des Abtastzeitfehlersignals; und c) Bestimmen der Quantisierungsintervalle des Abtastzeitfehlersignals aus dem im Verfahrensschritt b) gewonnenen Zusammenhang zwischen τ_i und e_i.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verschieben des Empfangssignals s um die Serie von Zeitverschiebungen τ_i im Signalweg innerhalb des Mobilfunkempfängers erfolgt.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass Verfahrensschritt c) folgende Schritte umfasst: c1) Bestimmen eines optimalen Abtastzeitpunktes τ_{i_opt} unter den Zeitverschiebungen τ_i; und c2) Bestimmen der Quantisierungsintervalle zu denjenigen zuordenbaren diskreten Zeitverschiebungen gegenüber τ_{i_opt}, auf die sich das Abtastphasenauswahlelement einstellen lässt, durch eine Auswertung der Messwerte e_i jeweils zwischen den vorgegebenen Zeitverschiebungen.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunktes τ_{i_opt} in Schritt c1) die folgenden Schritte durchgeführt werden: – Bestimmen des minimalen Wertes e_{i_min} der Werte e_i; – Bestimmen des optimalen Abtastzeitpunktes τ_{i_opt} als die dem minimalen Wert e_{i_min} zugeordnete Zeitverschiebung τ_{i_min}.
5. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunktes τ_{i_opt} in Schritt c1) die folgenden Schritte durchgeführt werden: – Detektieren eines in dem Empfangssignal s enthaltenen, empfängerseitig bekannten Pilotsignals bei unterschiedlichen Zeitverschiebungen τ_i; – Bestimmen des optimalen Abtastzeitpunktes τ_{i_opt} als diejenige Zeitverschiebung τ_{i_max} bei welcher das Pilotsignal mit einem maximalen Betrag detektiert wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass zum Bestimmen eines Quantisierungsintervalls des Abtastzeitfehlersignals in Schritt c2) die folgenden Schritte durchgeführt werden: – Bestimmen des Mittelwertes τ_{i_mean_k} zwischen zwei vorgegebenen Zeitverschiebungen; und – Bestimmen einer das Quantisierungsintervall bestimmenden ersten Intervallgrenze als den Messwert e_{i_mean_k}, welcher dem Mittelwert τ_{i_mean_k} zugeordnet ist, wobei die zweite Intervallgrenze des jeweiligen Quantisierungsintervalls mit der ersten Intervallgrenze des benachbarten Quantisierungsintervalls zusammenfällt.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zu jeder Zeitverschiebung τ_i mittels einer SINR-Messung ein der Zeitverschiebung zugeordneter SINR-Wert ermittelt wird.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Abtastphasenauswahlelement eine Interpolation des Empfangssignals in Abhängigkeit von dem diskreten Abtastungssteuersignal vornimmt.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Durchführung der Kalibrierung eine Signalquelle mit einer festen Signallaufzeit eingesetzt wird.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Kalibrierung ein einziges Mal vorgenommen wird.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Kalibrierung mehrfach über den Gebrauchzeitraum des Mobilfunkempfängers vorgenommen werden kann.
12. Schaltungsanordnung zum Kalibrieren eines den Abtastzeitpunkt eines Empfangssignals in einem Mobilfunkempfänger beeinflussenden diskreten Abtaststeuersignales eines Abtastphasenauswahlelements durch Festlegen von Quantisierungsintervallen eines Abtastzeitfehlersignales, wobei jedem Quantisierungsintervall ein vorgegebenener Wert des diskreten Abtastungssteuersignales zugeordnet ist, mit – einem im Signalweg vor dem Abtastphasenauswahlelement angeordneten Zeitverschiebungselement zur Verzögerung eines Empfangssignals um eine Serie von Zeitverschiebungen τ_i, – einer Zeitfehlermesseinrichtung zum Messen eines Abtastzeitfehlersignales e_i, und – einer Auswerteeinrichtung zur Berechnung der Quantisierungsintervalle des Abtastzeitfehlersignals aus der Kenntnis zwischen den vorgegebenen Zeitverschiebungen τ_i und den dazu gemessenen Abtastzeitfehlersignalen ei.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Abtastphasenauswahlelement ein das abgetastete Empfangssignal umtastender Interpolator ist.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitfehlermesseinrichtung ein Early-Late-Korrelator ist.
15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteeinrichtung ein digitaler Signalprozessor ist.
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem digitalen Mobilfunkempfänger um einen RAKE-Empfänger handelt.
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass in jedem RAKE-Finger des RAKE-Empfängers ein Abtastphasenauswahlelement vorhanden ist.