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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung
zur Aufrechterhaltung der Synchronisationsnachführung, und insbesondere auf
ein Verfahren und eine Vorrichtung in einem Zeitduplex-(TDD)-Funkkommunikationssystem.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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TD-SCDMA
(Time Division Synchronous Code Division Multiple Access = Zeitsynchron-Codemultiplex)
ist ein 3G-Standard (3G = dritte Generation), der von der International
Telecommunications Union (ITU) angenommen worden ist. Sie nutzt
Zeitmultiplex (TDMA, Time Division Multiple Access) und synchronen
Codemultiplex (CDMA, Code Division Multiple Access), und bietet
eine hohe Spektraleffizienz und Dienstflexibilität. Im TD-SCDMA-Benutzerausrüstungs-(UE)-System ist es sehr
wichtig, dass eine UE mit dem empfangenen Signal vom Knoten B synchronisiert
ist. Im Allgemeinen kann eine Signalsynchronisation in zwei Stufen
unterteilt werden: Anfangssynchronisation und Synchronisationsnachführung. Die
Basis der Synchronisation befindet sich auf Chip-Ebene. Jeder Chip
im Knoten B wird unter Verwendung eines Umformungsfilters, das in 1 der beigefügten Zeichnungen
gezeigt ist, in eine zwischensymbolinterferenzfreie (ISI-freie) Wellenform umgeformt.
Die Wellenformfunktion eines Root-Raised-Cosine-(RRC)-Filters ist mit f(t) bezeichnet.
Um in einem UE-System den maximalen SINR-(Signal-Interferenz-Geräusch-Abstand)
zu erreichen, sollte eine UE bei der Spitze der Chip-Wellenform
abtasten, entsprechend dem Zeitpunkt = 0 in 1. Im TD-SCDMA
umfasst jeder Funkrahmen von 10 ms Länge zwei Unterrahmen von 5
ms Länge. Das
Unterrahmenformat ist in 2 der beigefügten Zeichnungen gezeigt. In
einem Unterrahmen gibt es sieben gewöhnliche Zeitschlitze, zwei
spezielle Zeitschlitze, nämlich
DwPTS (Abwärtsverbindungs-Pilotzeitschlitz)
(96 Chips) und UpPTS (Aufwärtsverbindungs-Pilotzeitschlitz)
(180 Chips), und einen Schutzzeitschlitz (96 Chips) zwischen den
zwei Spezialzeitschlitzen. 3 der beigefügten Zeichnungen zeigt
die Struktur eines gewöhnlichen
Zeitschlitzes. Die Struktur umfasst einen ersten Datenabschnitt (352
Chips), einen Zwischenspann (14 Chips), einen zweiten Datenabschnitt
(352 Chips) und einen Schutzschlitz (16 Chips). Der Zwischenspann
wird verwendet, um den Funkmehrweg zu schätzen, und ist ferner sehr wichtig
bei der Aufrechterhaltung der Abwärtsverbindungssynchronisation.
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Nachdem
die Synchronisation des Abwärtsverbindungssignals
erlangt worden ist, tritt eine UE in die Phase der Aufrechterhaltung
der Synchronisation ein. Da eine UE nicht die exakte Zeitversatzinformation
zwischen einem lokalen Zeitgeber und dem Abwärtsverbindungssignal vom Knoten
B kennt, wird herkömmlicher
Weise eine X-fache Abtastrate verwendet, wobei hier X eine ganze
Zahl größer als
1 ist, wie z. B. 2, 4 oder sogar 8. Die UE verwendet ein RRC-Filter,
um den Abtastwertstrom zu filtern. Der Filterausgang formt eine
Autokorrelationswellenform eines Verschlüsselungscodes bezüglich einer SYNC-DL-Sequenz.
(SYNC-DL-Sequenzen sind im Abschnitt 8 von 3GPP TS 25.223 V6.0.0
(2003-12) offenbart.) Die höchste
Spitze entspricht dem wahrscheinlichsten Synchronisationspunkt.
Unter Verwendung des Verfahrens wird der Synchronisationszeitfehler
innerhalb von [–Tc/2X,
Tc/2X] liegen, wobei Tc die Chip-Periode ist. "Frühes/spätes Tor" ist eine allgemein übliche Implementierung
gemäß der obigen
Theorie. Ein weiteres gewöhnlich
verwendetes Synchronisationsverfahren ist eine "τ-Unruhe-Schleife".
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Der
hohe Wert des Abtastwertvielfachen X hebt die Geschwindigkeitsanforderung
für den A/D-Wandler
an, erfordert eine größere Puffergröße und erhöht die Berechnungskomplexität. Folglich werden
die Kosten des Hardware-Systems und der Leistungsverbrauch der A/D-Umsetzung
jeweils erhöht.
Um diese Erhöhungen
zu lindern, ist ein kleineres Abtastwertvielfaches besser, wobei
jedoch dann, wenn das Abtastratenvielfache zu klein ist, die Synchronisationsgenauigkeit
abnimmt. Typischerweise ist die Abtastrate X auf 4 gesetzt.
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WO/0064113 offenbart ein
Verfahren der Kanalschätzung
in Zeitmultiplex-(TDMA)-Mobilfunktelephonsystemen,
bei dem die empfangenen Werte mehrerer Signalbündel für die Kanalschätzung und für die Schätzung einer
einzelnen Kanalantwort verwendet werden, wenn die Periode, während der
die aufeinanderfolgenden Datensignalbündel übermittelt werden, signifikant
kleiner als die Kohärenzzeit
ist. Die Signalbündel
umfassen Teile einer mehrteiligen Trainingsse quenz und werden als
ein Zwischenspann oder Vorspann übermittelt.
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ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Synchronisationsgenauigkeit
in einer einfacheren Weise im Vergleich zu bekannten Verfahren zu
erreichen.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur
Aufrechterhaltung der Synchronisationsnachführung in einem Zeitduplex-Codemultiplex-Funkkommunikationssystem geschaffen,
im Folgenden als TOD-Codemultiplex-Funkkommunikationssystem bezeichnet,
in welchem ein Primärstationsknoten
zu einem Endgerät eines
Benutzerausrüstungssystems,
im Folgenden als UE-System bezeichnet, sendet, wobei die Übermittlung
Unterrahmen umfasst, die Datenzeitschlitze umfassen, wobei die Datenzeitschlitze
einen Zwischenspann enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass das
Verfahren der Aufrechterhaltung der Synchronisation umfasst: Erfassen
des Zwischenspanns, Unterteilen des erfassten Zwischenspanns in
zwei Teile, Verarbeiten der zwei Teile getrennt voneinander für jeden
Teil des Zwischenspanns, Bestimmen der Autokorrelation mit dem entsprechenden Teil
eines lokalen Zwischenspanns und Erhalten zweier Autokorrelationsspitzen,
Vergleichen der zwei Autokorrelationsspitzen miteinander, und Vorrücken oder
Verzögern
einer lokalen Zeitbasis auf der Grundlage des Vergleichsergebnisses
der zwei Autokorrelationsspitzen, so dass der Abtastzeitpunkt für die Erfassung
des Zwischenspanns ist:
(n – Ω)Tc, wenn n gerade ist; und
(n
+ Ω)Tc,
wenn n ungerade ist,
wobei n der Ort des Chips ist, Ω ein Wert
ist, der kleiner als 1 gesetzt ist, und Tc die Zeitperiode des Chips ist.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Endgerät eines
Benutzerausrüstungssystems,
im Folgenden als UE-System bezeichnet, in einem Zeitduplex-Funkkommunikationssystem,
im Folgenden als TDD-Kommunikationssystem bezeichnet, geschaffen,
in welchem ein Primärstationsknoten
zum Endgerät
sendet, wobei die Übermittlung
Unterrahmen umfasst, die Datenzeitschlitze umfassen, wobei die Datenzeitschlitze
einen Zwischenspann enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass das
Endgerät
umfasst: Mittel zum Erfassen des Zwischenspanns, einen Teiler zum
Unterteilen des abgetasteten Zwischenspanns in zwei Teile, Verarbeitungsmittel
zum Erfassen der zwei Teile getrennt voneinander, wobei das Verarbeitungsmittel
ein Punktproduktmittel umfasst, das mit dem Teiler gekoppelt ist,
um eine Autokorrelationseigenschaftsoperation zwischen jedem der
zwei Teile und einem entsprechenden Teil eines lokalen Zwischenspanns zu
bewirken, Vergleichsmittel, die mit dem Punktproduktmittel gekoppelt
sind, um die zwei Autokorrelationsspitzen miteinander zu vergleichen,
und einen lokalen Zeitgeber, der mit dem Vergleichsmittel gekoppelt
ist, wobei der lokale Zeitgeber auf der Grundlage des Ergebnisses
des Vergleichs im Vergleichsmittel ein Vorrück- oder Verzögerungssignal
bereitstellt, so dass der Abtastzeitpunkt für die Erfassung des Zwischenspanns
ist:
(n – Ω)Tc, wenn
n gerade ist; und
(n + Ω)Tc,
wenn n ungerade ist,
wobei n der Ort des Chips ist, Ω ein Wert
ist, der kleiner als 1 gesetzt ist, und Tc die Zeitperiode des Chips ist.
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Das
Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung schafft ein neuartiges verschachteltes Abtastverfahren
zum Abtasten des Zwischenspannabschnitts in einem TD-SCDMA-Zeitschlitz,
wobei dann, wenn das Abtastvielfache gleich 1 ist, das System immer
noch eine annehmbare Synchronisationsnachführungsleistung aufrechterhält. Wenn
das Abtastvielfache gleich 1 ist, d. h. wenn der reale Versatz innerhalb
von (–Tc/2,
Tc/2) liegt, ist eine grobe Synchronisation erlangt worden.
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Der
Abtastzeitpunkt für
die Erfassung des Zwischenspanns ist:
- 1. wenn
353 ≤ n ≤ 496, und
wenn n gerade ist, dann ist der Abtastpunkt gleich (n – Ω)Tc;
- 2. wenn 353 ≤ n ≤ 496, und
wenn n ungerade ist, dann ist der Abtastpunkt gleich (n + Ω)Tc;
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Hierbei
muss der Korrekturfaktor Ω ein
kleiner Wert sein, da dann, wenn Ω zu groß ist, die in 5 der
beigefügten
Zeichnungen gezeigte Autokorrelationsspitze abnimmt, was ein Nachteil
für die Kanalerfassung
ist. Das Prinzip besteht darin, Ω als einen
Zufallswert kleiner als 1/4 auszuwählen. Auf diese Weise ist die
Zeitdifferenz zwischen (n + Ω)Tc und
(n – Ω)Tc kleiner
als eine halbe Chip-Periode, wobei
der Zwischenspann (m1, m2, m3, ... m144) in einen ungeraden Teil
(m1, m3, m5, ... m143) und einen geraden Teil (m2, m4, m6, ... m144)
unterteilt ist. Der ungerade Teil und der gerade Teil des Zwischenspanns
werden erfasst unter Verwendung eines Abgleichfilters und Erlangen
von zwei Spitzen, woraufhin die Amplituden der zwei Spitzen verglichen
werden. Wenn die Letztere höher
ist als die Erstere, wird die lokale Zeit um ΩTc vorgerückt; wenn das Gegenteil der
Fall ist und die Erstere höher
ist als die Letztere, wird die lokale Zeit um –ΩTc vorgerückt. Der Zwischenspann ist
ferner die Abwärtsverbindungs-Synchronisationssequenz.
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Wenn
der sechzehnte Zwischenspann als Beispiel verwendet wird, ist bei
Verwendung einer weiteren Signalsequenz das Ergebnis dasselbe. Wenn
der ungerade Teil und der gerade Teil dieselbe Autokorrelationssequenz
aufweisen und die Spitze die Hälfte
der Autokorrelationsspitze der gesamten Signalsequenz ist, wird
angenommen, dass der Abtastversatz gleich τ ist. Unter der Annahme eines
normalen Abtastverfahrens ist die Spitze der Zwischenspann-Autokorrelation
direkt proportional zu f(τ),
jedoch ist unter der Annahme des verschachtelten Abtastverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung die Spitze der Zwischenspann-Autokorrelation proportional zu [f(τ + Ω) + f(τ – Ω)]/2, so
dass der Fehler der Kanalerfassung, der durch die verschachtelte
Abtastung hervorgerufen wird, etwa ist: 2f(τ)/[f(τ + Ω) + f(τ – Ω)], –Tc2 < τ < Tc/2 (1)
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Wie
deutlich wird, sind beide nahezu gleich, mit der Ausnahme, dass
die Spitzenamplitude des Letzteren etwas niedriger ist als die des
Ersteren. Im Vergleich mit dem normalen Verfahren schadet das neuartige
verschachtelte Abtastverfahren nur sehr wenig dem SNR (Geräuschabstand)
der Kanalerfassung unter Verwendung des Zwischenspanns. Durch die
Verwendung des Verfahrens gemäß der vorliegenden
Erfindung kann die Abtastfrequenz auf das lediglich Einfache der
Chip-Rate gesenkt werden, wobei TD/SCDMA weiterhin die Fähigkeit
zur Nachführung
der Abwärtsverbindungssynchronisation
aufrechterhalten kann. Auf diese Weise ist es erlaubt, billigere
A/D-Wandler zu verwenden und die Größe der Puffergröße deutlich
zu reduzieren. Der Nachführungsfehler
kann meistens innerhalb von [–Tc/16, Tc/16]
liegen, was der gleiche Fehler ist, wie wenn das normale Verfahren
und X = 8 verwendet werden.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGSFIGUREN
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Die
vorliegende Erfindung wird im Folgenden lediglich beispielhaft und
mit Bezug auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in welchen:
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1 eine
RRC-Umformungsfilterantwort zeigt;
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2 die
Struktur eines TD-SCDMA-Unterrahmens zeigt;
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3 die
Struktur eines gewöhnlichen
Zeitschlitzes des in 2 gezeigten Unterrahmens zeigt;
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4 ein
Graph ist, der den Fehler der Kanalschätzung mit verschachteltem Zwischenspann zeigt;
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5 eine
RRC-Filterumformungsantwort ist, die den Abtastpunktversatz der
aktuellen Datenabschnitte zeigt;
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6 ein
schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung ist,
die in einer Vorrichtung für
die Abwärtsverbindungs-Synchronisationsnachführung in
einem TDD-Funkkommunikationssystem implementiert ist; und
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7 ein
schematisches Blockdiagramm einer Auslöseeinrichtung für die Verwendung
in der in 6 gezeigten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist.
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GENAUE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Da
die 1 bis 3 bereits beschrieben worden
sind, werden sie der Kürze
halber nicht erneut beschrieben.
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Bei
der anfänglichen
Auslegung wird Ω auf 1/16
festgelegt. Durch Kontrollieren des Auslöseimpulses für einen
A/D-Wandler sind die Abtastzeitpunkte für alle 854 Chips in einem Zeitschlitz:
- 1. wenn 1 ≤ n ≤ 352 ist,
ist der Abtastzeitpunkt gleich nTc;
- 2. wenn 353 ≤ n ≤ 496 ist,
und wenn n gerade ist, ist der Abtastzeitpunkt gleich nTc;
- 3. wenn 353 ≤ n ≤ 496 ist,
und wenn n ungerade ist, ist der Abtastzeitpunkt gleich nTC;
- 4. wenn 497 ≤ n ≤ 864 ist,
ist der Abtastzeitpunkt gleich nTC.
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Das
erwähnte
n ist der Chip-Ort, während das
erwähnte Ω ein Zufallswert
kleiner als 1/4 ist, und das erwähnte
TC die Chip-Periode ist. Im Beispiel ist der
Zwischenspann ein Zwischenspann. Der Zwischenspann (m1, m2, m3 ...
m144) ist in einen ungeraden Teil (m1, m3, m5 ... m143) und einen
geraden Teil (m2, m4, m6, ... m144) unterteilt. Es werden der ungerade
Teil und der gerade Teil des Zwischenspanns unter Verwendung eines
Abgleichfilters erfasst und zwei Spitzen erhalten, wobei anschließend die
zwei Spitzenamplituden verglichen werden. Wenn die Letztere (gerader
Teil) höher
ist als die Erstere (ungerader Teil), wird der lokale Zeitgeber
um Tc/16 vorgerückt;
wenn im Gegensatz hierzu der Erstere höher ist als der Letztere, wird
der Zeitgeber um –Tc/16
vorgerückt;
die Signalsequenz kann ein Zwischenspann sein, ebenso wie eine Abwärtsverbindungs-Synchronisationssequenz.
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Da
gemäß dem obigen
Verfahren die Spitze der Autokorrelation des ungeraden Teils (und
des geraden Teils) nur die Hälfte
der Amplitude des gesamten Zwischenspanns aufweist, ist in einer
geräuschvollen
Umgebung der Geräuschabstand
des ungeraden Teils (und des geraden Teils) 3 dB niedriger als derjenige
des gesamten Zwischenspanns. Dies kann zu mehr Fehlern beim Vergleich
der Autokorrelations-Spitzenamplitude des ungeraden Teils und des geraden
Teils führen.
Es folgt ein Beispiel zur Erläuterung
der Durchführbarkeit
des Verfahrens der Erfindung.
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Es
sei angenommen, dass ein Fahrzeug mit 120 km/h fährt und sich in jeder Unterrahmenzeitspanne
(5 ms) um 0,167 m bewegt. Wenn der Abstand zwischen der UE und dem
Knoten B aufgrund der Bewegung verändert wird, sollte die UE den
lokalen Abwärtsverbindungszeitgeber
um Tc/16 vorrücken/verzögern (die
Chip-Rate ist 1,28 M, TC = 781 ns). In der
Periodenzeit TC/16 kann die Funkwelle eine
Strecke von 14,5 m mit 300.000 km/s durchlaufen, was bedeutet: wenn
die UE aufgrund der Bewegung den lokalen Abwärtsverbindungszeitgeber wirklich
vorrücken/verzögern muss,
kann sie die Entscheidung treffen nach einem Vergleich der Autokorrelationsspitze
des ungeraden Teils und des geraden Teils in nicht weniger als [14,65/0,167]
= 87 Unterrahmen. Es gibt wenigstens zwei Abwärtsverbindungszeitschlitze
in einem Unterrahmen, so dass in 87 Unterrahmen wenigstens 174 nutzbare
Zwischenspanne vorhanden sind, die zu entscheiden sind. Dies ermöglicht eine
nahezu fehlerfreie Entscheidung.
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Gemäß der obigen
Folgerung kann es nicht weniger als 174 Vergleichsergebnisse geben.
Wenn mehr als [174(1 + Δ)/2]
= NT Ergebnisse positiv sind, rückt der
lokale Zeitgeber um Tc/16 vor; andernfalls wird der lokale Zeitgeber
um Tc/16 verzögert.
Hierbei bedeutet [·],
dass die ganze Zahl nicht größer ist. Wenn
nicht mehr als NT positive oder negative
Vergleichsergebnisse vorhanden sind, bleibt der lokale Zeitgeber
unverändert.
Hierbei ist Δ ein
Schutzspielraum, der verwendet wird, um eine unnötige Unruhe des lokalen Zeitgebers
zu vermeiden (in der folgenden mathematischen Analyse ist Δ auf 0,1
gesetzt).
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Wenn
die Geschwindigkeit eines Fahrzeugs kleiner als 120 km/h ist, kann
die UE Autokorrelationsspitzen von mehr als 174 ungeraden und geraden Abschnitten
vergleichen, bevor eine Entscheidung getroffen wird. Dies führt zu einer
verbesserten Leistung.
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In 5 markiert Δ einen ungeraden
Abtastpunkt, während ∇ einen
geraden Abtastpunkt markiert. Es sei angenommen, dass der Abtastpunkt
eines aktuellen Datenabschnitts einen Versatz von Toffset aufweist, –Tc/2 < Toffset < Tc/2, wobei dann
eine korrekte Nachführung
erhalten wird, indem der lokale Zeitgeber um ±Tc/16 in Korrekturrichtung
vorgerückt wird.
Somit ist eine korrekte Nachführung
die wichtige Vorbedingung der Implementierung des Verfahrens gemäß der vor liegenden
Erfindung.
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In
der Analyse sind ausgewählte
Parameter möglicherweise
nicht optimal (wie z. B. der Wert Δ, der verschachtelte Versatz Ω und der
Einstellschritt Tc/16 und dergleichen), jedoch können sie in einer realen Umgebung
abgestimmt werden, um besser zu funktionieren.
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Wie
in 6 gezeigt ist, umfasst eine Vorrichtung für eine Abwärtsverbindungs-Synchronisationsnachführung in
einem TDD-Funksystem einen Analog-zu-Digital-(A/D)-Wandler 1 zum
Umsetzen analoger Zwischenspannsignale in digitalisierte Zwischenspannsignale.
Ein Ausgang des A/D-Wandlers 1 ist mit einem Verteiler 2 gekoppelt,
in welchem die digitalisierten Zwischenspannsignale in ungerade und
gerade Abschnitte unterteilt werden. Die ungeraden und geraden Abschnitte
werden den jeweiligen FIFO-Speichern 3 zugeführt, die
die vom Verteiler 2 empfangenen Signale vorübergehend
speichern. Jeder der FIFO-Speicher
ist mit einer entsprechenden Punktproduktstufe 4 verbunden,
die eine Autokorrelationsoperation auf den ungeraden Abschnitt und auf
den geraden Abschnitt des in den FIFO-Speichern gespeicherten Zwischenspanns
und auf den jeweils entsprechenden Teil des lokalen Zwischenspanns,
der in Speichern gespeichert ist, deren Ausgänge jeweils mit den Punktproduktstufen 4 verbunden
sind, anwendet. Die Ausgänge
der Punktproduktstufen 4 werden an die jeweiligen Eingänge einer Entscheidungsstufe 5 angelegt,
in der die Autokorrelationsspitzen der beiden Teile verglichen werden. Ein
Ausgang der Entscheidungsstufe 5 ist mittels einer Vorrück/Aufschiebe-Befehlsleitung
mit einem lokalen Zeitgeber 6 gekoppelt. Der lokale Zeitgeber 6 rückt den
Abtastzeitpunkt des A/D-Wandlers 1 entsprechend den Ergebnissen
der Entscheidungsstufe 5 vor oder verzögert diesen. Die Ausgangssignale vom
lokalen Zeitgeber 6 werden verwendet, um mittels einer
Auslöseeinrichtung 7 den
A/D-Wandler 1 auszulösen.
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7 zeigt
eine Ausführungsform
der Auslöseeinrichtung 7 für die Abwärtsverbindungs-Synchronisationsnachführung in
der TDD-Funkkommunikation. Die Auslöseeinrichtung 7 enthält einen
ersten hexadezimalen Zähler 71,
der so angeschlossen ist, dass er ein Signal mit einer Frequenz
gleich dem 16-fachen der Chip-Frequenz fC,
d. h. 16 fC, empfängt. Der erste Zähler 71 besitzt
drei Ausgänge,
einen für
jeden der Impulsanzeiger 15, 1 und 0. Jeder der Impulsanzeigeausgänge 15,
1, 0 ist mit einer Seite eines entsprechenden Schalters 73, 74 und 75 verbunden.
Die andere Seite jedes Schalters 73, 74 und 75 ist
mit einem Anschluss verbunden, der mit dem Auslöseeingang des A/D-Wandlers 1 verbunden
ist (6). Der Impulsanzeigeausgang 0, der eine Frequenz
gleich fC aufweist, ist ebenfalls mit einem
zweiten Zähler 72 verbunden,
der einen Ausgang aufweist, der Chip-Ort-Anzeigen für die Betätigung der Schalter 73, 74 und 75 bereitstellt.
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Im
Betrieb werden die Schalter entsprechend der Impulsanzeige des ersten
hexadezimalen Zählers 71 und
der Ortsanzeige des zweiten Zählers 72 eingeschaltet
und ausgeschaltet. Wenn die Impulsanzeige gleich 15 ist,
ist die Chip-Ort-Anzeige gleich
353–496
und ist gerade, wobei der erste Schalter 73 schließt; wenn
die Impulsanzeige gleich 1 ist, ist der Chip-Ort gleich 353–496 und
ist ungerade, wobei der zweite Schalter 74 schließt; und
wenn die Impulsanzeige gleich 0 ist, ist der Chip-Ort 1–352 oder
497–864
und der dritte Schalter 75 schließt.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf das Verfahren und die Vorrichtung
beschränkt,
die oben erläutert
und beschrieben worden sind. Die in den 6 und 7 gezeigte
Vorrichtung kann auch teilweise in Software implementiert werden,
so dass der Zwischenspann auch unter Verwendung anderer Verfahren
in zwei Teile unterteilt werden kann. Dementsprechend sollen alle
technischen Varianten, die einem Fachmann bekannt sind, in den Umfang
der Erfindung, wie beansprucht, fallen.