DE3139408C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Nachrichtenübertragungssystem gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Derartige Nachrichtensysteme sind beispielsweise als Satellitenfunksysteme oder als terrestrische Funksysteme bekannt. Dabei können zwischen zwei Sende/Empfangsstationen Störungen in der Funkübertragung auftreten, die durch Mehrwegeausbreitung verursacht werden. Insbesondere in terrestrischen Funksystemen mit mobilen Teilnehmern, wie z. B. Autotelefon-Systeme, wird das Emfangssignal durch sogenannte Echosignale gestört, die sich in Betrag und Phase kontinuierlich ändern können. Um diesen Störungen zu begegnen, werden sogenannte Diversity-Empfangsanordnungen eingesetzt. Diese sind aufwendig, da sie u. a. jeweils zwei Empfangsantennen mit nachgeschaltetem Empfänger benötigen.

In dem Beitrag "Spektrale Spreizung als Multiplex-Verfahren" von M. Aldinger et al in NTZ 28, (1975), Heft 3, Seiten 79 bis 88, wird von der Verwendung des Zeitmultiplexverfahrens in terrestrischen Funksystemen, beispielsweise bei einem Autotelefonsystem, aus synchronisationstechnischen Gründen abgeraten. Neben der genauen Beschreibung des Codemultiplex-Verfahrens wird seine geringe Störempfindlichkeit bei Mehrwegeausbreitung angesprochen (Abschnitt 8.2, Absatz 1).

In der Patentanmeldung P 31 18 018.3 wird ein im Zeitmultiplex betriebenes Nachrichtenübertragungssystem vorgeschlagen, bei dem mittels einer ausgesandten Synchronisations-Präambel die empfangsseitige Synchronisation zum Zeitpunkt der größten Korrelationsspitze im Synchronisations-Korrelator erfolgt. Durch Umwegsignale beim Mehrwegeempfang ergeben sich Störeinflüsse, die weitere Korrelationsspitzen bewirken.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein derartiges Nachrichtenübertragungssystem durch eine bessere Unterdrückung von Störeinflüssen des Mehrwegeempfangs weiterzubilden.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Mittel gelöst. Weiterbildungen können den Unteransprüchen entnommen werden.

Durch die Erfindung ergibt sich eine erhöhte Übertragungsqualität. Wegen des damit verbundenen erhöhten Aufwandes ist es auch denkbar, diesen Aufwand nur bei Feststationen und dort nur bei solchen in besonders kritischen Gebieten zu treiben. Gleichzeitig sollte dann die Sendeleistung dieser Stationen über der der beweglichen Stationen liegen, um eine für beide Übertragungsrichtungen ausgewogene Qualität zu erreichen.

Wie schon erwähnt, erfolgt die Funkübertragung im Zeitmultiplex. Bei diesem Verfahren werden Nachrichten als eine Folge von kurzen Impulsen übertragen und das zeitliche Ineinanderschachteln von Impulsfolgen ergibt die verschiedenen Zeitschlitze oder Kanäle. Für das Zeitmultiplexverfahren wird z. B. ein Zeitrahmen mit N=64 Zeitschlitzen gewählt, der sich periodisch mit einer Rate von 30 pro Sekunde wiederholt.

Jeder Zeitschlitz beginnt mit einer Synchronisationspräambel, die es den Empfängern ermöglicht, sich auf die empfangene Nachricht zu synchronisieren. Eine sich anschließende Nachrichtenpräambel enthält die zur Organisation notwendigen Daten wie Zeitschlitz- und Benutzernummer.

Aufgrund von Mehrwegeeffekten bei der Wellenausbreitung ergeben sich erhebliche Störungen, die auf Signalleistungsschwund (Fading) sowie Nachbarzeichenbeeinflussung beruhen. In beiden Fällen sind Überlagerungen von Wellen die Ursache, die den Empfänger auf verschiedenen Wegen erreichen und aufgrund von Phasenunterschieden zu Abschwächungen der Signalamplitude und zu Verfälschungen der Phaseninformation führen können.

Häufig angewandte Gegenmaßnahmen sind Diversity-Verfahren, z. B. Mehrfachübertragung und Codierung zur Fehlerkorrektur, wobei erstere sich durch vergleichsweise geringen Aufwand, allerdings im allgemeinen auch geringere Wirksamkeit auszeichnet. Codierung zur Fehlerkorrektur ist in Verbindung mit Zeichenumordnung bei geeigneter Auslegung sehr wirksam. Neben dem Aufwand muß für die hier vorliegenden Anwendung jedoch beachtet werden, daß sich Fehlerbündel wegen der geringen Dauer der Zeitschlitze von etwa 500 µs über große Abschnitte der Nachrichtentelegramme erstrecken können und sich nur mit langen Codes bei niedriger Coderate (=Verhältnis der Zahl von Informationszeichen zur Codelänge) korrigieren lassen. Beiden genannten Verfahren ist gemeinsam, daß sie einsetzen, nachdem über die empfangenen Zeichen eine - möglicherweise fehlerhafte - Entscheidung getroffen wurde. Das im folgenden geschilderte Verfahren versucht dagegen, fehlerhafte Entscheidungen von vornherein zu unterdrücken.

Ausgangspunkt ist die Überlegung, daß Mehrwegesignale dann nicht zu Störungen führen, wenn sie getrennt entdeckt werden können. Hierzu bieten die Spektrum-Spreizverfahren günstige Voraussetzungen. Werden Signale mit der Bandbreite B übertragen, so lassen sich ihre Ankunftszeiten mit einer Genauigkeit der Ordnung 1/B feststellen. Durch Spreizung der Bandbreite um den Faktor n schrumpft das Zeitintervall für die Entdeckung auf ein n-tel des ursprünglichen Werts. Die Spreizung der Signale wird hierbei so vorgenommen, daß die digitalisierten Signale mit einem Code multipliziert werden. Wenn die Taktfrequenz des Codes der Breite des Übertragungsbandes entspricht, wird auf diese Weise das zunächst schmalbandige Signal über das gesamte Band gespreizt. Auf der Empfangsseite wird mit dem gleichen Code das empfangene, gespreizte Signal wieder multipliziert, nachdem eine Synchronisation in einem Korrelationsvorgang stattgefunden hat. Dadurch wird das gewünschte Signal im ursprünglichen schmalen Nachrichtenband erzeugt, während unerwünschte Signale breitbandig bleiben und dadurch nicht ausgewertet werden. Ihr Störeinfluß hängt von der Kreuzkorrelation der verwendeten Codes ab.

Nachstehend wird die Erfindung anhand von Zeichnungen eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 Impulsdiagramme beim Auftreten von Umwegsignalen;

Fig. 2 ein Blockschaltbild der Signalverarbeitung im Empfänger einer ortsfesten oder beweglichen Sende/Empfangsstation;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer ersten Schaltung zur Erfassung aller Korrelationsspitzen der Synchronisations-Präambel;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer zweiten Schaltung zur Erfassung der Korrelationsspitzen;

Fig. 5 ein Blockschaltbild für die Detektoren;

Fig. 6 ein Diagramm der Belegung der Integratoren in den Detektoren gemäß Fig. 5 und

Fig. 7 ein Diagramm der Signale eines Integrators.

In Fig. 3 ist ein empfangenes direktes Signal und zwei Umwegsignale mit verschiedenen Laufzeiten dargestellt. Die Zeichen des direkten Signales sind mit 1, 2, 3, 4 und die der Umwegsignale mit ′ bzw. ″ gekennzeichnet. Darunter sind die entdeckten Signale aufgezeichnet. Es ist deutlich ersichtlich, wie Signale, die sich zeitlich überlappen, aufgrund der Bandspreizung aufgelöst werden. Die Fig. 3 zeigt allerdings auch, daß es wünschenswert ist, den Entscheidungszeitraum für jedes Zeichen so weit auszudehnen, daß möglichst wenige Umwegsignale in den Entscheidungszeitraum des nachfolgenden Zeichens fallen. So stören die Zeichen 1″ und 2″ die Entscheidung für Zeichen 2 bzw. 3. Demgegenüber werden sich die Zeichen 1′, 2′ und 3′ nun nicht mehr als störend bemerkbar machen. Im Gegenteil: Für die Entscheidung stehen wegen der Mehrwegeausbreitung zwei Empfangssignale zur Verfügung, beispielsweise 1 und 1′. Der Gewinn liegt in der Verringerung der Wahrscheinlichkeit, aufgrund von Fading nicht korrekt auswertbare Signale zu empfangen.

Bei einer Bitrate von z. B. 5 Mbit/s beträgt der Entscheidungszeitraum für jedes Bit 200 ns. Damit würden Umwegsignale mit einer Wegdifferenz von mehr als 60 m zum direkten Signal bereits in den Entscheidungszeitraum nachfolgender Zeichen fallen.

Um die Auswertung des Signalgemisches aus direktem Signal und Umwegsignalen zu verbessern, werden jeweils n-Bits zu einer n-Bit-Gruppe zusammengefaßt und durch ein m-wertiges Code-Zeichen ersetzt.

Diese Maßnahme erhöht die Bandbreite um den Faktor (m : n), d. h. z. B. bei (16 : 4) auf etwa 20 MHz, bringt aber zwei entscheidende Vorteile. Erstens verkürzt sich das Zeitintervall für die Entdeckung um denselben Faktor, so daß Signale mit Wegedifferenzen von mehr als 15 m getrennt erkannt und ausgewertet werden können. Zweitens verlängert sich der Entscheidungszeitraum für ein Nachrichtenzeichen von 200 ns auf 800 ns, wodurch erst Umwegsignale mit einer Wegdifferenz von mehr als 240 m nachfolgende Zeichen stören können. Sollte auch bei größeren Umwegen mit erheblichen Störungen zu rechnen sein, so können diese weitgehend unterdrückt werden, wenn s ich der Code der 16wertigen Codezeichen für die aufeinanderfolgenden 4-Bit-Gruppen z. B. nach einer Pseudo-Zufallsfolge von Zeichen zu Zeichen ändert.

Die Funkstrecke zwischen den beweglichen Stationen und der ortsfesten Station ist der störempfindliche Teil des gesamten Übertragungsweges. Neben der schon beschriebenen Mehrwegeausbreitung beeinträchtigen das Nutzsignal hier noch Rauschen, spektrale Anteile aus benachbarten Frequenzbändern und gleichzeitige Signale aus anderen Zellen. Deshalb ist eine leistungsfähige Signalverarbeitung im jeweiligen Empfänger eine der wesentlichen Grundlagen für das Funktionieren des Systems. In Fig. 2 ist daher die nach dem Empfänger vorgesehene Einheit zur Rückgewinnung des ausgesendeten Signales dargestellt.

Vom Empfänger gelangt das Signal an 17 Korrelatoren 31 und 31′ wenn m gleich 16 für das Code-Zeichen gemäß Fig. 4 ist, die auch von einem Code-Generator 37 gesteuert werden. Von den 17 Korrelatoren 31 und 31′ dient der Korrelator 31 der Synchronisation der Zeitschlinge und wird für die Ablaufsteuerung 32 der Zeitschlitze benötigt. Die anderen 16 Zeichen-Korrelatoren 31′ vergleichen das empfangene Signal mit den 16 Codeworten des 16wertigen Alphabets. Dabei können benachbarte Zellen zur Unterscheidung jeweils einen anderen Satz von Codeworten benutzen. Wenn es wegen starker Signale mit langen Umwegen von mehr als 240 m erforderlich ist, kann der Code dieses Alphabets von einer zur anderen 4-Bit-Gruppe pseudostatistisch wechseln.

Auf die Zeichen-Korrelatoren 31′ folgen 16 Detektoren 33, welche Maxima in der Autokorrelationsfunktion erkennen. Eine nachfolgende Entscheidungsstufe 34 wählt aus allen erkannten Maxima das größte heraus und definiert das dem entsprechenden Korrelator zugeordnete Codewort als das mit höchster Wahrscheinlichkeit gesendete Zeichen. Ein nachgeschalteter Wandler 35 erzeugt die zugehörigen 4-Bit-Gruppe und führt sie dem Zwischenspeicher zu. Dieser liefert die während eines Zeitschlitzes eingegangenen Signale an seinem Ausgang mit einem kontinuierlichen Strom von 64 kbit/s ab.

Eine Ausgestaltung der Erfindung, die nach Anspruch 3 vorteilhaft ausgeführt ist, ist in Fig. 3 als Blockschaltbild einer Schaltung zur Erfassung aller Korrelationssspitzen der Synchronisationspräambel dargestellt. Das Signal mit der Synchronisations-Präambel gelangt vom Empfänger an zwei in Reihe geschaltete Korrelatoren 31a und 31b zur Synchronisation. Der erste Korrelator 31a dient dabei gleichzeitig als Verzögerungsleitung für den zweiten Korrelator 31b und beide sind an die Ablaufsteuerung 32 angeschaltet. Das Korrelationsergebnis des ersten Korrelators 31a gelangt an einen Hüllkurvendemodulator 38a, dem ein Maximumdetektor 39 und eine Reduzierstufe 40 nachgeschaltet ist. Das Korrelationsergebnis des zweiten Korrelators 31b gelangt an einen Hüllkurvendemodulator 38b. Die Ausgänge der Hüllkurvendemodulatoren sind an eine Vergleichs- und Auswahlstufe 41 angeschlossen, der ein weiterer Maximumdetektor 42 nachgeschaltet ist. Am Ausgang des Maximumdetektors 42 können die Ankunftszeiten ti von relevanten Umwegsignalen, auch Pfade genannt, abgenommen werden und stehen für die Empfangsphase der Zeichen zur Verfügung.

Das auf diese Weise gewonnene Mehrwegeprofil bildet sich im zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung des Korrelators für die Synchronisation ab. Die Verzögerungszeit des Korrelators 31a muß so groß gewählt werden, daß das Korrelationsergebnis des stärksten Pfades vorliegt, wenn die Ausgangssignale des Korrelators 31b zum Vergleich in der Vergleichs- und Auswahlstufe 41 anstehen. Aus dem Korrelationsergebnis des stärksten Pfades wird ein Schwellwert für die Vergleichs- und Auswahlstufe 41 abgeleitet. Der Schwellwert dient dazu, im Rauschen oder wenig darüber liegende Korrelationsspitzen zu unterdrücken.

Der Maximumdetektor 39 erfaßt das absolute Maximum der Korrelationsspitzen, während der Maximumdetektor 42, dem auch die Empfangszeit zugeführt wird, die lokal auftretenden Spitzen erfaßt.

Die Reduzierstufe 40 bildet den Pegel des stärksten Pfades in den Schwellwert ab, mit dem das Mehrwegeprofil in der Vergleichs- und Auswahlstufe verglichen wird.

Wenn die Synchronisations-Präambel gemäß Anspruch 2 zweimal ausgesendet wird, jeweils mit einer dazwischen liegenden und einer nachfolgenden Pause, dann kann eine einfachere Schaltung zur Erfassung einer Korrelationsspitze eingesetzt werden, die in Fig. 4 dargestellt.

Der Synchronisations-Korrelator 31 ist an den Empfänger 8 angeschlossen und sein Ausgang ist mit der Ablaufsteuerung 32 verbunden. Darin ist ein Hüllkurvendemodulator 38 vorhanden, dem ein Maximumdetektor 39 für den absoluten Wert, eine Reduzierstufe 40, eine Vergleichs- und Auswahlstufe 41 und ein Maximumdetektor 42 für den lokalen Wert nachgeschaltet ist. Am Ausgang des Maximumdetektors 42 können wieder die Ankunftszeiten ti der relevanten Pfade abgenommen werden. An dem Hüllkurvendemodulator 38 ist ein Schaltkreis 43 zur Durchschaltung der zweiten Synchronisations-Präambel angeschaltet, der auch vom Maximumdetektor 39 gesteuert wird und der auf die Vergleichs- und Auswahlstufe 41 einwirkt.

Mit Hilfe der ersten Synchronisations-Präambel wird das absolute Maximum des Mehrwegeprofils sowie der Schwellwert bestimmt. Aus der Korrelation der zweiten Synchronisations-Präambel werden dann die Ankunftszeiten der relevanten Pfade bestimmt. Durch die doppelte Ausnutzung des Synchronisations-Korrelators und des Hüllkurvendemodulators ist der Aufwand im Hinblick auf die Schaltung gemäß Fig. 3 reduziert worden. Die benötigten Auswertezeiten sind in beiden Schaltungen gleich groß.

In Fig. 55 ist das Blockschaltbild eines nach Anspruch 4 ausgeführten Detektors 33 für eine mehrfache Abtastung der empfangenen Zeichen dargestellt. Von den vorhandenen 16 Zeichen-Korrelatoren 31′ und Detektoren 33 ist nur jeweils einer dargestellt, um eine einfache Darstellung zu haben. 16 Zeichen-Korrelatoren und Detektoren sind vorhanden, weil im gewählten Beispiel ein m=16wertiges Alphabet genommen wurde.

Der Zeichen-Korrelator 31′ gibt sein Signal an einen Hüllkurvendemodulator 44, an den vier Reihenschaltungen eines Schalters 45a-d mit einem Integrator mit Nullsetzung ID_1-4 und einem weiteren Schalter 46a-d parallel angeschlossen sind. Der Ausgang dieser Parallelschaltung ist an die Entscheidungsstufe 34 angeschlossen. Mit dieser Schaltung wird eine inkohärente Integration der Korrelationsergebnisse der Zeichenkorrelatoren durchgeführt. Die Parallelschaltung von vier Integratoren mit Nullsetzung erlaubt es, die Integration über einen Zeitraum von vier m-wertigen Codezeichen durchzuführen.

Es sei beispielsweise m=16 und die Chipdauer betrage dafür 100 ns. Die Zeichendauer ist 1,6 µs und das Integrationsintervall ist 6,4 µs.

Die Schalter 45 und 46 werden von der Ablaufsteuerung 32 gesteuert und dienen zur zeitlich richtigen Übergabe der Korrelationsergebnisse an die Integratoren und zur Übergabe der Integrationsergebnisse an die Entscheidungsstufe 34. In den Fig. 6 und 7 ist die zeitliche Abfolge der Vorgänge an den Integratoren mit Nullsetzung in Diagrammen dargestellt. Der Zyklus jeder der dargestellten vier Reihenschaltungen erstreckt sich über einen Zeitraum von vier m-wertigen Codezeichen. Die Zyklen sind untereinander um jeweils eine Zeichendauer versetzt. Am Beginn jedes Zyklusses ist jeder Integrator auf Null gesetzt. Zu den Korrelationszeiten jedes der in Fig. 7 angenommenen fünf Pfade des Mehrweges ist der Schalter 45 für eine kurze Zeit geschlossen. Hierdurch werden die Korrelationsergebnisse aufsummiert. Am Ende des Zyklusses erfolgt durch Schließen des Schalters 46 die Übergabe des Integrationsergebnisses an die Entscheidungsstufe 34. Die Entscheidungsstufe 34 wählt aus den M gleichzeitig eingehenden Werten den größten aus und schätzt so das gesendete Zeichen.

Eine Anmerkung ist zur Laufzeitdifferenz zwischen dem ersten und dem letzten zu integrierendem Pfad nötig. Jeder Pfad liefert aufeinanderfolgende Zeichen im Abstand von m · τ. Hierbei bedeutet m die Wertigkeit des Codezeichens und τ die Chipdauer. Bei einer Sprachrate von 32 kbits/s und dem schon angeführten Wert von m=16 ergibt sich

Daraus folgt für m · τ=1,6 µs. Mehrwegeprofile im Mobilfunk erstrecken sich jedoch bis zu 6 µs, in Extremfällen bis etwa 10 µs. Da ein Integrator pro Zeichen-Korrelator etwa 6 µs belegt sein kann, müssen für die in der Zwischenzeit eintreffenden Zeichen weitere Integratoren zur Verfügung stehen.

Im genannten Beispiel genügen vier Integratoren pro Zeichen-Korrelator: der erste startet bei to, der zweite bei to+1,6 µs, der dritte bei to+3,2 µs und der vierte bei to+4,8 µs. Zur Zeit von to+6,4 µs ist der erste Integrator dann wieder verfügbar.

Mit Hilfe der Integratoren läßt sich auch eine Amplitudengewichtung vornehmen. Hierzu werden den Integratoren beispielsweise mehrere diskret gestufte Integrationszeitkonstanten zur Verfügung gestellt. Die einfachste Art der Amplitudengewichtung besteht darin, nur die Ergebnisse solcher Pfade zu integrieren, die etwa leistungsgleich sind, und dabei die Integrationszeitkonstante nicht zu verändern.

Ob eine oder mehrere Abtastungen der Zeichen-Korrelatoren für die Zeichen erfolgen, läßt sich durch die Höhe des Schwellwertes in der Ablaufsteuerung einstellen. Bei einer sehr hohen Schwelle erfolgt nur eine Abtastung bei der maximalen Korrelationsspitze. Bei einer entsprechend abgesenkten Schwelle erfolgt je nach den auftretenden Korrelationsspitzen eine mehrfache Abtastung.

Claims (5)

1. Nachrichtenübertragungssystem mit Sende/Empfangsstationen, die über Funk Nachrichten austauschen können, wobei der Funkverkehr im Zeitmultiplex mit Vielfachzugriff erfolgt, wobei in jedem Zeitschlitz der Zeitmultiplexübertragung eine Synchronisations-Präambel übertragen und empfangsseitig mittels eines Synchronisations-Korrelators erfaßt wird, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Zeitschlitz (N) alle aufgrund eines Mehrwegeempfangs auftretenden Korrelationsspitzen der Synchronisations-Präambel im Synchronisations-Korrelator (31) erfaßt werden und daß Mittel (33) vorhanden sind, die die auf verschiedenen Wegen empfangenen Signale getrennt verarbeiten, verzögern und dann einander überlagern.

2. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erfassung der Korrelationsspitzen und Auswahl der größten Korrelationsspitze die Synchronisations-Präambel zweimal ausgesendet wird.

3. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erfassung der Korrelationsspitzen und Auswahl der größten Korrelationsspitze die empfangene Synchronisations-Präambel einmal unverzögert und einmal verzögert ausgewertet wird, wobei die Erfassung in zwei hintereinander geschalteten Korrelatoren (31a, 31b) erfolgt.

4. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, bei dem codegespreizte Funksignale ausgesendet werden, die empfangsseitig mittels je eines Zeichen-Korrelators pro Zeichen entspreizt werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal eines jeden Zeichen-Korrelators (31′) in einem nachfolgenden Detektor (33) pro erfaßter Korrelationsspitze einmal abgetastet (45a-d) wird, daß der Abtastwert in einem Integrator (ID_1-₄) abgespeichert, bis zur nächsten Abtastung verzögert und dann mit dem nächsten Abtastwert überlagert und anschließend als Summensignal über die auf verschiedenen Wegen empfangenen Signale zur weiteren Verarbeitung (34) über Schalter (46) weitergegeben wird.

5. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zum Empfang von auf verschiedenen Wegen empfangenen Signalen mit einer gegenseitigen Verzögerung von mehr als einer Zeichendauer mehrere Integratoren (ID_1-4) parallel geschaltet sind, die um jeweils eine Zeichendauer gegeneinander versetzt arbeiten.