DE102014217267A1 - Halbleitervorrichtung und Halbleitermodul - Google Patents

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c/o MELCO SEMICONDUCTOR ENGINEERI Oyama Kyoko
c/o MELCO SEMICONCUCTOR ENGIN Tanaka Yoshikazu
c/o Mitsubishi Electric Corporat Uota Shiori
c/o Mitsubishi Electric Corporat Nishida Nobuya
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Abstract

Eine Halbleitervorrichtung umfasst Folgendes: eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung (1) mit einem ersten und einem zweiten Widerstand, die zwischen einem Leistungsversorgungspotential und einem Referenzpotential in Reihe geschaltet sind, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand ausgibt; eine Übergangsansprechdetektionsschaltung (2) mit einem dritten Widerstand mit einem ersten Ende, das mit dem Leistungsversorgungspotential verbunden ist, und einem Kondensator, der zwischen ein zweites Ende des dritten Widerstandes und das Referenzpotential geschaltet ist, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand und dem Kondensator ausgibt; eine UND-Schaltung (3), die ein Ausgangssignal der Spannungsteilungswiderstandsschaltung und ein Ausgangssignal der Übergangsansprechdetektionsschaltung einer UND-Verknüpfung unterzieht; und eine Ausgabeschaltung (4), wobei das Umschalten der Ausgabeschaltung durch ein Ausgangssignal der UND-Schaltung gesteuert wird.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halbleitervorrichtung und ein Halbleitermodul, die den Leistungsverbrauch in einer Umgebung verringern können, in der eine hohe Spannung angelegt wird, und eine Ausgabe gemäß einem Potentialzustand in Bezug auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung steuern können.
  • In Inverterschaltungen oder dergleichen werden zwei hierarchisch verbundene Schaltelemente durch eine Steuerschaltung der hohen Seite bzw. der niedrigen Seite angesteuert. Isolierte Leistungsversorgungen müssen für diese Steuerschaltungen der hohen Seite und der niedrigen Seite separat verwendet werden.
  • Eine Steuerschaltung, die einen Ein-Phasen-Inverter steuert, erfordert insgesamt drei isolierte Leistungsversorgungen: zwei isolierte Leistungsversorgungen der hohen Seite und eine isolierte Leistungsversorgung der niedrigen Seite. Ferner erfordert eine Steuerschaltung, die einen Drei-Phasen-Inverter steuert, drei isolierte Leistungsversorgungen der hohen Seite und erfordert daher insgesamt vier isolierte Leistungsversorgungen, was zu einer Steuerschaltung im großen Maßstab führt.
  • Es gibt auch eine Konfiguration, die eine Bootstrap-Schaltung für eine Leistungsversorgung der Steuerschaltung der hohen Seite verwendet und eine Leistungsversorgung für die Steuerschaltung übernimmt, die den Drei-Phasen-Inverter steuert, um die Anzahl von Leistungsversorgungen zu verringern. Da jedoch die Bootstrap-Schaltung nicht für eine Periode arbeiten kann, während der das Schaltelement der hohen Seite eingeschaltet ist (ein Bootstrap-Kondensator nicht aufgeladen ist), ist es schwierig, die Bootstrap-Schaltung an ein Steuerschema anzupassen, in dem die EIN-Periode des Schaltelements der hohen Seite verlängert ist.
  • Folglich wird eine Konfiguration unter Verwendung einer Bootstrap-Kompensationsschaltung vorgeschlagen, um den Bootstrap-Kondensator ausreichend aufzuladen und gleichzeitig die Schaltung zu vereinfachen und die Größe davon zu verringern (siehe z. B. JP 2011-234430-A ). In der Bootstrap-Kompensationsschaltung schwebt ihre Versorgungsspannung relativ zu einem Referenzpotential und die Bootstrap-Kompensationsschaltung steuert das EIN/AUS einer Ausgabeschaltung gemäß dem, ob die Versorgungsspannung hoch oder niedrig ist. Insbesondere ist eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung vorgesehen, die ein Potential in Bezug auf ein Referenzpotential der Versorgungsspannung detektiert. Die Ausgabe davon wird in eine Inverterschaltung oder dergleichen eingegeben, die auf einen vorbestimmten Schwellenwert gesetzt ist, H und L sind als Potentialzustand definiert und die Ausgabeschaltung wird demgemäß angesteuert.
  • Obwohl der Stand der Technik eine ziemlich einfache Schaltungskonfiguration aufweist, wird ihre Ansprechgeschwindigkeit zu einem Problem, wenn diese Schaltung auf eine Umgebung angewendet wird, in der eine hohe Spannung angelegt wird. Die Spannungsteilungswiderstandsschaltung muss zwischen der Leistungsversorgung und dem Referenzpotential eingerichtet werden. Das Verringern eines Stroms, der durch den Spannungsteilungswiderstand fließt, erfordert eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung mit einem hohen Widerstandswert. Obwohl der Stromverbrauch am Spannungsteilungswiderstand verringert werden kann, nimmt daher eine Zeitkonstante einer CR-Schaltung, die aus dem Widerstand und einer parasitären Kapazität gebildet ist, die den Widerstand begleitet, zu, was verursacht, dass die Ansprechgeschwindigkeit abfällt.
  • In Anbetracht der Wärmeableitung oder dergleichen eines normalen IC-Bausteins ist der zulässige Leistungsverbrauch mehrere hundert mW oder weniger. Das Erfüllen dieser Bedingung unter einer angelegten Spannung von 600 V oder 1200 V erfordert einen Spannungsteilungswiderstand in der Größenordnung von MΩ. Wenn die parasitäre Kapazität, die diesen Widerstand begleitet, mehrere pF ist, ist ihre Zeitkonstante MQ × mehrere pF und die Ansprechgeschwindigkeit liegt in der Größenordnung von μs. Andererseits liegt ein Übergangsansprechen einer Spannung zwischen der Versorgungsspannung und dem Referenzpotential in der Größenordnung von mehreren kV/μs. Ein Ansprechen findet in der Größenordnung von μs statt und eine übermäßige Leistung von mehreren zehn W oder dergleichen wird an die Last und die Ausgabeschaltung angelegt, bis die Ausgabeschaltung ausgeschaltet wird, was verursacht, dass die Schaltung bricht.
  • Angesichts der vorstehend beschriebenen Probleme besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Halbleitervorrichtung und ein Halbleitermodul zu schaffen, die den Leistungsverbrauch in einer Umgebung verringern können, in der eine hohe Spannung angelegt wird, und eine Ausgabe gemäß einem Potentialzustand in Bezug auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung steuern können.
  • Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1 und ein Halbleitermodul nach Anspruch 6 gelöst.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine Halbleitervorrichtung Folgendes: eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung mit einem ersten und einem zweiten Widerstand, die zwischen einem Leistungsversorgungspotential und einem Referenzpotential in Reihe geschaltet sind, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand ausgibt; eine Übergangsansprechdetektionsschaltung mit einem dritten Widerstand mit einem ersten Ende, das mit dem Leistungsversorgungspotential verbunden ist, und einem Kondensator, der zwischen ein zweites Ende des dritten Widerstandes und das Referenzpotential geschaltet ist, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand und dem Kondensator ausgibt; eine UND-Schaltung, die ein Ausgangssignal der Spannungsteilungswiderstandsschaltung und ein Ausgangssignal der Übergangsansprechdetektionsschaltung einer UND-Verknüpfung unterzieht; und eine Ausgabeschaltung, wobei das Umschalten der Ausgabeschaltung durch ein Ausgangssignal der UND-Schaltung gesteuert wird.
  • Da in der vorliegenden Erfindung die Übergangsansprechdetektionsschaltung ermöglicht, dass die Ausgabeschaltung mit hoher Geschwindigkeit umgeschaltet wird, selbst wenn ein Widerstandswert der Spannungsteilungsschaltung erhöht ist, um den Leistungsverbrauch zu verringern, ist es möglich, das Anlegen einer übermäßigen Leistung an die Last und die Ausgabeschaltung zu verhindern. Daher ist es auch möglich, den Leistungsverbrauch in einer Umgebung zu verringern, in der eine hohe Spannung angelegt wird, und die Ausgabe gemäß einem Potentialzustand in Bezug auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung zu steuern.
  • Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
  • Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung anhand der Figuren. Von den Figuren zeigen:
  • 1 einen Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 2 ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 3 einen Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einem Vergleichsbeispiel darstellt.
  • 4 einen Zeitplan, der die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel darstellt.
  • 5 einen Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 6 einen Schaltplan, der die Flip-Flop-Schaltung darstellt.
  • 7 ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 8 einen Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 9 einen Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 10 ein Diagramm, das die Verzögerungsschaltung darstellt.
  • 11 ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 12 einen Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 13 bis 15 Schaltpläne, die ein Halbleitermodul gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen.
  • 16 einen Schaltplan, der ein Halbleitermodul gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 17 und 18 Schaltpläne, die ein Halbleitermodul gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen.
  • 19 einen Schaltplan, der ein Halbleitermodul gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • 20 und 21 Schaltpläne, die eine Leistungsversorgungsschaltung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen.
  • 22 und 23 Schaltpläne, die Leistungsversorgungsschaltungen gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen.
  • Eine Halbleitervorrichtung und ein Halbleitermodul gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Dieselben Komponenten werden mit denselben Zeichen bezeichnet und auf die wiederholte Beschreibung davon kann verzichtet werden.
  • Erste Ausführungsform
  • 1 ist ein Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 umfasst Widerstände R1 und R2, die zwischen einem Leistungsversorgungspotential HVB und einem Referenzpotential com in Reihe geschaltet sind, und gibt ein Potential VMON an einem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 aus. Eine Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 umfasst einen Widerstand R3, von dem ein Ende mit dem Leistungsversorgungspotential HVB verbunden ist, und einen Kondensator C1, der zwischen das andere Ende des Widerstandes R3 und das Referenzpotential com geschaltet ist, und gibt ein Potential Vdvdt an einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R3 und dem Kondensator C1 aus.
  • Eine UND-Schaltung 3 unterzieht ein Ausgangssignal der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 (geteiltes Potential VMON) und ein Ausgangssignal der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 (Potential Vdvdt) einer UND-Verknüpfung. Das Umschalten einer Ausgabeschaltung 4 wird durch ein Ausgangssignal preout der UND-Schaltung 3 gesteuert. Eine Last 5 ist zwischen den Ausgang der Ausgabeschaltung 4 und das Referenzpotential com gesetzt. Die Versorgungsspannung der UND-Schaltung 3 und der Ausgabeschaltung 4 ist HBV-HVS und diese Versorgungsspannung nimmt in Bezug auf das Referenzpotential com zu oder ab.
  • Das EIN/AUS der Ausgabeschaltung 4 wird galvanisch durch die Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 und die UND-Schaltung 3 gesteuert. Wenn beispielsweise eine HVB-com-Spannung abnimmt und VMON ein H-Pegel in Bezug auf die UND-Schaltung 3 wird, wird die Ausgabe der Ausgabeschaltung 4 eingeschaltet. Wenn andererseits die HVB-com-Spannung zunimmt und VMON ein L-Pegel in Bezug auf die UND-Schaltung 3 wird, wird die Ausgabe der Ausgabeschaltung 4 ausgeschaltet. Hier wird die Ausgabe Vdvdt der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 das gleiche Potential wie HVB als Gleichstromoperation und wird immer ein H-Pegel in Bezug auf die UND-Schaltung 3 und daher wird die Operation der Ausgabeschaltung 4 nur durch die Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 bestimmt.
  • 2 ist ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Aufgrund einer parasitären Kapazität wird die Ausgabe VMON der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 im Vergleich zum HVB-com-Potentialübergang verzögert. Andererseits hält die Ausgabe Vdvdt der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 eine Potentialbeziehung mit com vor einem Übergangsansprechen durch den Kondensator C1 zwischen Vdvdt und com aufrecht, unmittelbar nachdem das Übergangsansprechen beginnt, und nähert sich allmählich dem HVB-Potential.
  • Wenn die HVB-com-Spannung zunimmt, wird die Ausgabe Vdvdt der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 zuerst ein L-Pegel und daher wird die Ausgabe der UND-Schaltung 3 ein L-Pegel, was verursacht, dass die Ausgabeschaltung 4 ausschaltet. Als nächstes wird die Ausgabe VMON der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 ein L-Pegel, und selbst nachdem die Ausgabe Vdvdt der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 auf den H-Pegel zurückkehrt, gibt die UND-Schaltung 3 einen L-Pegel aus und die Ausgabeschaltung 4 hält den AUS-Zustand aufrecht.
  • Wenn andererseits die HVB-com-Spannung abnimmt, da die Ausgabe Vdvdt der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 auf dem H-Pegel in Bezug auf die UND-Schaltung 3 bleibt, wird die Ausgabeschaltung eingeschaltet, wenn die Ausgabe VMON der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 zu einem H-Pegel in Bezug auf die UND-Schaltung 3 wird.
  • Als nächstes werden Effekte der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zu einem Vergleichsbeispiel beschrieben. 3 ist ein Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einem Vergleichsbeispiel darstellt. Im Vergleichsbeispiel ist weder eine Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 noch eine UND-Schaltung 3 vorhanden. Die Ausgabe VMON der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 wird in die Ausgabeschaltung 4 über Inverter 6 und 7 eingegeben.
  • 4 ist ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß dem Vergleichsbeispiel darstellt. Wenn das Leistungsversorgungspotential HVB in Bezug auf das Referenzpotential com ansteigt, wird die Ausgabe der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 umgeschaltet und die Ausgabeschaltung 4 wird von EIN auf AUS umgeschaltet. Wenn jedoch das Ansprechen der Ausgabe VMON der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 auf eine Veränderung des Leistungsversorgungspotentials HVB langsam ist, wird das Umschalten der Ausgabeschaltung 4 auch dementsprechend verzögert. Folglich wird eine übermäßige Leistung an die Last 5 für eine Zeitdauer nach dem Anstieg von HVB angelegt, bis die Ausgabeschaltung 4 ausgeschaltet wird. Dieses Phänomen wird durch Erhöhen des Widerstandswerts der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 verursacht und es ist schwierig, das Vergleichsbeispiel auf eine Umgebung anzuwenden, in der eine hohe Spannung angelegt wird.
  • Dagegen ist es in der vorliegenden Ausführungsform, wenn die HVB-com-Spannung zunimmt, möglich, die Ausgabeschaltung 4 mit einer hohen Geschwindigkeit unter Verwendung der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 umzuschalten. Aus diesem Grund ist es, selbst wenn der Widerstandswert der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 erhöht wird, um den Leistungsverbrauch zu verringern, möglich, das Anlegen von übermäßiger Leistung an die Last 5 und die Ausgabeschaltung 4 zu verhindern. Daher ist es auch möglich, den Leistungsverbrauch in einer Umgebung zu verringern, in der eine Spannung angelegt wird, und die Ausgabe gemäß einem Potentialzustand in Bezug auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung zu steuern.
  • Zweite Ausführungsform
  • 5 ist ein Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Ein Inverter 8 invertiert ein Ausgangssignal der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1. Ein weiterer Inverter 9 invertiert ein Ausgangssignal der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2. Eine Flip-Flop-Schaltung 10 empfängt ein Ausgangssignal des Inverters 8 an einem Rücksetzanschluss R und empfängt ein Ausgangssignal des Inverters 9 an einem Setzanschluss S. Eine NICHT-ODER-Schaltung 11 unterzieht das Ausgangssignal des Inverters 8 und das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 10 einer NICHT-ODER-Verknüpfung. Das Umschalten der Ausgabeschaltung 4 wird durch ein Ausgangssignal preout der NICHT-ODER-Schaltung 11 gesteuert.
  • 6 ist ein Schaltplan, der die Flip-Flop-Schaltung darstellt. Ein Signal vom Rücksetzanschluss R und ein Ausgangssignal einer NICHT-ODER-Schaltung 10b werden in eine NICHT-ODER-Schaltung 10a eingegeben. Ein Signal vom Setzanschluss S und ein Ausgangssignal der NICHT-ODER-Schaltung 10a werden in die NICHT-ODER-Schaltung 10b eingegeben. Das Ausgangssignal der NICHT-ODER-Schaltung 10a wird aus einem Ausgang Q ausgegeben.
  • 7 ist ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Wenn die HVB-com-Spannung zunimmt, wird ein H-Pegel-Signal von der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 in den Setzanschluss S der Flip-Flop-Schaltung 10 eingegeben und die Ausgabe Q der Flip-Flop-Schaltung 10 wird ein H-Pegel. Durch die Flip-Flop-Schaltung 10 wird, selbst wenn ein Übergangsansprechen vollendet wird und das in den Setzanschluss S der Flip-Flop-Schaltung 10 eingegebene Signal ein L-Pegel wird, die Ausgabe Q der Flip-Flop-Schaltung 10 auf einem H-Pegel gehalten. Wenn ein H-Pegel-Signal von der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 in den Rücksetzanschluss R eingegeben wird, wird die Ausgabe Q der Flip-Flop-Schaltung 10 ein L-Pegel.
  • Das heißt, wenn die HVB-com-Spannung zunimmt, wird zuerst die Ausgabe Q der Flip-Flop-Schaltung 10 ein H-Pegel aufgrund der Ausgabe der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 und die Ausgabeschaltung 4 wird ausgeschaltet. Die Ausgabeschaltung 4 bleibt ausgeschaltet, bis der Rücksetzeingang der Flip-Flop-Schaltung 10 durch die Ausgabe der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 ein H-Pegel wird. Gleichzeitig wie die Ausgabe Q der Flip-Flop-Schaltung 10 ein L-Pegel wird, bleibt die Ausgabeschaltung 4 mit der Ausgabe der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 ausgeschaltet.
  • Wenn in der ersten Ausführungsform ein Ansprechen der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 unvollständig ist, bis das Übergangsansprechen beendet ist, bleibt die Ausgabeschaltung 4 eingeschaltet, bis die Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 anspricht. Dagegen ist es in der vorliegenden Ausführungsform möglich, eine Zeitdifferenz zwischen dem Ansprechen der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 und dem Ansprechen der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 abzudecken.
  • Dritte Ausführungsform
  • 8 ist ein Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Eine NICHT-ODER-Schaltung 11 unterzieht nicht nur ein Ausgangssignal des Inverters 8 und ein Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 10, sondern auch ein Ausgangssignal des Inverters 9 einer NICHT-ODER-Verknüpfung. Der Rest der Konfiguration ist ähnlich zu jener der zweiten Ausführungsform.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird eine Ausgabe der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 in die NICHT-ODER-Schaltung 11 eingegeben, während die Flip-Flop-Schaltung 10 umgangen wird, und dadurch ist es möglich, die Ausgabeschaltung 4 mit einer hohen Geschwindigkeit im Vergleich zur zweiten Ausführungsform zu steuern, in der die Ausgabe der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 durch die Flip-Flop-Schaltung 10 übertragen wird.
  • Vierte Ausführungsform
  • 9 ist ein Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Eine Verzögerungsschaltung 12 verzögert ein Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 10. Eine ODER-Schaltung 13 unterzieht ein Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 12 und ein Ausgangssignal des Inverters 8 einer ODER-Verknüpfung und gibt das resultierende Signal in den Rücksetzanschluss der Flip-Flop-Schaltung 10 ein. Der Rest der Konfiguration ist dieselbe wie jene der zweiten Ausführungsform.
  • 10 ist ein Diagramm, das die Verzögerungsschaltung darstellt. Inverter 14 und 15 sind in Reihe geschaltet. Ein Kondensator C2 ist zwischen einen Verbindungspunkt der zwei Inverter und einen Erdungspunkt geschaltet.
  • 11 ist ein Zeitdiagramm, das die Operation der Halbleitervorrichtung gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Wenn die HVB-com-Spannung zunimmt, wird eine Ausgabe der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 in den Setzanschluss S der Flip-Flop-Schaltung 10 eingegeben und die Ausgabe der Flip-Flop-Schaltung 10 wird ein H-Pegel. Das Signal wird dann in der Verzögerungsschaltung 12 um eine vorbestimmte Zeit verzögert, in den Rücksetzanschluss R der Flip-Flop-Schaltung 10 eingegeben und die Ausgabe Q der Flip-Flop-Schaltung 10 wird auf einen L-Pegel zurückgeführt.
  • Wenn die Zeitdauer, während der das Potential von HVB-com zunimmt, kürzer ist als die Zeitdauer, während der die Ausgabe der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 anspricht, kann in der zweiten Ausführungsform ein Fall bestehen, in dem die Ausgabe der Flip-Flop-Schaltung 10, die durch ein Ansprechen der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 ein H-Pegel geworden ist, nicht auf einen L-Pegel zurückgesetzt werden kann und die Ausgabeschaltung 4 trotz des H-Pegels der Spannungsteilungswiderstandsschaltung 1 nicht eingeschaltet werden kann. Dagegen kann in der vorliegenden Ausführungsform ein Selbstrücksetzen durch die Verzögerungsschaltung 12 durchgeführt werden, was ermöglicht, dass die Ausgabeschaltung 4 einschaltet.
  • Fünfte Ausführungsform
  • 12 ist ein Schaltplan, der eine Halbleitervorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Der Kondensator der Übergangsansprechdetektionsschaltung 2 ist aus einer parasitären Kapazität konfiguriert, die ein MOS-Element 16 mit hoher Stehspannung begleitet. Dies ermöglicht, dass die vorliegende Schaltung selbst in einer Umgebung verwendet wird, in der eine hohe Spannung zwischen HVB und com angelegt wird. Der Rest der Konfiguration und die Effekte sind dieselben wie jene der zweiten Ausführungsform.
  • Sechste Ausführungsform
  • 13 bis 15 sind Schaltpläne, die ein Halbleitermodul gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen. In 13 sind ein Schaltelement SW1 der hohen Seite und ein Schaltelement SW2 der niedrigen Seite hierarchisch verbunden. Eine Steuerschaltung 17 der hohen Seite steuert das Schaltelement SW1 der hohen Seite und eine Steuerschaltung 18 der niedrigen Seite steuert das Schaltelement SW2 der niedrigen Seite. Dioden D1 und D2 sind mit den Schaltelementen SW1 bzw. SW2 in Sperrrichtung parallel geschaltet.
  • Eine Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 ist auf die Halbleitervorrichtungen der ersten bis fünften Ausführungsform anwendbar und ist hier zu einer Bootstrap-Kompensationsschaltung äquivalent. Unter der Annahme des Potentials an einem Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement SW1 der hohen Seite und dem Schaltelement SW2 der niedrigen Seite als Referenzpotential com, liefert die Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 die Ausgangsspannung der Ausgabeschaltung 4 zur Steuerschaltung 17 der hohen Seite.
  • Eine Diode D3 ist zwischen eine Leistungsversorgung VCC und einen Anschluss VB mit hoher Spannung der Steuerschaltung 17 der hohen Seite geschaltet. Ein Kondensator C3 ist zwischen den Anschluss VB mit hoher Spannung und einen Anschluss VS mit niedriger Spannung der Steuerschaltung 17 der hohen Seite geschaltet. Die Diode D3 und der Kondensator C3 bilden eine Bootstrap-Schaltung 20. Diese Bootstrap-Schaltung 20 liefert Leistung zur Steuerschaltung 17 der hohen Seite.
  • 14 zeigt einen Fall mit einem Ein-Phasen-Inverter und 15 zeigt einen Fall mit einem Drei-Phasen-Inverter. Leistungsversorgungen für die Steuerschaltungen H-1, H-2 und H-3 der hohen Seite werden von der Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 und der Bootstrap-Schaltung 20 geliefert. Die Halbleitervorrichtungen der ersten bis fünften Ausführungsform werden auf die Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 angewendet.
  • Die Steuerschaltungen H-1, H-2 und H-3 steuern das Schaltelement SW1 der hohen Seite. Steuerschaltungen L-1, L-2 und L-3 steuern das Schaltelement SW2 der niedrigen Seite. Die Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 liefert Leistung zu den Steuerschaltungen H-1, H-2 und H-3 von einer Leistungsversorgung unter Verwendung eines positiven Potentials einer Sammelschienenspannung (P-Potential) als Referenz.
  • In der herkömmlichen Struktur ohne die Bootstrap-Schaltung 20 ist eine isolierte Leistungsversorgung für jede der Steuerschaltungen H-1, H-2 und H-3 erforderlich. Dagegen schafft die vorliegende Ausführungsform die Bootstrap-Schaltung 20 und kann dadurch die Anzahl von isolierten Leistungsversorgungen verringern und zu einer Größenverringerung und Kostenverringerung der Leistungsversorgungsschaltung durch eine Verringerung der Anzahl von Teilen beitragen. Insbesondere im Fall mit einem Ein-Phasen-Inverter können drei Leistungsversorgungen auf zwei Leistungsversorgungen verringert werden, und im Fall mit einem Drei-Phasen-Inverter können vier Leistungsversorgungen auf zwei Leistungsversorgungen verringert werden.
  • In der herkömmlichen Struktur ohne die Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 wird die Bootstrap-Schaltung 20 während einer EIN-Periode des Schaltelements SW1 der hohen Seite betriebsunfähig. Da in der vorliegenden Ausführungsform dagegen Leistung von der Leistungsversorgungskompensationsschaltung selbst während der EIN-Periode des Schaltelements SW1 der hohen Seite geliefert werden kann, ist es möglich, ein Steuerschema zu unterstützen, in dem die EIN-Periode des Schaltelements SW1 der hohen Seite verlängert ist.
  • Siebte Ausführungsform
  • 16 ist ein Schaltplan, der ein Halbleitermodul gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • Eine Diode D4 ist zwischen die Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 und die Steuerschaltung 17 der hohen Seite geschaltet. Eine allgemeine Leistungsdiode kann als Diode D4 verwendet werden. Der Rest der Konfiguration ist dieselbe wie jene des Halbleitermoduls von 14 der sechsten Ausführungsform.
  • Wenn ein negatives Potential (Potential U oder V oder W) einer Leistungsversorgung einer Steuerschaltung H – n der hohen Seite ein positives Potential einer Sammelschienenspannung (Potential P) überschreitet, das eine Leistungsversorgung der Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 wird, wird mit einem Spannungsstoß, der durch das Umschalten verursacht wird, in der sechsten Ausführungsform ein Rückwärtsstromfluss von der Leistungsversorgung der Steuerschaltung H – n der hohen Seite zur Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19 erzeugt. Dagegen kann in der vorliegenden Ausführungsform die Diode D4 den Rückwärtsstromfluss verhindern und dadurch ist es möglich, eine Funktionsstörung der Steuerschaltung zu verhindern.
  • Achte Ausführungsform
  • 17 und 18 sind Schaltpläne, die ein Halbleitermodul gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen. 17 zeigt einen Fall mit einem Ein-Phasen-Inverter und 18 zeigt einen Fall mit einem Drei-Phasen-Inverter.
  • Eine Leistungsversorgungsschaltung 21 verwendet eine Spannung (Sammelschienenspannung), die durch eine Gleichrichtungsschaltung 23 von einer Wechselspannungsversorgung 22 in eine Gleichspannung umgewandelt wird, als Eingabe auf einer primären Seite und bildet isolierte Leistungsversorgungen H und L. Die isolierte Leistungsversorgung L lädt den Kondensator C3 der Bootstrap-Schaltung 20 auf. Die isolierte Leistungsversorgung H liefert ein Leistungsversorgungspotential HVB zur Halbleitervorrichtung. Es ist in diesem Fall ebenso möglich, Effekte ähnlich zu jenen der sechsten Ausführungsform zu erhalten.
  • Neunte Ausführungsform
  • 19 ist ein Schaltplan, der ein Halbleitermodul gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Die Leistungsversorgungsschaltung 21 weist Widerstände R4 und R5 mit hoher Stehspannung auf, die eine P-N-Spannung herabsetzen und isolieren. Im Vergleich zu einem Schema, in dem die P-N-Spannung direkt isoliert wird, beseitigt dies die Notwendigkeit für eine Stehspannung auf der Primärseite der Leistungsversorgungsschaltung 21, was zu einer Größenverringerung und einer Kostenverringerung der Teile beiträgt.
  • Zehnte Ausführungsform
  • 20 und 21 sind Schaltpläne, die eine Leistungsversorgungsschaltung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen. Diese Leistungsversorgungsschaltung 21 wird auf die Halbleitermodule der achten und der neunten Ausführungsform angewendet. Die Leistungsversorgungsschaltung 21 umfasst eine Primärseiten-Steuerschaltung 24 und Sekundärseiten-Steuerschaltungen 25 und 26 und ist in einem Vorwärtsschema konfiguriert. Selbst wenn Schaltungsströme in der Primärseiten-Steuerschaltung 24 und den Sekundärseiten-Steuerschaltungen 25 und 26 zunehmen, ist es folglich möglich, eine Ausgangsspannung mit relativ hoher Effizienz und hoher Genauigkeit zu erhalten. Ferner kann diese Schaltung für das Anlegen einer großen Leistung verwendet werden.
  • Elfte Ausführungsform
  • 22 und 23 sind Schaltpläne, die Leistungsversorgungsschaltungen gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen. Diese Leistungsversorgungsschaltung 21 wird auf die Halbleitermodule der achten und der neunten Ausführungsform angewendet. Die Leistungsversorgungsschaltung 21 ist in einem Rücklaufschema konfiguriert. Dies verringert die Anzahl von Komponenten der Sekundärseiten-Steuerschaltungen 25 und 26 im Vergleich zur zehnten Ausführungsform, wodurch der Schaltungsmaßstab verkleinert wird, was zu einer Kostenverringerung und Größenverringerung beiträgt.
  • Es ist zu beachten, dass in den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen die Steuerschaltung 17 der hohen Seite und die Steuerschaltung 18 der niedrigen Seite vorzugsweise unter Verwendung einer Einzel-Chip-IC (Halbbrücken-IC) konfiguriert sind. Dies macht es möglich, die Anzahl von Teilen zu verringern und dadurch zu einer Größenverringerung, Kostenverringerung und einer Verringerung eines Defektverhältnisses beizutragen. Da eine Variation zwischen der Steuerschaltung 17 der hohen Seite und der Steuerschaltung 18 der niedrigen Seite verringert ist, ist überdies eine Steuerung mit hoher Genauigkeit möglich.
  • Alle Steuerschaltungen sind vorzugsweise unter Verwendung einer Einzel-Chip-IC (Vollbrücken-IC) konfiguriert. Dies macht es möglich, die Anzahl von Komponenten zu verringern und dadurch zu einer Größenverringerung, Kostenverringerung und einer Verringerung eines Defektverhältnisses beizutragen. Überdies werden Variationen von Steuerschaltungen aller Phasen verringert und dadurch ist es möglich, eine Steuerung mit hoher Genauigkeit zu erreichen.
  • Die Steuerschaltung 17 der hohen Seite, die Steuerschaltung 18 der niedrigen Seite, die Leistungsversorgungskompensationsschaltung 19, die Bootstrap-Schaltung 20 und die Diode D4 sind vorzugsweise in einer Einzel-Chip-IC konfiguriert. Dies macht es möglich, die Anzahl von Komponenten zu verringern und dadurch zu einer Größenverringerung, einer Kostenverringerung und einer Verringerung eines Defektverhältnisses beizutragen.
  • Einige oder alle der Halbleiter des Schaltelements SW1 der hohen Seite und des Schaltelements SW2 der niedrigen Seite sind vorzugsweise SiC oder GaN. Im Vergleich zu den Elementen von Si allein ist es möglich, die Größe der Steuerschaltung durch eine Größenverringerung der Vorrichtung zu verringern, eine Operation bei hoher Temperatur/mit hoher Geschwindigkeit zu erreichen und eine Wärmeableitungsstruktur eines IPM und einer Vorrichtung unter Verwendung derselben zu vereinfachen.
  • Im Allgemeinen sind Dioden häufig mit Schaltelementen wie z. B. IGBT, Bipolartransistor, MOSFET in Sperrrichtung parallel geschaltet. Folglich sind das Schaltelement SW1 der hohen Seite und das Schaltelement SW2 der niedrigen Seite vorzugsweise aus einem RC-IGBT (IGBT mit einer parallelen Diodenfunktion in Sperrrichtung) konfiguriert, der aus einem Material wie z. B. Si, SiC oder GaN besteht. Im Vergleich zu einer allgemeinen Konfiguration, in der ein Schaltelement und eine Diode auf verschiedenen Chips ausgebildet sind, erleichtert dies die Anordnung eines IPM.
  • Überdies macht es die Verwendung der Halbleitermodule gemäß den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen für ein Leistungsumsetzungssystem möglich, eine Größenverringerung und eine Kostenverringerung durch eine Verringerung der Anzahl von isolierten Leistungsversorgungen zu erreichen.
  • Offensichtlich sind viele Modifikationen und Variationen der vorliegenden Erfindung angesichts der obigen Lehren möglich. Daher kann die Erfindung selbstverständlich innerhalb des Schutzbereichs der beigefügten Ansprüche anders als speziell beschrieben ausgeführt werden.
  • Die gesamte Offenbarung von JP 2013-221195-A , eingereicht am 24. Oktober 2013, einschließlich der Patentbeschreibung, der Ansprüche, der Zeichnungen und der Zusammenfassung, auf der die Unionspriorität der vorliegenden Anmeldung basiert, wird durch den Hinweis in ihrer Gesamtheit hier aufgenommen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 2011-234430- A [0005]
    • JP 2013-221195 A [0076]

Claims (16)

  1. Halbleitervorrichtung, die Folgendes umfasst: eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung (1) mit einem ersten und einem zweiten Widerstand (R1, R2), die zwischen einem Leistungsversorgungspotential und einem Referenzpotential in Reihe geschaltet sind, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R1, R2) ausgibt; eine Übergangsansprechdetektionsschaltung (2) mit einem dritten Widerstand (R3) mit einem ersten Ende, das mit dem Leistungsversorgungspotential verbunden ist, und einem Kondensator (C1, C3), der zwischen ein zweites Ende des dritten Widerstandes (R3) und das Referenzpotential geschaltet ist, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand (R3) und dem Kondensator (C1, C3) ausgibt; eine UND-Schaltung (3), die ein Ausgangssignal der Spannungsteilungswiderstandsschaltung (1) und ein Ausgangssignal der Übergangsansprechdetektionsschaltung (2) einer UND-Verknüpfung unterzieht; und eine Ausgabeschaltung (4), wobei das Umschalten der Ausgabeschaltung (4) durch ein Ausgangssignal der UND-Schaltung (3) gesteuert wird.
  2. Halbleitervorrichtung, die Folgendes umfasst: eine Spannungsteilungswiderstandsschaltung (1) mit einem ersten und einem zweiten Widerstand (R1, R2), die zwischen einem Leistungsversorgungspotential und einem Referenzpotential in Reihe geschaltet sind, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R1, R2) ausgibt; eine Übergangsansprechdetektionsschaltung (2) mit einem dritten Widerstand (R3) mit einem ersten Ende, das mit dem Leistungsversorgungspotential verbunden ist, und einem Kondensator (C1, C3), der zwischen ein zweites Ende des dritten Widerstandes (R3) und das Referenzpotential geschaltet ist, die ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand (R3) und dem Kondensator (C1, C3) ausgibt; einen ersten Inverter (8), der ein Ausgangssignal der Spannungsteilungswiderstandsschaltung (1) invertiert; einen zweiten Inverter (9), der ein Ausgangssignal der Übergangsansprechdetektionsschaltung (2) invertiert; eine Flip-Flop-Schaltung (10), die ein Ausgangssignal des ersten Inverters (8) an einem Rücksetzanschluss empfängt und ein Ausgangssignal des zweiten Inverters (9) an einem Setzanschluss empfängt; eine NICHT-ODER-Schaltung (11), die ein Ausgangssignal des ersten Inverters (8) und ein Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung (10) einer NICHT-ODER-Verknüpfung unterzieht; und eine Ausgabeschaltung (4), wobei das Umschalten der Ausgabeschaltung (4) durch ein Ausgangssignal der NICHT-ODER-Schaltung (11) gesteuert wird.
  3. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2, wobei die NICHT-ODER-Schaltung (11) das Ausgangssignal des ersten Inverters (8), das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung (10) und ein Ausgangssignal des zweiten Inverters (9) einer NICHT-ODER-Verknüpfung unterzieht.
  4. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2, die ferner Folgendes umfasst: eine Verzögerungsschaltung (12), die ein Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung (10) verzögert; und eine ODER-Schaltung (13), die ein Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung (12) und ein Ausgangssignal des ersten Inverters (8) einer ODER-Verknüpfung unterzieht und das resultierende Signal in den Rücksetzanschluss der Flip-Flop-Schaltung (10) eingibt.
  5. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Kondensator (C1, C3) aus einem MOS-Element mit hoher Stehspannung konfiguriert ist.
  6. Halbleitermodul, das Folgendes umfasst: ein Schaltelement (SW1) der hohen Seite und ein Schaltelement (SW2) der niedrigen Seite, die hierarchisch verbunden sind; eine Steuerschaltung (17) der hohen Seite, die das Schaltelement (SW1) der hohen Seite steuert; eine Steuerschaltung (18) der niedrigen Seite, die das Schaltelement (SW2) der niedrigen Seite steuert; und die Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei ein Potential an einem Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement (SW1) der hohen Seite und dem Schaltelement (SW2) der niedrigen Seite das Referenzpotential ist, und die Halbleitervorrichtung eine Ausgangsspannung der Ausgabeschaltung (4) zur Steuerschaltung (17) der hohen Seite liefert.
  7. Halbleitermodul nach Anspruch 6, die ferner eine Diode (D4) umfasst, die zwischen die Halbleitervorrichtung und die Steuerschaltung (17) der hohen Seite geschaltet ist.
  8. Halbleitermodul nach Anspruch 6 oder 7, das ferner eine Bootstrap-Schaltung (20) umfasst, die Leistung zur Steuerschaltung (17) der hohen Seite liefert.
  9. Halbleitermodul nach Anspruch 8, das ferner eine Leistungsversorgungsschaltung (21) umfasst, die eine Spannung, die durch eine Gleichrichtungsschaltung (23) von einer Wechselspannungsversorgung (22) in eine Gleichspannung umgesetzt wird, eingibt und eine erste und eine zweite isolierte Leistungsversorgung (H, L) bildet, wobei die erste isolierte Leistungsversorgung (H) einen Kondensator (C1, C3) der Bootstrap-Schaltung (20) auflädt, und die zweite isolierte Leistungsversorgung (L) das Leistungsversorgungspotential zur Halbleitervorrichtung liefert.
  10. Halbleitermodul nach Anspruch 9, wobei die Leistungsversorgungsschaltung (21) einen vierten Widerstand (R4, R5) aufweist, der eine P-N-Spannung herabsetzt und isoliert.
  11. Halbleitermodul nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Leistungsversorgungsschaltung (21) in einem Vorwärtsschema konfiguriert ist.
  12. Halbleitermodul nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Leistungsversorgungsschaltung (21) in einem Rücklaufschema konfiguriert ist.
  13. Halbleitermodul nach einem der Ansprüche 6 bis 12, wobei die Steuerschaltung (17) der hohen Seite und die Steuerschaltung (18) der niedrigen Seite unter Verwendung einer Einzel-Chip-IC konfiguriert sind.
  14. Halbleitermodul nach Anspruch 12, wobei die Steuerschaltung (17) der hohen Seite, die Steuerschaltung (18) der niedrigen Seite, die Halbleitervorrichtung, die Bootstrap-Schaltung (20) und die Diode (D4) unter Verwendung einer Einzel-Chip-IC konfiguriert sind.
  15. Halbleitermodul nach einem der Ansprüche 6 bis 14, wobei einige oder alle der Halbleiter des Schaltelements (SW1) der hohen Seite und des Schaltelements (SW2) der niedrigen Seite SiC oder GaN sind.
  16. Halbleitermodul nach einem der Ansprüche 6 bis 15, wobei das Schaltelement (SW1) der hohen Seite und das Schaltelement (SW2) der niedrigen Seite aus einem RC-IGBT mit einer parallelen Diodenfunktion in Sperrrichtung konfiguriert sind.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015119492B4 (de) 2014-11-13 2023-02-23 Analog Devices, Inc. Leistungsversorgungsschaltungen für Gate-Treiber und Leistungsversorgungsverfahren

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6370279B2 (ja) 2015-09-09 2018-08-08 三菱電機株式会社 ブートストラップ補償回路およびパワーモジュール
DE112017000286T5 (de) * 2016-08-09 2018-09-13 Fuji Electric Co., Ltd. Leistungsumrichtvorrichtung
WO2019145040A1 (en) * 2018-01-25 2019-08-01 Renesas Electronics Corporation Controlling a high-side switching element using a bootstrap capacitor
CN109768727B (zh) * 2019-03-19 2020-10-30 广东美的制冷设备有限公司 功率器件及电器
CN110620493A (zh) * 2019-10-25 2019-12-27 南京埃斯顿自动化股份有限公司 一种高位补能型自举电路及其控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011234430A (ja) 2010-04-23 2011-11-17 Mitsubishi Electric Corp 電力用半導体装置
JP2013221195A (ja) 2012-04-18 2013-10-28 Toyota Motor Corp 摺動部材とその製造方法

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3573614A (en) * 1968-04-26 1971-04-06 Us Army Transient voltage indicating, measuring, and counting circuit
JPS6013390B2 (ja) * 1978-09-04 1985-04-06 株式会社日立製作所 電力変換装置の制御装置
CA1282464C (en) * 1985-10-23 1991-04-02 Masanori Ienaka Phase-locked oscillator
JPS62286311A (ja) * 1986-06-05 1987-12-12 Hiriosu Kk パルス処理回路
JPH04177911A (ja) * 1990-11-09 1992-06-25 Nec Corp 波形補正回路
US5148051A (en) 1990-12-14 1992-09-15 Dallas Semiconductor Corporation Power up circuit
JPH08293769A (ja) * 1995-04-24 1996-11-05 Nec Corp 半導体集積回路
US5557579A (en) 1995-06-26 1996-09-17 Micron Technology, Inc. Power-up circuit responsive to supply voltage transients with signal delay
JPH09186570A (ja) * 1995-12-28 1997-07-15 Fujitsu Ltd 差動型電流スイッチ回路及びこれを用いたｄ／ａ変換回路並びに過渡応答低減方法
US6100814A (en) * 1996-05-07 2000-08-08 Lear Automotive Dearborn, Inc. Remote control wake up detector system
US6670109B2 (en) * 2001-08-29 2003-12-30 Micron Technology, Inc. Photolithographic methods of using a single reticle to form overlapping patterns
US6850401B2 (en) * 2002-05-28 2005-02-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. DC-DC converter
JP4113491B2 (ja) 2003-12-15 2008-07-09 三菱電機株式会社 半導体装置
US7081741B2 (en) * 2004-06-15 2006-07-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi-output power supply and electronic device using them
JP2006018774A (ja) * 2004-07-05 2006-01-19 Seiko Instruments Inc ボルテージレギュレータ
JP2006178539A (ja) * 2004-12-20 2006-07-06 Freescale Semiconductor Inc 過電流保護回路及び直流電源装置
JP4504222B2 (ja) * 2005-02-21 2010-07-14 矢崎総業株式会社 過電流検出装置
JP4701763B2 (ja) * 2005-03-15 2011-06-15 サンケン電気株式会社 直流変換装置
CN101079571B (zh) * 2006-05-23 2010-05-12 崇贸科技股份有限公司 用于功率转换器的预测电感器的放电时间的方法和装置
DE602006010884D1 (de) * 2006-10-30 2010-01-14 Infineon Technologies Austria Schaltungsanordnung und Verfahren zum Treiben einer spannungsseitigen Halbleiterschaltung
DE102007027505B3 (de) * 2007-06-11 2009-01-08 Minebea Co., Ltd. Ansteuerschaltkreis für einen High-Side-Halbleiterschalter zum Schalten einer Versorgungsspannung
US7705579B1 (en) * 2008-01-14 2010-04-27 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for faster unloading of transient response in a synchronous buck switching regulator
US8242762B2 (en) * 2008-05-12 2012-08-14 Cosmic Circuits Private Limited Transient recovery circuit for switching devices
JP4686579B2 (ja) * 2008-07-30 2011-05-25 株式会社日立製作所 電源装置
JP5283078B2 (ja) * 2009-01-13 2013-09-04 セイコーインスツル株式会社 検出回路及びセンサ装置
US8829872B1 (en) * 2009-07-15 2014-09-09 Infineon Technologies Austria Ag Systems and methods for dropping and/or adding phases in multiphase regulators
JP5573454B2 (ja) * 2009-11-26 2014-08-20 富士電機株式会社 力率改善型スイッチング電源装置
JP5359918B2 (ja) * 2010-02-16 2013-12-04 三菱電機株式会社 半導体装置
US20120063045A1 (en) * 2010-09-10 2012-03-15 Intersil Americas Inc. Detecting and selectively ignoring power supply transients
JP2011142815A (ja) * 2011-04-18 2011-07-21 Toshiba Corp コンバータの制御回路
JP6024188B2 (ja) * 2012-05-07 2016-11-09 富士電機株式会社 電源装置の制御回路
US9899913B2 (en) * 2014-01-10 2018-02-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Dual-mode switching D.C.-to-D.C. converter and method of controlling the same
JP6439409B2 (ja) * 2014-11-27 2018-12-19 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US9685863B2 (en) * 2014-12-31 2017-06-20 Texas Instruments Incorporated Fast mode transitions in a power converter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011234430A (ja) 2010-04-23 2011-11-17 Mitsubishi Electric Corp 電力用半導体装置
JP2013221195A (ja) 2012-04-18 2013-10-28 Toyota Motor Corp 摺動部材とその製造方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015119492B4 (de) 2014-11-13 2023-02-23 Analog Devices, Inc. Leistungsversorgungsschaltungen für Gate-Treiber und Leistungsversorgungsverfahren

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Publication number Publication date
US20170229952A1 (en) 2017-08-10
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US9800130B2 (en) 2017-10-24
JP2015082810A (ja) 2015-04-27

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