CN101079571B

CN101079571B - 用于功率转换器的预测电感器的放电时间的方法和装置

Info

Publication number: CN101079571B
Application number: CN200610081048A
Authority: CN
Inventors: 杨大勇
Original assignee: System General Corp Taiwan
Current assignee: Fairchild Taiwan Corp
Priority date: 2006-05-23
Filing date: 2006-05-23
Publication date: 2010-05-12
Anticipated expiration: 2026-05-23
Also published as: CN101079571A

Abstract

本发明提供一种预测电感器的放电时间的方法和装置。一切换电路产生一切换信号和一辅助信号。切换信号用于调节一切换调节器。辅助信号用于控制一同步整流器。一评估电路响应一输入信号和切换信号来产生一计时信号。输入信号与切换调节器的一输入电压成正比。计时信号用于断开同步整流器，以抑止轻负载和无负载情况下的一反向电流。

Description

用于功率转换器的预测电感器的放电时间的方法和装置

技术领域

本发明涉及一切换调节器，且尤其涉及用于切换调节器的一控制电路。

背景技术

切换调节器用于将一未调节的电源转换成一经调节的电压和/或电流源。图1展示具有同步整流作用的一传统切换调节器。一第一切换信号S1用于控制一第一开关10的工作周期用以调节电压和/或电流。如图2中展示，一电流IIN在开关10的接通时间(on time)期间对一输出电容器40充电。图3展示一第二切换信号S2，其响应第一开关10的断开(turn off)而接通(turn on)第二开关20，用于为一电感器30的一放电电流IF提供一低阻抗路径。在连续电流模式(continuous current mode，CCM)运作中，第一开关10在电感器30的能量完全放电前接通。在非连续电流模式(discontinuous current mode，DCM)运作中，电感器30中的能量在下一个切换周期开始前完全放电。图4展示在DCM运作期间经由第二开关20对输出电容器40放电的一反向电流IR。反向电流IR将导致能量损失及在轻负载和无负载情况下切换调节器效率的降低。图5A和5B分别展示多个CCM和DCM波形。

用于在同步整流电路中抑止反向电流的常规方法包括使用一电流感应电路，一旦检测到反向电流，就断开同步整流器。电流感应电路包括使用一晶体管(同步整流器)的接通电阻器(RDS-ON)或串联电阻器，用于检测反向电流。然而，这些方法将导致功率损失并增加系统的复杂性。此外，同步整流器在产生并检测到反向电流后才可断开。因此，一不需电流感应电路并可抑止反向电流的同步整流电路将为业界所渴求。

发明内容

本发明提供一可预测电感器放电时间以在反向电流发生前断开同步整流器的方法和装置。产生一切换信号用以调节一切换调节器。一辅助信号用于控制同步整流器的接通/断开。利用一评估电路根据(1)输入信号、(2)控制信号和(3)切换信号来产生一计时信号。计时信号用于断开同步整流器，以在轻负载和无负载情况下抑止同步整流器的反向电流。输入信号与切换调节器的输入电压成正比。计时信号响应输入信号的增加而增加。控制信号设定成与切换调节器的一输出电压成正比。此外，计时信号响应切换信号的减少而减少。

评估电路包含一输入电路和一计时电路。输入电路根据输入信号和控制信号来产生一充电信号和一放电信号。计时电路根据充电信号、放电信号和切换信号来产生一计时信号。充电信号和切换信号产生充电电压。此后，一旦切换信号停用，充电电压将与放电信号产生计时信号。

本发明一种预测电感器放电时间的控制电路，用于控制一切换调节器，所述切换调节器包含所述电感器和一同步整流器，所述控制电路的特征在于包含：

一切换电路，用于产生一切换信号和一辅助信号，其中所述切换信号用于调节所述切换调节器，且所述辅助信号用于控制所述同步整流器，其中所述切换电路包括：一触发器，具有两个输出端分别产生一高侧信号和一低侧信号；一振荡电路，用于产生周期性的一脉冲信号和一斜坡信号，其中所述脉冲信号用以启用所述触发器；以及一比较器，所述比较器的一输入端接收所述斜坡信号，所述比较器的另一输入端接收切换调节器输出端输出的反馈信号，所述比较器比较所述斜坡信号与所述反馈信号以产生一重置信号来重置所述触发器；其中所述高侧信号经由一缓冲器以产生所述切换信号，所述低侧信号经由一AND门和一输出缓冲器连接以产生所述辅助信号；和

一评估电路，用于因应一输入信号、一控制信号和所述切换信号来产生一计时信号，其中所述计时信号用于断开所述同步整流器，以抑止流向所述同步整流器的一反向电流，所述输入信号与所述切换调节器的一输入电压成正比，且所述控制信号与所述切换调节器的一输出电压成正比，并且所述输入信号与所述切换调节器输入电压的比值等于所述控制信号与切换调节器输出电压的比值；

其中，所述评估电路包含：一输入电路，用于因应所述输入信号和所述控制信号来产生一充电信号和一放电信号；和一计时电路，用于因应所述充电信号、所述放电信号和所述切换信号来产生所述计时信号，其中所述充电信号和所述切换信号产生一充电电压，且当所述切换信号停用时所述充电电压和所述放电信号产生所述计时信号；

其中，所述输入电路包含：一第一电压转电流转换器，用于因应所述输入信号来产生一输入电流信号；一第二电压转电流转换器，用于因应所述控制信号来产生一控制电流信号；和多个电流镜，用于因应所述输入电流信号和所述控制电流信号来产生所述充电信号和所述放电信号；

其中，所述计时电路包含：一电容器，用于产生所述充电电压；一充电开关，耦接到所述电容器，以使所述充电信号对所述电容器充电，其中所述充电开关的接通/断开由所述切换信号所控制；一放电开关，耦接到所述电容器，以使所述放电信号对所述电容器放电，其中所述放电开关的接通/断开由所述计时信号所控制；和一比较器，耦接到所述电容器，以产生所述计时信号，其中所述计时信号因应所述切换信号的停用而启用，且将所述充电电压与阈值相比较以停用所述计时信号。

本发明一种预测电感器放电时间的方法，用于控制一切换调节器，所述切换调节器包含所述电感器和一同步整流器，所述方法的特征在于包含：

产生一切换信号和一辅助信号，其中所述切换信号用于调节所述切换调节器，且所述辅助信号用于控制所述同步整流器；和

因应一输入信号和一控制信号来产生一充电信号和一放电信号，其中所述输入信号与所述切换调节器的一输入电压成正比；所述控制信号与所述切换调节器的一输出电压成正比，并且所述输入信号与切换调节器输入电压的比值等于所述控制信号与所述切换调节器输出电压的比值；和

因应所述充电信号、所述放电信号和所述切换信号来产生一计时信号，其中所述计时信号用于抑止流向所述同步整流器的一反向电流，所述充电信号和所述切换信号产生一充电电压，且一旦所述切换信号停用，所述充电电压和所述放电信号就产生所述计时信号。

本发明一种预测电感器的放电时间的电路，用于控制一切换调节器，所述切换调节器包含所述电感器和一同步整流器，所述电路的特征在于包含：

一评估电路，响应一输入信号、一控制信号和一切换信号来产生一计时信号，其中所述计时信号的启用时间代表所述电感器的一放电时间，且所述切换信号的一接通时间代表所述电感器的一充电时间，所述输入信号与所述切换调节器的一输入电压成正比，且所述控制信号与所述切换调节器的一输出电压成正比，并且所述输入信号与切换调节器输入电压的比值等于所述控制信号与所述切换调节器输出电压的比值；

其中，所述评估电路包含：一输入电路，用于根据所述输入信号和所述控制信号来产生一充电信号和一放电信号；和一计时电路，用于根据所述充电信号、所述放电信号和所述切换信号来产生所述计时信号，其中所述充电信号和所述切换信号产生一充电电压，且一旦所述切换信号停用，所述充电电压和所述放电信号即产生所述计时信号；

附图说明

附图包括在本文中以提供对本发明的进一步理解，且并入并构成本说明书的一部分。附图说明本发明的实施例，且连同描述用以解释本发明的原理。

图1展示具有同步整流作用的一传统切换调节器。

图2和图3展示传统切换调节器的两个操作阶段。

图4展示传统切换调节器在轻负载和无负载情况下的一反向电流。

图5A展示在连续电流模式下运作的切换调节器的多个波形。

图5B展示在非连续电流模式下运作的切换调节器的多个波形。

图6展示根据本发明的优选实施例的一切换调节器。

图7展示根据本发明的优选实施例的一控制电路。

图8展示根据本发明的实施例的产生用于调节切换调节器的输出的切换信号的一切换电路。

图9展示根据本发明的实施例的一输入电路。

图10展示根据本发明的实施例的一计时电路。

具体实施方式

图6展示根据本发明的优选实施例的一切换调节器.一控制电路100用于产生一第一切换信号S1和一第二切换信号S2以控制切换调节器.第二切换信号S2控制一第二开关20，以在当一电感器30(磁性装置)的一放电电流存在时为电感器30提供一较低的阻抗电流路径.第二开关20操作为一同步整流器.控制电路100的一输入端子VI连接到切换调节器的一输入端以接收一输入电压VIN.控制电路100的一编程端子(programterminal)VP具有接地的一电阻器70来编程一控制信号VS以用于预测电感器30的一放电时间，并产生第二切换信号S2.控制信号VS可以根据切换调节器的输出电压VO而编程.控制电路100具有耦接到切换调节器输出端的一反馈端子FB，用于产生第一切换信号S1.第一切换信号S1因此控制第一开关10的工作周期，用于调节电压和/或电流.当第一开关10接通时，一充电电流将流入电感器30中.因此，第一切换信号S1的一接通时间TON代表电感器30的一充电时间.充电电流与输入电压VIN、输出电压VO、电感器30的电感量L和第一切换信号S1的接通时间TON相关.一旦第一开关10断开，放电电流将从电感器30流出.输出电压VO、电感器30的电感量L与充电电流的量值决定电感器30的一放电时间TOFF.在连续电流模式(CCM)运作中，第一切换信号S1在放电电流放电到零之前启用.在非连续电流模式(DCM)运作中，电感器30的放电电流在下一个切换周期开始之前放电到零.CCM与DCM运作之间的边界条件(boundarycondition)由下式给出：

\frac{V_{IN} - V_{O}}{L} \times T_{ON} = \frac{V_{O}}{L} \times (T - T_{ON}) - - - (1)

其中T为第一切换信号S₁的切换周期。

电感器30的放电时间T_OFF可根据等式(1)得到，其中T_OFF＝(T-T_ON)。参看等式(2)和(3)。

V_IN×T_ON-V_O×T_ON＝V_O×T_OFF-------------------------(2)

T_{OFF} = \frac{V_{IN} - V_{O}}{V_{O}} \times T_{ON} - - - (3)

等式(3)展示可以根据(a)输入电压V_IN、(b)输出电压V_O和(c)第一切换信号S₁的接通时间T_ON预测电感器30的一放电时间T_OFF。

参看图6和图7，其展示根据本发明的优选实施例的控制电路100。一切换电路150产生一高侧信号S_H和一低侧信号S_L。高侧信号S_H更经由一缓冲器520以产生第一切换信号S₁。低侧信号S_L经由一AND门510和一输出缓冲器525连接以产生第二切换信号S₂。一输入电路200和一计时电路300形成一评估电路以根据一输入信号V_C、控制信号V_S和第一切换信号S₁来产生一计时信号S_TOFF。输入信号V_C与输入电压V_IN相关联。计时信号S_TOFF用来断开第二切换信号20，以防止在轻负载和无负载情况下流向第二开关20的一反向电流。

输入电路200根据输入信号V_C和控制信号V_S来产生一充电信号I_C和一放电信号I_D。接着，计时电路300根据充电信号I_C、放电信号I_D和第一切换信号S₁来产生计时信号S_TOFF。

图8展示根据本发明的实施例的切换电路150。其包括一振荡电路151用于产生周期性的一脉冲信号PLS和一斜坡信号RMP。脉冲信号PLS用以启用一触发器153。斜坡信号RMP连接到一比较器152以产生一重置(reset)信号来重置触发器153。比较器152的另一输入端连接到反馈端子FB以接收一反馈信号V_FB，用于与斜坡信号RMP相比较.触发器153的两个输出端分别产生高侧信号S_H和低侧信号S_L。

参看图6、图7，图9展示根据本发明的实施例的输入电路200。其包含一第一电压转电流转换器以根据输入信号V_C产生一输入电流信号I_A。输入信号V_C是经由电阻器201和202形成的分压器对输入电压V_IN分压产生的。一运算放大器210、一电阻器R_C和多个晶体管211、212和213形成第一电压转电流转换器。一第二电压转电流转换器根据控制信号V_S产生一控制电流信号I_B。一电流源205经由编程端子VP与电阻器70相连接，以产生控制信号V_S。一运算放大器230、一电阻器R_S和多个晶体管231、232和233形成第二电压转电流转换器。由多个晶体管251、252和253形成的电流镜根据输入电流信号I_A和控制电流信号I_B来产生充电信号I_C和放电信号I_D。因此，充电信号I_C由输入信号V_C、控制信号V_S和电阻器R_C、R_S决定。其可以表示为：

I_{C} = \frac{V_{C}}{R_{C}} - \frac{V_{S}}{R_{S}} - - - (4)

放电信号I_D由控制信号V_S和电阻器R_S确定。其可以表示为：

I_{D} = \frac{V_{S}}{R_{S}} - - - (5)

图10展示根据本发明的实施例的计时电路300。充电信号I_C和第一切换信号S₁产生一充电电压V_H。当第一切换信号S₁停用，充电电压V_H将与放电信号I_D产生计时信号S_TOFF。一充电开关310与一电容器C相耦接以使充电信号I_C对电容器C充电。充电开关310的接通/断开由第一切换信号S₁所控制。一放电开关320与电容器C相耦接以使放电信号I_D对电容器C放电。放电开关320的接通/断开由计时信号S_TOFF所控制。一比较器350连接到电容器C以经由一AND门352产生计时信号S_TOFF。比较器350的一输出端连接到AND门352的一输入端。AND门352的另一输入端经由反相器351连接到切换信号S₁。AND门352的一输出端产生一计时信号S_TOFF。因此，计时信号S_TOFF响应第一切换信号S₁的停用而启用。此外，将充电电压V_H与一阈值V_Z相比较，藉此停用计时信号S_TOFF。因此充电电压V_H可以由下式给出：

V_{H} = \frac{I_{C}}{C} \times T_{ON} = \frac{\frac{V_{C}}{R_{C}} - \frac{V_{S}}{R_{S}}}{C} \times T_{ON} - - - (6)

使用R作为电阻器R_C和R_S的电阻值，于是等式(6)可以重写为：

V_{H} = \frac{V_{C} - V_{S}}{R \times C} \times T_{ON} - - - (7)

电容器C的放电时间T_OFF由下式给出：

T_{OFF} = \frac{C \times V_{H}}{I_{D}} = \frac{C \times V_{H}}{\frac{V_{S}}{R}} - - - (8)

根据等式(7)和(8)，电容器C的放电时间T_OFF可以设计为电感器30的放电时间T_OFF。

T_{OFF} = \frac{V_{C} - V_{S}}{V_{S}} \times T_{ON} - - - (9)

假定输入信号V_C等于α×V_IN，V_S等于β×V_O，并且α等于β，

T_{OFF} = \frac{α \times V_{IN} - β \times V_{O}}{β \times V_{O}} \times T_{ON} = \frac{V_{IN} - V_{O}}{V_{O}} \times T_{ON} - - - (10)

其中α为由电阻器201、202的比值的一常数；β为由晶体管251、252的电流镜比的另一常数。

因此，计时信号S_TOFF响应输入信号V_C的增加而增加。此外，计时信号S_TOFF因应切换信号S₁的减少而减少。控制信号V_S为一可编程信号，并且其可以根据输出电压V_O来设定，用于预测电感器30的放电时间T_OFF。因此，第二开关20可以提前断开以抑止产生反向电流。

尽管本发明已参考其优选实施例而被特别展示和描述，但所属领域的一般技术人员应了解，可在不脱离由所附的权利要求书界定的本发明的精神和范畴的情况下，做出形式和细节上的各种改变。

Claims

1.一种预测电感器放电时间的控制电路，用于控制一切换调节器，所述切换调节器包含所述电感器和一同步整流器，所述控制电路的特征在于包含：

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号为一可编程信号。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，一旦所述计时信号停用，所述同步整流器即被断开。

4.一种预测电感器放电时间的方法，用于控制一切换调节器，所述切换调节器包含所述电感器和一同步整流器，所述方法的特征在于包含：

5.一种预测电感器的放电时间的电路，用于控制一切换调节器，所述切换调节器包含所述电感器和一同步整流器，所述电路的特征在于包含：

6.根据权利要求5所述的一种预测电感器的放电时间的电路，其特征在于，进一步包含：

一切换电路，用于产生所述切换信号和一辅助信号，其中所述切换信号用于调节所述切换调节器，且所述辅助信号用于控制所述同步整流器。