DE102017126871A1

DE102017126871A1 - Gleichrichtereinrichtung

Info

Publication number: DE102017126871A1
Application number: DE102017126871.5A
Authority: DE
Inventors: Albino Pidutti; Damiano Gadler; Herbert Gietler; Michael Lenz
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2016-12-14
Filing date: 2017-11-15
Publication date: 2018-06-14
Also published as: CN108233741A; US20180167000A1

Abstract

Hierin wird eine Gleichrichtereinrichtung beschrieben. Gemäß einem Beispiel enthält die Gleichrichtereinrichtung einen Transistor, der einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad parallel geschaltete Diode aufweist. Die Diode und der Laststrompfad sind zwischen ein Anodenterminal und ein Kathodenterminal geschaltet; eine Eingangswechselspannung ist operabel zwischen das Anodenterminal und das Kathodenterminal angelegt. Eine Steuerschaltung ist mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten. Darüber hinaus ist eine Klemmschaltung mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Transistor zumindest teilweise einzuschalten, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die Erfindung betrifft allgemein das Gebiet von Leistungsversorgungen, insbesondere von Gleichrichterschaltungen und -einrichtungen und zugehörige Verfahren und Einrichtungen.
HINTERGRUND
Im Stromnetz wird elektrische Elektrizität aus verschiedenen Gründen üblicherweise in Form von Wechselstrom (AC) an Kunden verteilt. Des Weiteren werden, zum Beispiel in Automobilen, Wechselstromgeneratoren verwendet, um Wechselstrom zu erzeugen. Bei vielen Anwendungen muss Wechselstrom in Gleichstrom (DC) gewandelt werden, um für elektronische Schaltungen oder andere Einrichtungen, die eine DC-Versorgung benötigen, eine DC-Versorgung bereitzustellen. Dieser Umwandlungsprozess wird als Gleichrichtung bezeichnet. Die zum Aufbau eines Gleichrichters verwendeten Standardkomponenten sind Siliziumdioden. Es existieren verschiedene Typen von Gleichrichtern. Ein herkömmlicher Typ besteht in einem Ein-Phasen-Vollwellen-Gleichrichter, der üblicherweise unter Verwendung von vier Dioden, die in Brückenkonfiguration (einer so genannten Graetz-Brücke) verschaltet sind, aufgebaut ist. Als Nebenbemerkung sollte erwähnt werden, dass die durch das elektrische Stromnetz bereitgestellte Wechselspannung (z. B. 120 oder 230 Volt), bevor sie gleichgerichtet wird, üblicherweise unter Verwendung von Transformatoren zu niedrigeren Spannungen transformiert wird. Im Automobilbereich erzeugen Wechselstromgeneratoren üblicherweise Mehrphasen-Ausgangsspannungen, und ein Drei-Phasen-Vollwellengleichrichter enthält zum Beispiel sechs Dioden. Des Weiteren können Gleichrichterdioden zum Beispiel auch in (DC/DC oder AC/DC) Schaltwandlern verwendet werden.
Siliziumdioden weisen Vorwärtsspannungen von näherungsweise 0,6 bis 0,7 Volt auf. Schottky- und Germaniumdioden weisen geringfügig niedrigere Vorwärtsspannungen von näherungsweise 0,3 Volt auf. Die Vorwärtsspannung eines pn-Übergangs (d. h. einer Diode) hängt für eine bestimmte Halbleiterherstellungstechnologie, die normalerweise auf Silizium basiert, vom Halbleitermaterial ab und kann deshalb praktisch als konstanter Parameter angesehen werden. Es versteht sich jedoch, dass die tatsächlichen Vorwärtsspannung temperaturabhängig ist. Das heißt, Siliziumdioden erzeugen immer eine Leistungsdissipation von näherungsweise 600 bis 700 Milliwatt pro Ampere Laststrom. Eine Diodenbrücke (Brückengleichrichter), die aus vier Dioden gebildet ist, erzeugt daher eine Leistungsdissipation von näherungsweise 1,2 bis 1,4 Watt pro Ampere (RMS) des Laststroms, da bei einer Diodenbrücke immer zwei Dioden in Vorwärtsrichtung vorgespannt sind. Besonders für vergleichsweise geringe Spannungen (z. B. 5 bis 15 Volt) kann die Leistungsdissipation in dem Gleichrichter einen signifikanten Anteil des Leistungsverbrauchs ausmachen.
Um die Leistungsdissipation bei Gleichrichtereinrichtungen zu verringern, kann eine als Aktivgleichrichtung bezeichnete Technik verwendet werden. Dabei werden Siliziumdioden durch Leistungstransistoren wie beispielsweise Leistungs-MOS-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) oder bipolare Leistungstransistoren (BJTs), die einen vergleichsweise geringen Ein-Widerstand aufweisen und deshalb im Vergleich zu einen Siliziumdioden einen signifikant geringeren Spannungsabfall erzeugen können, ersetzt. Allerdings ist üblicherweise eine relativ komplexe Steuerschaltung erforderlich, um die Transistoren synchron zu der Wechselspannung ein- und auszuschalten.
Bei Anwendungen, bei denen der Gleichrichter mit einem Wechselstromgenerator betrieben wird, sollte der Gleichrichter eine Klemmfunktionalität (z. B. wie eine Zenerdiode) aufweisen, um eine Überspannung zwischen den Batterieterminals zu verhindern, um die durch die Batterie versorgten Lasten zu schützen. Dies kann zum Beispiel der Fall sein, wenn die Automotive-Batterie von dem Wechselstromgenerator getrennt wird, während die Lasten an den Wechselstromgenerator angeschlossen bleiben.
ÜBERBLICK
Hierin wird eine Gleichrichtereinrichtung beschrieben. Gemäß einem Beispiel enthält die Gleichrichtereinrichtung einen Transistor, der einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad parallel geschaltete Diode aufweist. Die Diode und der Laststrompfad sind zwischen einem Anodenterminal und einem Kathodenterminal angeschlossen. Eine Eingangswechselspannung ist operabel zwischen dem Anodenterminal und dem Kathodenterminal angelegt. Eine Steuerschaltung ist mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten. Weiterhin ist eine Klemmschaltung mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Transistor zumindest teilweise einzuschalten, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht.
Gemäß einem weiteren Beispiel enthält die Gleichrichtereinrichtung eine Mehrzahl von Transistorzellen, die in einen Halbleiterkörper integriert sind, wobei eine erste Gruppe der Transistorzellen einem ersten Transistor zugeordnet ist und eine zweite Gruppe der Transistorzellen einem zweiten Transistor zugeordnet ist. Ein Anoden- und ein Kathodenterminal der Gleichrichtereinrichtung sind durch Laststromstrecken des ersten Transistors und des zweiten Transistors verbunden, und eine Diode ist in dem Halbleiterkörper zwischen dem Anoden- und dem Kathodenterminal angeordnet. Weiterhin ist eine Klemmschaltung in dem Halbleiter angeordnet und zwischen ein Gateterminal des ersten Transistors und das Kathodenterminal gekoppelt. Transistorzellen der ersten Gruppe sind in ersten Segmenten des Halbleiterkörpers angeordnet und die Transistorzellen der zweiten Gruppe sind in zweiten Segmenten des Halbleiterkörpers angeordnet.
Des Weiteren wird hierin ein Verfahren zum Betrieb einer Gleichrichtereinrichtung beschrieben. Gemäß einem Beispiel enthält die Gleichrichtereinrichtung einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor und eine Diode, die zwischen einem Anodenterminal und einem Kathodenterminal parallel gekoppelt sind, und das Verfahren beinhaltet: Detektieren, wann die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und Einschalten des ersten und zweiten Transistors auf die Detektion hin, dass die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und Ausschalten des ersten und zweiten Transistors, bevor die Diode erneut in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird. Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Überwachen einer Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal durch eine Klemmschaltung. Der erste Transistor wird eingeschaltet, wenn die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und die Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht, während der zweite Transistor aus bleibt.
Darüber hinaus wird hierin eine Gleichrichterbrücke beschrieben. Gemäß einem Beispiel enthält die Gleichrichterbrücke eine Mehrzahl von Gleichrichtereinrichtungen, wobei jede der Gleichrichtereinrichtungen ein Anodenterminal und ein Kathodenterminal aufweist. Weiterhin enthalten die Gleichrichtereinrichtungen einen Transistor, der einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad zwischen dem Anodenterminal und dem Kathodenterminal parallel geschaltete Diode aufweist, wobei eine Eingangswechselspannung operabel zwischen das Anodenterminal und das Kathodenterminal angelegt ist. Eine Steuerschaltung ist mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten, und eine Klemmschaltung ist mit dem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Transistor zumindest teilweise einzuschalten, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht.
Figurenliste
Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die Zeichnungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstäblich, stattdessen wurde der Schwerpunkt auf die Darstellung der Prinzipien der Erfindung gelegt. Darüber hinaus bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:

1 veranschaulicht ein erläuterndes Beispiel einer aus sechs Dioden gebildeten Drei-Phasen-Vollwellengleichrichterschaltung, die an einen Drei-Phasen-Wechselstromgenerator angeschlossen ist.
2 veranschaulicht einen Leistungs-MOSFET, der verwendet werden kann, um eine Diode in einer Gleichrichterschaltung zu ersetzen, wobei der Leistungs-MOSFET bei den hierin beschriebenen Ausgestaltungen, wenn er eingeschaltet ist, in Rückwärtsrichtung leitet.
3 ist eine Querschnittsansicht eines Halbleiterkörpers, das eine beispielhafte Implementierung des Leistungs-MOSFETs von 2 veranschaulicht.
4 ist ein Schaltbild, das den Leistungs-MOSFET von 2 veranschaulicht, und eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, den MOSFET aktiv einzuschalten, wenn die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, veranschaulicht.
5 ist ein Zeitverlaufsdiagramm, das die Spannung über der Bodydiode des MOSFETs von 4, wenn der MOSFET, während er mit einer Wechselspannung versorgt wird, an eine Last angeschlossen ist und nicht aktiv eingeschaltet wird.
6 ist ein Schaltbild, das eine Beispiel-Versorgungsschaltung, die in der Steuerschaltung enthalten sein kann, um eine interne Versorgungsspannung zu erzeugen, veranschaulicht.
7 ist ein Zeitverlaufsdiagramm, das ein Beispiel dafür, wie der MOSFET von 4, wenn er mit einer Wechselspannung versorgt wird, ein- und ausgeschaltet werden kann, veranschaulicht.
8 entspricht der Schaltung von 4 mit einer zusätzlichen Klemmschaltung und mit mehr Details der Steuerschaltung.
9 ist ein Zeitverlaufsdiagramm, das die Klemmfunktionalität der Gleichrichterschaltung von 8 veranschaulicht.
10 ist ein Diagramm, das die Temperaturabhängigkeit der Kennlinie einer Zenerdiode veranschaulicht.
11 ist ein Diagramm, das die Temperaturabhängigkeit der Kennlinie einer Gleichrichtereinrichtung, die einen MOSFET und eine Klemmschaltung mit einer Zenerdiode enthält, veranschaulicht.
12 ist ein Diagramm, das die Temperaturabhängigkeit der Kennlinie eines MOSFETs veranschaulicht.
13 veranschaulicht eine Modifikation der Gleichrichtereinrichtung von 8 mit verbesserter thermischer Stabilität, wobei der MOSFET in zwei Transistoren unterteilt ist.
14 veranschaulicht die Verteilung der Transistorzellen der zwei Transistoren von 12 über den Halbleiterkörper hinweg.
15 veranschaulicht die Zuordnung der Transistorzellen zu verschiedenen Segmenten des Chipbereichs.
16 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel eines Verfahrens zum Betrieb einer Gleichrichtereinrichtung zum Implementieren von Spannungsklemmen während der Aufrechterhaltung der thermischen Stabilität der Gleichrichtereinrichtung veranschaulicht.
17 veranschaulicht eine beispielhafte Dreiphasen-VollwellenGleichrichterschaltung, die aus sechs Gleichrichtereinrichtungen, die an einen Dreiphasen-Wechselstromgenerator angeschlossen sind, gebildet ist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Wie oben erwähnt existieren mehrere Typen von Gleichrichtern. 1 zeigt als illustratives Beispiel einen Dreiphasen-Vollwellen-Gleichrichter, der unter Verwendung von sechs Dioden D₁, D₂, D₃, D₄, D₅, D₆, die in einer Brückenkonfiguration (einer so genannten Dreiphasen-Gleichrichterbrücke) verschaltet sind, aufgebaut ist. 1 zeigt auch eine Dreiphasen-AC-Spannungsquelle G, die zum Beispiel das Stromnetz, die Sekundärseiten eines Dreiphasen-Transformators, einen AC-Generator wie beispielsweise einen in einem Automobil verwendeten Dreiphasen-Wechselstromgenerator oder eine beliebige andere herkömmliche AC-Spannungsquelle repräsentieren kann. Die Spannungsquelle G stellt drei Phasen, die an die Gleichrichterbrücke angeschlossen sind, bereit. Die AC-Spannungen zwischen den Phasen sind mit Vuv, Vuw bzw. Vvw bezeichnet. Ein Kondensator C₁ kann an den Ausgang der Gleichrichterbrücke angeschlossen sein, um die Welligkeit der DC-Ausgangsspannung V_DC zu verringern. Wie erwähnt, kann eine Automotive-Batterie mit der Gleichrichterbrücke gekoppelt sein, so dass die Batterie durch den Generator G geladen werden kann. Siliziumdioden weisen üblicherweise eine Vorwärtsspannung von näherungsweise 0,6 bis 0,7 Volt auf und können deshalb eine signifikante Leistungsdissipation hervorrufen. Um die Leistungsdissipation zu verringern, kann eine Siliziumdiode durch eine Gleichrichtereinrichtung, die einen steuerbaren Halbleiterschalter enthält, ersetzt werden. Bei dem in 2 dargestellten Beispiel enthält die Gleichrichtereinrichtung 10 einen Leistungs-MOS-Transistor Mp (MOSFET), der eine zu dem Laststrompfad (Drain-Source-Strompfad) des Leistungs-MOS-Transistors M_P parallel gekoppelte, intrinsische Diode D_R (Bodydiode) aufweist. Die Anode und Kathode der Gleichrichtereinrichtung 10 entsprechen Anode und Kathode der intrinsischen Diode und sind mit A bzw. K bezeichnet. Auch wenn bei den hierin beschriebenen Beispielen ein MOSFET verwendet wird, kann stattdessen ein IGBT mit einer integrierten Rückwärtsdiode verwendet werden. Allgemein kann die Gleichrichtereinrichtung 10 als Ersatz für eine normale Siliziumdiode verwendet werden.
Anders als bei bekannten Aktivgleichrichterschaltungen (auch als „Synchrongleichrichter“ bezeichnet), wird der Leistungs-MOS-Transistor Mp in einer in Rückwärtsrichtung leitenden Betriebsart betrieben. Im Wesentlichen wird eine Standard-Gleichrichterdiode (wie sie zum Beispiel bei der Gleichrichterbrücke von 1 verwendet wird), ersetzt durch die Bodydiode (siehe 2, Diode D_R) eines Leistungs-MOS-Transistors, die, wenn der Leistungs-MOS-Transistor eingeschaltet ist, durch den MOS-Kanal des Leistungs-MOS-Transistors überbrückt werden kann. Das heißt, der Leistungs-MOS-Transistor wird eingeschaltet (was den MOS-Kanal leitend macht), wenn die Bodydiode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und überbrückt somit den Strompfad durch die Bodydiode. Wenn die Diode D_R in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist, ist der MOSFET M_P immer aus. Bei dem in 2 gezeigten Beispiel weist die Gleichrichtereinrichtung 10 lediglich zwei Terminals, ein (an die Anode der Bodydiode D_R angeschlossenes) erstes Terminal A und ein K (an die Kathode der Bodydiode D_R angeschlossenes) zweites Terminal auf. Wie später erläutert wird, kann die Steuerschaltung, die zum Ein- und Ausschalten des MOSFETs Mp verwendet wird, in denselben Halbleiter-Die wie der MOSFET Mp integriert sein, und die interne Versorgung der integrierten Steuerschaltung kann intern aus der zwischen den zwei Terminals A und K angelegten AC-Spannung erzeugt werden.
3 zeigt eine beispielhafte Implementierung des Leistungs-MOS-Transistors Mp von 2 in einem Siliziumsubstrat. Bei dem vorliegenden Beispiel ist der MOSFET unter Verwendung einer vertikalen Transistorstruktur, die aus einer Mehrzahl von Transistorzellen gebildet ist, implementiert. Der Ausdruck „vertikal“ wird im Kontext von Leistungstransistoren allgemein verwendet und bezieht sich auf die Richtung des Laststrompfads (MOS-Kanal), der sich in Bezug auf eine durch die untere Ebene des Halbleitersubstrats definierte horizontale Ebene vertikal erstreckt. Der Ausdruck „vertikal“ kann deshalb dazu verwendet werden, vertikale Transistoren von planaren Transistoren, bei denen sich der Laststrompfad (MOS-Kanal) parallel zu der horizontalen Ebene erstreckt, zu unterscheiden. Bei dem vorliegenden Beispiel ist der vertikale MOS-Transistor als so genannter Grabentransistor, dessen Gateelektroden in in dem Siliziumkörper ausgebildeten Gräben angeordnet sind, implementiert. Allerdings können andere Arten von vertikalen Leistungstransistoren oder andere Arten von Transistoren verwendet werden.
Bei dem Beispiel von 3 wird ein Halbleiterkörper 100 im Wesentlichen durch ein Halbleitersubstrat 101 (Wafer), auf dem eine (z. B. monokristalline) Halbleiterschicht 101' unter Verwendung von epitaktischem Wachstum abgeschieden ist, gebildet. Das Halbleitersubstrat 101 und die Halbleiterschicht 101' können mit Dotierstoffen von einem ersten Dotierungstyps, z. B. Dotierstoffen vom Typ n, dotiert sein, wobei die Konzentration von Dotierstoffen in der Halbleiterschicht 101' (deshalb mit n^- bezeichnet) verglichen mit dem hochdotierten Substrat 101 (mit n⁺ bezeichnet) wesentlich geringer sein kann. Gräben 110 sind in der Halbleiterschicht durch einen anisotropen Ätzprozess gebildet. Die Gräben 110 erstrecken sich - von der Oberfläche des Halbleiterkörpers 100 - vertikal in den Halbleiterkörper 100, und sie sind mit leitendem Material (z. B. hochdotiertem polykristallinem Silizium) gefüllt, um innerhalb der Gräben 110 Gateelektroden 112 zu bilden. Die Gateelektroden 112 sind von dem umgebenden Halbleiterkörper 100 durch eine Oxidschicht 111, die an den inneren Oberflächen der Gräben 110, bevor sie mit dem erwähnten leitenden Material gefüllt werden, isoliert.
Ein oberer Teil der Halbleiterschicht 101' ist mit Dotierstoffen eines zweiten Dotierungstyps, z. B. Dotierstoffen vom Typ p, z. B. unter Verwendung eines ersten Dotierungsprozesses (z. B. eines Diffusionsprozesses von Dotierstoffen oder durch Ionenimplantation) dotiert. Das resultierende p-dotierte Gebiet wird üblicherweise als Bodygebiet 103 bezeichnet, während der verbleibende, n-dotierte Teil der Halbleiterschicht 101' (der direkt an das Substrat 101 angrenzt, das so genannte Driftgebiet 102 des MOS-Transistors bildet. Da sich die Gräben 110 nach unten zu dem Driftgebiet 102 erstrecken, ist das Bodygebiet 103 in eine Mehrzahl von Bodygebieten, die zu einer entsprechenden Mehrzahl von Transistorzellen gehören, segmentiert.
Ein zweiter Dotierungsprozess (z. B. ein Diffusionsprozess von Dotierstoffen oder eine Ionenimplantation) wird verwendet, um Sourcegebiete 105 zu erzeugen. Deshalb wird der MOS-Transistor Mp auf als DMOS-(doppelt-diffundierter Metalloxid-Halbleiter)-Transistor bezeichnet. Die Sourcegebiete sind mit Dotierstoffen vom selben Typ wie das Substrat 101 (z. B. Dotierstoffen vom Typ n) dotiert. Die Konzentration der Dotierstoffe kann vergleichsweise hoch (deshalb mit n⁺ bezeichnet) sein, aber sie ist nicht notwendigerweise gleich der Konzentration der Dotierstoffe in dem Substrat 101. Die Sourcegebiete 105 erstrecken sich, beginnend von der Oberfläche des Halbleiterkörpers und angrenzend an die Gräben 112, vertikal in den Halbleiterkörper. Bodykontaktgebiete 104, die mit Dotierstoffen vom selben Typ wie die Bodygebiete 103 dotiert sind, können zwischen benachbarten Gräben 110 erzeugt werden, um einen elektrischen Kontakt der Bodygebiet 103 an der Oberfläche des Halbleiterkörpers 100 zu ermöglichen. Die Sourcegebiete 105 und die Bodykontaktgebiete 104 sind elektrisch an der Oberfläche des Halbleiterkörpers 100 durch die leitende Schicht 115 (z. B. eine Metallschicht), die die Sourceelektrode S des Leistungs-MOS-Transistors (DMOS-Transistor) bildet, elektrisch kontaktiert. Dadurch werden die einzelnen Transistorzellen elektrisch parallel geschaltet. Die Gateelektroden 112 in den Gräben 110 müssen gegenüber der leitenden Schicht 115 isoliert sein, und sie sind, z. B. am Ende der Gräben 110 (in 3 nicht zu sehen), miteinander verbunden. Die Drainelektrode D wird durch eine weitere leitende Schicht 116 an der unteren Oberfläche des Halbleiterkörpers 100 gebildet.
Die Bodydiode D_R (siehe auch 2) des MOSFETs ist in der Querschnittsansicht von 3 ebenfalls gezeigt. Sie wird durch die pn-Übergänge an dem Übergang zwischen den Bodygebieten 103 (in jeder Transistorzelle) und dem Driftgebiet 102 gebildet. Die Sourceelektrode S (die elektrisch an die Source- und Bodykontaktgebiete angeschlossen ist) stellt deshalb auch die Anode der Diode D_R dar, und die Drainelektrode D stellt auch die Kathode der Diode D_R dar. Ein Transistor, der gemäß dem Beispiel von 3 ausgelegt ist, oder ähnliche Transistorauslegungen als solche sind bekannt (manchmal auch als DMOS-Transistor bezeichnet) und werden deshalb nicht ausführlicher erläutert.
Was an dieser Stelle erwähnt werden sollte ist, dass der MOS-Transistor Mp nicht die einzige in das Substrat integrierte Komponente ist. Sämtliche andere Schaltungstechnik, die zum Steuern der Schaltoperation des MOS-Transistors Mp erforderlich ist, kann ebenfalls in denselben Halbleiterkörper 100 integriert sein. Die hierin beschriebenen Ausgestaltungen können als Zwei-Terminal-Gleichrichtereinrichtungen (Terminals A und K), die nur zwei externe Pins aufweisen und sich im Wesentlichen wie Dioden verhalten, ausgelegt sein. Anders als eine normale Diode können die hierin beschriebenen Gleichrichtereinrichtungen so ausgelegt sein, dass sie eine sehr geringe Vorwärtsspannung aufweisen, da der niederresistive MOS-Kanal den Strompfad durch die Bodydiode D_R überbrückt, während die Bodydiode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist. Im Folgenden wird das Potential an dem ersten Terminal A (Anode, entspricht der Sourceelektrode des Leistungs-MOS-Transistors M_P) als Referenzspannung V_REF bezeichnet, während die Spannung an dem zweiten Terminal K (Kathode, entspricht der Drainelektrode des Leistungs-MOS-Transistors M_P) als Substratspannung V_SUBST (Spannung, die in dem Substrat 101 vorliegt, siehe 3) bezeichnet wird.
4 veranschaulicht die Gleichrichtereinrichtung 10 von 2 ausführlicher. Dementsprechend enthält die Gleichrichtereinrichtung den MOSFET (DMOS-Transistor) Mp, der die intrinsische Rückwärtsdiode D_R (siehe 2) sowie eine an ein Gateterminal des MOS-Transistors Mp angeschlossene Steuerschaltung 11 enthält. Wie oben erläutert sind der MOS-Transistor Mp und seine intrinsische Bodydiode D_R - und auch die Steuerschaltung 11 - zwischen die ersten und zweiten Terminals A bzw. K angeschlossen. Das elektrische Potential V_REF an dem ersten Terminal (Anode) kann als null Volt (0 V) definiert werden und es kann daher als Referenz- oder Massepotential (Masse GND) für die gesamte in den Halbleiterkörper 100 integrierte Schaltung betrachtet werden. Im Hinblick auf das Referenzpotential V_REF kann die Substratspannung V_SUBST von negativen Werten von näherungsweise -0,7 Volt Minimum (d. h. der negativen Vorwärtsspannung der Bodydiode D_R) bis zu einem positiven Spitzenwert V_{AC_MAX} einer Eingangs-Wechselspannung, die zwischen den zwei Terminals A und K angelegt wird, oszillieren. Bei dem Beispiel von 4 wird die Gleichrichtereinrichtung 10 durch eine AC-Quelle Q_AC über einen Widerstand Rv versorgt. Allerdings ist das Versorgen der Gleichrichtereinrichtung 10, wie sie in 4 dargestellt ist, lediglich als hypothetisches Beispiel, das verwendet wird, um die Funktion der Gleichrichtereinrichtung 10 zu erläutern, zu betrachten.
5 ist ein Zeitverlaufsdiagramm, das die Kurvenverläufe der Substratspannung V_SUBST in Bezug auf das Referenzpotential V_REF für den hypothetischen Fall, in dem der in der Gleichrichtereinrichtung 10 enthaltene MOSFET Mp niemals eingeschaltet wird und deshalb der Laststrom i_L die Gleichrichtereinrichtung 10 nur über die Bodydiode D_R fließen kann, veranschaulicht.
Bei diesem Beispiel wird weiterhin angenommen, dass eine Eingangswechselspannung V_AC an eine Reihenschaltung der Gleichrichtereinrichtung 10 und einer Last (siehe 4, Widerstand Rv) angelegt ist. Das Referenzpotential V_REF kann ohne Beschränkung der Allgemeinheit als 0 V definiert werden. Während die Bodydiode D_R in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist (V_SUBST > 0 V), folgt die Substratspannung V_SUBST der Eingangswechselspannung V_AC, und der Laststrom ist näherungsweise Null (die Bodydiode D_R sperrt). Während die Bodydiode D_R in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist (V_SUBST < 0 V), folgt die Substratspannung V_SUBST der Eingangswechselspannung V_AC, solange die Eingangswechselspannung V_AC höher als die negative Vorwärtsspannung -V_D der Bodydiode D_R ist (z. B. V_AC > -0,6 V). Wenn allerdings der momentane Pegel der Eingangswechselspannung V_AC geringer (d.h. negativer) als die negative Vorwärtsspannung -V_D der Bodydiode D_R wird (z. B. V_AC < -0,6 V), dann wird die Substratspannung V_SUBST näherungsweise auf die negative Vorwärtsspannung -V_D der Bodydiode D_R begrenzt (z. B. V_SUBST ≈ -0,6 V), die Diode D_R leitet, und die Differenz zwischen der (negativen) Substratspannung und der Eingangswechselspannung V_AC ist der Spannungsabfall über der Last (z. B. dem Widerstand Rv bei dem Beispiel von 4). Der Laststrom IL, der tatsächlich durch die Gleichrichtereinrichtung 10 fließt (während V_AC < -V_D ist), hängt von der Last ab.
Wie oben erwähnt kann ein Spannungsabfall über der Gleichrichtereinrichtung 10 von näherungsweise 600 bis 700 mV (bei Raumtemperatur) eine signifikante Leistungsdissipation bewirken. Um die Substratspannung V_SUBST, während die Bodydiode D_R in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, zu verringern, kann der MOS-Transistor Mp eingeschaltet werden, um den MOS-Kanal des MOS-Transistors Mp leitend zu machen. In diesem Fall wird die Bodydiode D_R durch den durch den MOS-Kanal bereitgestellten niederohmigen Strompfad überbrückt. Allerdings sollte der MOS-Transistor in der Zeitperiode, in der die Bodydiode D_R in Rückwärtsrichtung vorgespannt (d. h. sperrend) ist, ausgeschaltet blieben. Die Logikschaltung, die den Schaltbetrieb des MOS-Transistors Mp steuert, ist in der Steuerschaltung 11 (siehe die 4 und 8) enthalten.
Wie in 4 gezeigt ist, ist die Steuerschaltung 11 zwischen die zwei Terminals A und K, an die die Eingangswechselspannung angelegt wird (siehe 5) gekoppelt. Allerdings benötigen einige Schaltungskomponenten in der Steuerschaltung 11 eine DC-Versorgungsspannung, um angemessen zu arbeiten. Deshalb kann die Steuerschaltung 11 zumindest eine Versorgungsschaltung, die eine interne Versorgungsspannung Vs zur Versorgung verschiedener anderer Schaltungskomponenten der Steuerschaltung 11 bereitstellt, enthalten. Bevor Beispielimplementierungen der Steuerschaltung 11 und ihrer Funktion ausführlicher erläutert werden, wird eine beispielhafte Implementierung der internen Versorgungsschaltung unter Bezugnahme auf 6 erläutert.
Die in 6 dargestellte Beispiel-Versorgungsschaltung 12 ist zwischen das erste Terminal A (Referenzpotential V_REF) und das zweite Terminal K (Substratspannung V_SUBST), die an die Source bzw. das Drain des Leistungs-MOS-Transistors M_P angeschlossen sind, gekoppelt. Bei diesem Beispiel ist eine Reihenschaltung, die aus einer Diode Ds und einer Zenerdiode Dz gebildet ist, elektrisch zwischen dem Substrat (das auf einer Substratspannung V_SUBST liegt) und der Sourceelektrode des MOS-Transistors Mp (die auf dem Referenzpotential V_REF liegt) angeschlossen. Ein Pufferkondensator Cs ist, wie in 6 gezeigt, parallel zu der Zenerdiode Dz geschaltet. Der Kondensator Cs wird über die Diode Ds geladen, wenn der Pegel der Substratspannung V_SUBST höher als die Summe der Spannung V_IN über dem Kondensator Cs und der Vorwärtsspannung der Diode Ds ist. Die Zenerdiode Dz begrenzt die Kondensatorspannung V_IN über dem Kondensator Cs auf einen Maximalwert, der durch die Zenerspannung der Zenerdiode Dz bestimmt wird. Weiterhin verhindert die Diode Ds das Entladen des Kondensators Cs über das Substrat, wenn die Substratspannung V_SUBST auf Werte, die geringer als die Kondensatorspannung V_IN sind, fällt. Die Kondensatorspannung V_IN kann einer Spannungsreglereinrichtung REG als Eingangsspannung zugeführt werden, und die Eingangsspannung V_IN wird, während die Substratspannung V_SUBST gering ist durch den Kondensator Cs gepuffert. Die geregelte Ausgangsspannung des Spannungsreglers REG wird als Vs bezeichnet. Die geregelte Ausgangsspannung Vs kann als interne Versorgungsspannung, die verwendet wird, um eine beliebige Schaltungstechnik (wie beispielsweise Logikschaltungen), die in die Gleichrichtereinrichtung 10 integriert sind, zu versorgen, betrachtet werden.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Schaltung von 6 als veranschaulichendes Beispiel anzusehen ist und dass sie ebenso auf verschiedene alternative Arten implementiert werden kann. Zum Beispiel kann die Zenerdiode Dz durch eine beliebige Spannungsbegrenzungsschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Kondensatorspannung auf ein gewünschtes Maximum zu begrenzen, ersetzt werden. Weiterhin kann die Diode Ds durch einen Transistor, der dazu in der Lage sein kann, den durch ihn fließenden Strom zu begrenzen, ersetzt werden. Abhängig von der Anwendung kann die Zenerdiode weggelassen werden. Der Kondensator Cs kann durch eine beliebige Schaltung (z. B. eine Reihen- oder Parallelschaltung aus mehreren Kondensatoren), die eine ausreichende Kapazität bereitstellt, so dass sie in der Lage ist, die Eingangsspannung V_IN zu puffern, während die Substratspannung V_SUBST zu gering ist, um den Kondensator Cs zu laden, ersetzt werden. Bei einigen Implementierungen kann der Spannungsregler REG durch eine andere Schaltungstechnik, die eine ähnliche Funktion bereitstellt, ersetzt werden. Falls die Kapazität des Kondensators Cs hoch genug ist, um eine akzeptabel geringe Welligkeit sicherzustellen, kann der Regler REG ebenfalls weggelassen werden.
7 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die die Funktion einer Beispielausgestaltung der gemäß dem Grundbeispiel von 4 implementierten Gleichrichtereinrichtung 10 veranschaulichen. Insbesondere wird die Funktion der zum Einschalten und Ausschalten des MOS-Transistors Mp verwendeten Steuerlogik durch die Zeitverlaufsdiagramme von 7 dargestellt. Das Diagramm von 7A ist im Wesentlichen dasselbe wie das Diagramm von 5 mit der Ausnahme, dass der Leistungs-MOS-Transistor Mp bei dem vorliegenden Beispiel, wenn die intrinsische Bodydiode D_R in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, eingeschaltet ist, um die Bodydiode D_R über den aktivierten MOS-Kanal zu überbrücken. Das Überbrücken der Bodydiode D_R führt zu einem Spannungsabfall über der Gleichrichtereinrichtung 10, der wesentlich geringer als die Vorwärtsspannung einer normalen Diode ist.
Das erste Diagramm von 7B zeigt ein vergrößertes Segment des in 7A gezeigten Kurvenverlaufs. 7A zeigt einen vollständigen Zyklus der Substratspannung V_SUBST, während das erste Diagramm von 7B nur näherungsweise die zweite Hälfte des Zyklus, während der die Substratspannung V_SUBST negativ ist, zeigt. Das zweite Diagramm von 7B veranschaulicht einen vereinfachten Kurvenverlauf der an den MOS-Transistor Mp angelegten Gatespannung, um diesen ein- und auszuschalten. Wie bei den 7A und 7B zu sehen ist, wird der MOS-Transistor Mp eingeschaltet, wenn die Steuerschaltung 11 detektiert, dass die Substratspannung V_SUBST negativ ist (d. h. die Diode D_R ist in Vorwärtsrichtung vorgespannt). Diese Detektion kann basierend auf verschiedenen Kriterien vorgenommen werden. Bei dem vorliegenden Beispiel werden negative Schwellenwertspannungen V_ON und V_OFF verwendet, um die Zeitpunkte zum Ein- und Ausschalten des MOS-Transistors Mp (d. h. den Beginn und das Ende der Ein-Zeitperiode T_ON des MOS-Transistors Mp) zu bestimmen. Dementsprechend wird der MOS-Transistor M_P eingeschaltet, wenn die Substratspannung V_SUBST den ersten Schwellenwert V_ON erreicht, oder unter diesen abfällt, und der MOS-Transistor Mp wird ausgeschaltet, wenn die Substratspannung V_SUBST den zweiten Schwellenwert V_OFF erneut erreicht oder überschreitet.
Bei dem vorliegenden Beispiel ist V_SUBST = V_ON zur Zeit t₁ erfüllt, und die Gatespannung V_G (siehe das zweite Diagramm von 7B) wird auf einen High-Pegel gesetzt, um den MOS-Transistor Mp einzuschalten. Wenn die Substratspannung V_SUBST am Ende eines Zyklus' den zweiten Schwellenwert V_OFF erreicht oder überschreitet, wird der MOS-Transistor Mp wieder ausgeschaltet. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Bedingung V_SUBST = V_OFF zur Zeit t₂ erfüllt, und die Gatespannung V_G (siehe das untere Diagramm von 7B) wird auf einen niedrigen Pegel gesetzt, um den MOS-Transistor Mp auszuschalten. Wenn der MOS-Transistor Mp zur Zeit t₂ ausgeschaltet wird, kann die Substratspannung V_SUBST abrupt auf -V_D abfallen, bevor sie zu Beginn des nächsten Zyklus' wieder anzusteigen beginnt. Es versteht sich, dass die in den 7A und 7B gezeigten Kurvenverläufe lediglich ein illustratives Beispiel darstellen und nicht maßstäblich sind.
Während der MOS-Transistor Mp eingeschaltet ist (d. h. während der Ein-Zeitperiode T_ON), ist die Substratspannung V_SUBST gleich R_ON·i_L, wobei R_ON der Ein-Widerstand des aktivierten MOS-Kanals ist. Bei dem vorliegenden Beispiel werden nur zwei Schwellenwerte verwendet, um den MOS-Transistor Mp ein- bzw. auszuschalten. Allerdings können zum Einschalten und/oder zum Ausschalten zwei oder mehr Schwellenwerte verwendet werden. In diesem Fall kann der Leistungs-MOSFET durch aufeinanderfolgendes Ein-/Ausschalten von zwei oder mehr Gruppen von Transistorzellen des Leistungs-MOSFETs graduell ein- oder ausgeschaltet (oder beides) werden. Ein detailliertes Beispiel einer Gleichrichtereinrichtung, bei der der Leistungs-MOS-Transistor in zwei Transistoren M_P1 und M_P2 „aufgeteilt“ ist, wird später bezugnehmend auf 13 erläutert.
Zurück verweisend auf 7A sind sowohl der erste Schwellenwert V_ON als auch der zweite Schwellenwert V_OFF negativ (man beachte, dass die Referenzspannung V_REF als null definiert ist), aber höher als die negative Vorwärtsspannung -V_D der Bodydiode D_R des MOS-Transistors Mp. Des Weiteren ist der zweite Schwellenwert V_OFF höher (weniger negativ) als der erste Schwellenwert V_ON. Das heißt, die Bedingung -V_D < V_ON < V_OFF < 0 V ist bei dem vorliegenden Beispiel erfüllt, z. B. ist V_ON = -250 mV und V_OFF = -50 mV, während -V_D ≈ -700 mV ist.
Wie in 7B zu sehen ist, sollte der MOS-Transistor in jedem Zyklus (siehe 7A, Periode T_CYCLE) der Substratspannung V_SUBST nur einschalten, wenn die Bedingung V_SUBST = V_ON erstmals zutrifft. Wenn die Bedingung in demselben Zyklus erneut zutrifft, sollte ein zweites Einschalten des MOS-Transistors Mp verhindert werden (z. B. zum Zeitpunkt t₂, siehe das erste Diagramm von 7A). Ähnlich sollte der MOS-Transistor Mp ausgeschaltet werden, wenn die Bedingung V_SUBST = V_OFF am Ende eines Zyklus' erfüllt ist. Wenn diese Bedingung während eines Zyklus' (z. B. kurz nach der Zeit t₁, wenn R_ON·i_L(t₁) > V_OFF früher erfüllt ist, sollte ein frühes Ausschalten des MOS-Transistors verhindert werden. Um ein unerwünscht frühes Ausschalten des MOS-Transistors zu vermeiden, kann die Steuerschaltung einen Timer enthalten, der ein Ausschalten für eine konkrete Zeitspanne (z. B. während der ersten Hälfte der Ein-Zeit T_ON) verhindert. Es wird darauf hingewiesen, dass die Steuerlogik, die die in 7 darstellten Verhaltensweisen zeigt, auf zahlreiche verschiedene Weisen implementiert werden kann. Die tatsächliche Implementierung kann von Anwendung sowie von der zur Herstellung der Gleichrichtereinrichtung 10 verwendeten Halbleitertechnologie abhängen. Es versteht sich, dass ein Fachmann in der Lage ist, die oben unter Bezugnahme auf 7 erörterte Funktionalität zu implementieren.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Implementierung einer Steuerlogik für die Steuerschaltung (siehe 4), die dazu ausgelegt ist, den MOS-Transistor Mp, wie in den Timingdiagrammen von 7 veranschaulicht, ein- und auszuschalten, veranschaulicht. Verschiedene in der Schaltung von 8 verwendete Schaltungskomponenten können durch eine Versorgungsschaltung 12, wie sie zum Beispiel in den 6A und 6B gezeigt ist, versorgt werden (interne Versorgungsspannung Vs). Bei dem vorliegenden Beispiel enthält die Steuerlogik 14 einen Komparator, der die Substratspannung V_SUBST an einem ersten Eingang (z. B. einem invertierenden Eingang) und eine Schwellenwertspannung V_R an einem zweiten Eingang (z. B. einem nicht-invertierenden Eingang) empfängt. Die Substratspannung V_SUBST und die Schwellenwertspannung V_R werden durch den Komparator, der ein binäres Komparatorausgangssignal (logisches High-/Low-Signal) erzeugt, verglichen. Bei dem vorliegenden Beispiel erzeugt die Steuerlogik an ihrem Ausgang ON einen High-Pegel, wenn die Substratspannung V_SUBST unter der Schwellenwertspannung V_R liegt.
Bei Anwendungen, bei denen eine Gleichrichterbrücke mit einem Wechselstromgenerator verbunden ist, kann eine Spannungsbegrenzung (Spannungsklemme) vorgesehen sein, um die Gleichrichtereinrichtungen in der Gleichrichterbrücke gegenüber einer Überspannung zu schützen. Eine Überspannung kann insbesondere auftreten, wenn die elektrische Last während des Betriebs des Wechselstromgenerators von dem Wechselstromgenerator getrennt wird. Bei einem Automobil kann diese Situation zum Beispiel auftreten, wenn die Batterie von dem Wechselstromgenerator getrennt wird, während der Wechselstromgenerator läuft. Die durch den Wechselstromgenerator erzeugte Energie sollte dann auf kontrollierte Weise dissipiert werden.
8 veranschaulicht eine beispielhafte Implementierung der Gleichrichtereinrichtung 10 mit einer Steuerlogik 11 und einer Klemmschaltung 16, die im Wesentlichen aus einer Zenerdiode Dzc gebildet wird. Es versteht sich, dass komplexere Klemmschaltungen verwendet werden können. Bei dem vorliegenden Beispiel ist der MOS-Transistor M_P derselbe wie bei dem vorangehenden Beispiel von 4. Die Steuerschaltung 11 enthält eine Logikschaltung 14, die die oben unter Bezugnahme auf 7 erläuterte Funktion implementiert, und einen Gatetreiber 13, der basierend auf dem durch die Logikschaltung bereitgestellten Logiksignal ON ein Gatesignal V_G erzeugt. Die interne Versorgungsspannung Vs kann durch eine Versorgungsschaltung, wie sie zum Beispiel in 6 gezeigt ist, bereitgestellt werden. Die Versorgungsspannung V_H für den Gatetreiber 13 kann zum Beispiel durch einen Kondensator (nicht gezeigt) gepuffert werden. Die Klemmschaltung 16 kann mit der Gateelektrode des Leistungs-MOS-Transistors Mp gekoppelt sein. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Zenerdiode Dzc zwischen der Gateelektrode des Leistungs-MOS-Transistors Mp und dem Substrat (z. B. dem Terminal K der Gleichrichtereinrichtung) angeschlossen.
Die Wirkung der Klemmschaltung 16 wird durch das Zeitverlaufsdiagramm von 9 veranschaulicht. Das Diagramm von 9 ist im Wesentlichen dasselbe wie das Diagramm von 7A mit der Ausnahme, dass die Substratspannung V_SUBST auf eine maximale Spannung V_CLAMP (Klemmspannung) geklemmt wird. Wie aus 9 zu sehen ist, kann ein Spannungsklemmen nur auftreten, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist, d. h. während der positiven Halbwelle der Substratspannung V_SUBST. Während des normalen Betriebs ist der Leistungs-MOS-Transistor Mp in dieser Situation aus und der Gatetreiber 13 hält die Gate-Source-Spannung V_GS auf einem ausreichend niedrigen Pegel. Die Klemmspannung V_CLAMP ist im Wesentlichen die Summe der Zenerspannung Vz der Zenerdiode Dzc und der Schwellenwertspannung V_GSXdes Leistungs-MOS-Transistors M_P (V_CLAMP ≈ V_Z+V_GSX). Wenn die Substratspannung V_SUBST die Klemmspannung V_CLAMP erreicht, wird das Potential an der Gateelektrode des MOS-Transistors Mp nach oben gezogen, da der Spannungsabfall über der Zenerdiode Dzc auf die Zenerspannung Vz begrenzt wird. Dementsprechend steigt der Pegel der Gate-Source-Spannung V_GS an, bis er die Schwellenwertspannung V_GSX erreicht. Als Folge wird der Leistungs-MOS-Transistor Mp teilweise leitend; ein Laststrom i_CL fließt durch den Leistungs-MOS-Transistor M_P und verhindert damit einen weiteren Anstieg der Substratspannung. Wie aus 9 zu sehen ist, ist die in dem Leistungs-MOS-Transistor Mp dissipierte Spitzenleistung gleich i_CL·V_CLAMP, was in den aktiven Gebieten des Leistungs-MOS-Transistors Mp ein signifikantes Aufkommen von Wärme erzeugt.
Die 10, 11 und 12 veranschaulichen Kennlinien der Zenerdiode D_ZC bzw. des Leistungs-MOS-Transistors Mp, sowie, wie sich diese Kennlinien ändern, wenn die Temperatur ansteigt. Wie erwähnt kann in der Gleichrichtereinrichtung 10 ein signifikantes Aufkommen an Wärme dissipiert werden, wenn Spannungsklemmen aktiv ist. Selbstverständlich führt diese Wärmedissipation zu einem Anstieg der Temperatur in dem Halbleiterkörper. Vor der Erörterung der Diagramme von 10 und 11 wird darauf hingewiesen, dass die Zenerdiode D_ZC und der MOS-Transistor Mp in denselben Halbleiterchip integriert und deshalb thermisch gekoppelt sein können. Das heißt, wenn der MOS-Transistor Mp heiß wird, wird die Diode D_ZC ebenfalls heiß.
10 zeigt die Kennlinie der Zenerdiode Dzc. Sie verhält sich wie jede Zenerdiode: Sie weist eine exponentielle Spannungs-Strom-Kennlinie auf, wenn die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist (V_DZC positiv ist) und zeigt bei der Zenerspannung Vz einen Durchbruch, wenn die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist (V_DZC= -V_Z). Üblicherweise handelt es sich bei dem Durchbruch um eine Kombination eines Zener-Durchbruchs und eines Lawinendurchbruchs, wobei für größere Zenerspannungen der Lawinendurchbruch der vorherrschende Effekt ist. Der Lawineneffekt zeigt einen positiven Temperaturkoeffizienten, so dass V_Z(T₁) für eine Temperatur T₁ höher als V_Z(T₀) für eine Temperatur T₀ ist, T₁ > T₀ ist. Entsprechend ist der Zenerstrom iz (T₁) für eine gegebene Spannung Vxfür höhere Temperaturen signifikant geringer als der Strom iz (To) für geringere Temperaturen. Ein geringerer Zenerstrom iz bringt eine geringere Ladung auf der Gateelektrode des MOS-Transistors Mp mit sich und somit wird der MOS-Transistor Mp bei einer höheren Substratspannung V_SUBST leitend, wenn die Temperatur hoch ist, als es der Fall wäre, wenn die Temperatur gering wäre.
11 ist ein Diagramm, das die Temperaturabhängigkeit der Kennlinie der Gleichrichtereinrichtung 10, die einen Leistungs-MOS-Transistor Mp und eine Klemmschaltung mit einer Zenerdiode Dz, wie zum Beispiel in 8 dargestellt, enthält, veranschaulicht. Das Diagramm zeigt den durch die Gleichrichtereinrichtung während des Klemmens fließenden Strom i_CL. Das heißt, der Strom i_CL ist im Wesentlichen null, solange V_SUBST < V_CLAMP, und er steigt scharf an, wenn die Substratspannung V_SUBST V_CLAMP erreicht. Die Form der Kennlinie wird im Wesentlichen durch den linken Teil der Kennlinie (der den Zener- und Lawinendurchbruch zeigt) einer Zenerdiode, wie sie vorangehend im Zusammenhang mit 10 erläutert wurde, bestimmt. Die Temperaturcharakteristik der Spannung V_CLAMP hängt unter anderem von der Temperaturcharakteristik der Zenerspannung Vz (siehe 10) ab. Das heißt, die Spannung V_CLAMP weist einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, weshalb der Laststrom i_CL - für einen gegebenen Pegel der Substratspannung V_SUBST - von i_CL(T₀) auf i_CL(T₁) abfällt, wenn die Temperatur von T₀ auf T₁ ansteigt. Der positive Temperaturkoeffizient führt zu einem thermisch stabilen Verhalten der Gleichrichterschaltung; wenn die Einrichtung heiß wird, fällt der Laststrom i_CL und verringert somit die Leistungsdissipation. Wenn mehr (z. B. sechs) Gleichrichtereinrichtungen in einer Gleichrichterbrücke betrieben werden, ziehen die heißeren Einrichtungen einen geringeren Strom, was zu einem thermisch stabilen Verhalten der gesamten Gleichrichterbrücke führt. Allerdings sollten auch die einzelnen Gleichrichtereinrichtungen ein thermisch stabiles Verhalten zeigen.
12 ist ein Diagramm, das die Kennlinie des Leistungs-MOS-Transistors Mp selbst (die Laststromdichte j_CL über der Gate-Source-Spannung V_GS) veranschaulicht, wohingegen die Kennlinie von 11 im Wesentlichen durch die Kennlinie der Klemmschaltung (Zenerdiode) bestimmt wird. Die Laststromdichte j_CL ist gleich i_CL/A, wobei A die für den Stromfluss durch den MOS-Transistor Mp verfügbare Fläche repräsentiert. Aus 12 ist zu sehen, wie sich die Kennlinie ändert, wenn die Temperatur ansteigt. Dementsprechend wird die Kennlinie, wenn die Temperatur von T₀ auf T₁ ansteigt, in dem Segment j_CL < j_TC0 zu höheren Stromdichten hin und in dem Segment j_CL > j_TC0 zu geringeren Stromdichten hin verschoben. Bei der Stromdichte j_TC0 ändert sich die Kennlinie mit der Temperatur nicht. Das heißt, die Stelle TCo (j_TC0 /V_TC0) weist einen Temperaturkoeffizienten von null auf. Aus 12 ist ersichtlich, dass der MOS-Transistor M_P nur dann thermisch stabil ist, wenn er bei höheren Stromdichten, d. h. in dem Segment j_CL > j_TC0 der Kennlinie betrieben wird.
Dementsprechend fällt die Stromdichte j_CL für eine Gate-Source-Spannung V_B von j_B0 auf j_B1, wenn die Temperatur von T₀ auf T₁ ansteigt. Das instabile Segment j_CL < j_TC0 der Kennlinie der Stromdichte j_CL steigt für eine gegebene Gate-Source-Spannung VA von jAO auf j_A1, wenn die Temperatur von T₀ auf T₁ ansteigt.
Um den Leistungs-MOS-Transistor in einem thermisch stabilen Bereich der Kennlinien zu betreiben, sollte die Stromdichte j_CL = i_CL/A höher als die Stromdichte j_TC0 an der Stelle TCo sein. Um die Stromdichte zu erhöhen, kann die für den Laststrom i_CL verfügbare Fläche A während des Klemmens verringert werden, indem während des Klemmens nur ein Teil der Transistorzellen des Leistungs-MOS-Transistors Mp verwendet wird. Dieses Konzept ist in den 13 und 14 dargestellt. Das Beispiel von 13 ist im Wesentlichen dasselbe wie das vorangehende Beispiel von 8 mit der Ausnahme, dass der Leistungs-MOS-Transistor Mp auf zwei Transistoren M_P1 und M_P2, deren Laststrompfade parallel geschaltet sind, „aufgeteilt“ ist. Nichtsdestotrotz können die MOS-Transistoren M_P1 und M_P2 separat ein- und ausgeschaltet werden. Die beiden MOS-Transistoren M_P1 und M_P2 können in dasselbe Array von Transistorzellen integriert sein, wobei ein erster (z. B. größerer) Teil der Transistorzellen dem Transistor M_P1 zugeordnet ist, während ein zweiter (z. B. kleinerer) Teil der Transistorzellen dem Transistor M_P2 zugeordnet ist. Wie aus 13 zu sehen ist, ist die Klemmschaltung 16 (z. B. die Zenerdiode Dzc) nur mit dem Gateterminal des zweiten MOS-Transistors M_P2 gekoppelt, während der erste MOS-Transistor M_P1 während des Klemmens immer aus bleibt (aber nichtsdestotrotz noch aktiviert werden kann, wenn die Bodydiode D_R in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist). Da während des Spannungsklemmens nur die Fläche A₂ des kleineren MOS-Transistors M_P2 verwendet wird, ist die Stromdichte j_CL signifikant höher, als dies der Fall wäre, wenn beide Transistoren M_P1 und M_P2 zum Spannungsklemmen verwendet würden. Die Stromdichten durch die MOS-Kanäle der Transistoren M_P1 und M_P2 können eingestellt und optimiert werden, indem den Transistoren mehr oder weniger Transistorzellen zugeordnet werden, wobei weniger Transistorzellen eine geringere Fläche und eine höhere Stromdichte bedeuten.
14 veranschaulicht die Verteilung der Transistorzellen über den Halbleiterchip hinweg, wobei Diagramm (a) von 14 eine Draufsicht darstellt und Diagramm (b) eine Seitenansicht des Halbleiterchips darstellt. Gemäß dem dargestellten Beispiel sind Transistorzellen, die dem kleineren MOS-Transistor M_P2 zugeordnet sind, und Transistorzellen, die dem größeren MOS-Transistor M_P1 zugeordnet sind, abwechselnd angeordnet, so dass die aktive Fläche A₂ des MOS-Transistors M_P2 (z. B. regelmäßig) durch dem MOS-Transistor M_P1 (Fläche A₁) zugeordnete Transistorzellen, die während des Klemmens passiv sind, unterbrochen wird, und sie kann auch durch andere Schaltungstechnik unterbrochen werden. Aufgrund der Leistungsdissipation i_CL·V_CLAMP wird während des Spannungsklemmens nur in den aktiven Gebieten der dem MOS-Transistor M_P2 (Fläche A₂) zugeordneten Transistorzellen Wärme erzeugt. Durch Verwendung nur eines Teils der Transistorzellen wird die Stromdichte im Vergleich zu dem Fall, in dem alle Transistorzellen aktiv wären, um einen Faktor A₂ /(A₁+ A₂) erhöht. Bei einem Beispiel sind nur 30% oder weniger der Transistorzellen während des Spannungsklemmens aktiv. Gemäß einem weiteren Beispiel sind nur 15% oder weniger der Transistorzellen während des Spannungsklemmens aktiv. Wie bereits unter Bezugnahme auf 13 erläutert führt eine hohe Stromdichte zu einem thermisch stabilen Arbeitspunkt während des Klemmens. Somit wird die Ausbildung heißer Stellen in dem Halbleiterkörper 100 verhindert.
Wie aus Diagramm (b) von 14 zu sehen ist, ermöglichen die inaktiven Transistorzellen, in denen während des Spannungsklemmens keine Wärme dissipiert wird, einen verbesserten Wärmetransport aus den aktiven Gebieten des MOS-Transistors M_P2 und in die inaktiven Transistorzellen des MOS-Transistors M_P1. Die Wärme kann leicht über den gesamten Halbleiterchip verteilt werden, und die gesamte Fläche A₁+A₂ steht zur Ableitung von Wärme (z. B. über eine gedruckte Leiterplatte) zur Verfügung. Lokale heiße Stellen in dem Halbleiterchip werden vermieden, weil die Gleichrichtereinrichtung in einem thermisch stabilen Zustand betrieben wird. Wie oben erwähnt stellt die während des Klemmens für den Laststrom i_CL verfügbare Fläche (die Fläche des Transistors M_P2) lediglich einen Teil der Gesamtfläche der Transistoren M_P1 und M_P2 dar. Folglich ist die Stromdichte so hoch, dass der Transistor M_P2, wie oben unter Bezugnahme auf 12 erläutert, bei einem thermisch stabilen Arbeitspunkt arbeitet.
Das Beispiel von 15 veranschaulicht die Zuordnung einzelner Transistorzellen zu verschiedenen Segmenten der Chipfläche. Die Transistorzellen A, B, C und D sind in zwei Gruppen gruppiert, wobei die erste Gruppe nur die Transistorzellen B, C und D, die dem ersten Transistor M_P1 zugeordnet sind (d. h. parallel geschaltet sind, um einen Transistor zu bilden) enthält, und die zweite Gruppe nur die Transistorzellen A, die dem zweiten Transistor M_P2 zugeordnet sind, enthält. Wie aus 15 zu sehen ist, sind die Transistorzellen B, C, D der ersten Gruppe in ersten Segmenten der Chipfläche angeordnet, während die Transistorzellen A der zweiten Gruppe in zweiten Segmenten der Chipfläche angeordnet sind. Unter der Annahme, dass sämtliche Transistorzellen A, B, C und D dieselbe für den Laststrom verfügbare Fläche aufweisen, beträgt die Gesamtfläche der zweiten Segmente ein Drittel der Fläche der zweiten Segmente.
Um das Risiko der Ausbildung heißer Stellen weiter zu verringern, kann die Zuordnung der Transistorzellen von Zeit zu Zeit regelmäßig geändert werden. Bei dem in 15 gezeigten Beispiel ist der Transistor M_P2 aus Transistorzellen A gebildet, während der Transistor M_P1 aus den Transistorzellen B, C und D gebildet ist. Die Zuordnung von Transistorzellen kann geändert (rotiert) werden, so dass der Transistor M_P2 aus Transistorzellen B gebildet wird, während der Transistor M_P1 aus Transistorzellen C, D und A gebildet wird. Nachfolgend kann die Zuordnung der Transistorzellen weiter rotiert werden, so dass der Transistor M_P2 aus den Transistorzellen C gebildet wird, während der Transistor M_P1 aus den Transistorzellen B, A, D gebildet wird. Schließlich kann die Zuordnung von Transistorzellen weiter rotiert werden, so dass der Transistor M_P2 aus den Transistorzellen D gebildet wird, während der Transistor M_P1 aus Transistorzellen A, B, C gebildet wird, und so weiter. Eine Rotation der Zuordnung der Transistorzellen kann zum Beispiel jedesmal, wenn die Klemmschaltung den Transistor M_P2 aktiviert, ausgelöst werden.
16 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Verfahren zum Betrieb einer Gleichrichtereinrichtung zum Implementieren der oben unter Bezugnahme auf die 1 bis 15 erläuterten Klemmfunktion veranschaulicht. Dementsprechend weist die Gleichrichtereinrichtung einen ersten Transistor M_P1 und einen zweiten Transistor M_P2 und eine Diode, die zwischen einem Anodenterminal A und einem Kathodenterminal K (siehe auch 4) parallel gekoppelt sind, auf. Bei dem vorliegenden Beispiel beinhaltet das Verfahren das Detektieren (16, Schritt S1), wann die Diode D_R in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und das Einschalten des ersten und zweiten Transistors M_P1 und M_P2 auf die Detektion hin, dass die Diode D_R in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist (16, Schritt S2). Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Ausschalten des ersten und des zweiten Transistors M_P1 und M_P2, bevor die Diode D_R erneut in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird (16, Schritt S3). Um ein Klemmen der zwischen das Anoden- und das Kathodenterminal A und K angelegten Spannung V_SUBST bereitzustellen, überwacht die Klemmschaltung 16 die Spannung V_SUBST (16, Schritt S4). Der zweite Transistor M_P2 wird eingeschaltet, wenn die Diode D_R in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und die Spannung V_SUBST die Klemmspannung V_CLAMP erreicht. Dabei bleibt der erste Transistor M_P1 aus den unter Bezugnahme auf die 13 - 15 beschriebenen Gründen aus.
17 veranschaulicht eine beispielhafte Dreiphasen-VollwellenGleichrichterschaltung, die aus sechs Gleichrichtereinrichtungen 10_u1, 10_u2, 10_v1, 10_v2, 10_w1 und 10_w2, die ähnlich wie der in 1 gezeigte, herkömmliche Gleichrichter an einen Dreiphasen-Wechselstromgenerator G angeschlossen ist, gebildet ist. Wie aus 17 zu sehen ist, handelt es sich bei den Gleichrichtereinrichtungen 10_u1, 10_u2, 10_v1, 10_v2, 10_w1 und 10_w2 um Einrichtungen mit zwei Anschlüssen (zwei Polen), und sie können ohne weitere Modifikation der Gleichrichterbrückenschaltung als Ersatz für Standard-Siliziumdioden verwendet werden. Bei dem vorliegenden Beispiel - wenn die Spannung Vuv zwischen den Phasen U und V positiv ist und die Klemmspannung V_CLAMP erreicht (z. B. weil die Batterie von dem Wechselstromgenerator getrennt wurde), sind die Gleichrichtereinrichtungen 10_u1 und 10_v2in Vorwärtsrichtung vorgespannt und der Spannungsabfall über diesen Gleichrichtereinrichtungen 10_u1 und 10_v2 beträgt nur wenige zehn Millivolt, während die Gleichrichtereinrichtungen 10_u2 und 10_v1 in Rückwärtsrichtung vorgespannt sind und die Spannungsbegrenzung aufgrund der integrierten Klemmschaltung (siehe z. B. 8, Klemmschaltung 16) aktiviert ist. Folglich bewirkt der Laststrom i_CL,v1 die Leistungsdissipation V_CLAMP·i_CL,v1 und einen Anstieg der Temperatur T_v1.
Wenn der Wechselstromgenerator rotiert, läuft jede der Gleichrichtereinrichtungen 10_u1, 10_u2, 10_v1, 10_v2, 10_w1 und 10_w2 nacheinander in die Spannungsbegrenzung. Allerdings zeigt die Gleichrichterbrücke als Ganzes aufgrund des positiven Temperaturkoeffizienten (TC) der Klemmspannung (siehe die 10 und 11) und des negativen TC des Laststroms i_CL während des Klemmbetriebs der Gleichrichtereinrichtung ein thermisch stabiles Verhalten; ein Temperaturanstieg in einer bestimmten Gleichrichtereinrichtung (z. B. der Temperatur T_v1 in der Gleichrichtereinrichtung 10_v1) führt zu einer Verringerung des Laststroms (z. B. i_CL,v1) während des Klemmbetriebs. Natürlich muss der Stromunterschied aufgrund dieser Verringerung durch eine andere der Gleichrichtereinrichtungen übernommen werden. Allerdings verhindert der oben beschriebene, thermisch stabile Mechanismus ein thermisches Davonlaufen einer einzelnen Gleichrichtereinrichtung.
Mehrere Aspekte der hierin beschriebenen Ausgestaltungen werden unten zusammengefasst. Es versteht sich jedoch, dass es sich bei der folgenden Zusammenfassung nicht um eine abschließende Aufzählung von Merkmalen handelt, sondern vielmehr um eine beispielhafte Auswahl von Merkmalen, die bei einigen Anwendungen wichtig oder vorteilhaft sein können. Gemäß einem Beispiel (Beispiel 1) enthält eine Gleichrichtereinrichtung einen Transistor, der einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad parallel geschaltete Diode aufweist. Die Diode und der Laststrompfad sind zwischen einem Anodenterminal und einem Kathodenterminal angeschlossen; eine Eingangswechselspannung ist operabel zwischen das Anodenterminal und das Kathodenterminal angelegt. Eine Steuerschaltung ist mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten. Darüber hinaus ist eine Klemmschaltung mit dem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Transistor, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht, zumindest teilweise einzuschalten.
Beispiel 2: Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 1, wobei der Transistor aus einer Mehrzahl von Transistorzellen gebildet ist und wobei die Klemmschaltung, um den Transistor teilweise einzuschalten, dazu ausgebildet ist, nur eine erste Gruppe von Transistorzellen der Mehrzahl von Transistorzellen einzuschalten, während eine zweite Gruppe der Transistorzellen aus bleibt.
Beispiel 3 Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 2, wobei die Transistorzellen der ersten Gruppe in ersten Segmenten einer ersten Halbleiterchipfläche angeordnet sind und die Transistorzellen der zweiten Gruppe in zweiten Segmenten der Halbleiterchipfläche angeordnet sind, wobei die ersten und zweiten Segmente abwechselnd in dem Halbleiterchip angeordnet sind.
Beispiel 4: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 1 bis 3, wobei die Klemmschaltung zumindest eine zwischen das Gateterminal und das Kathodenterminal des Transistors gekoppelte Zenerdiode aufweist.
Beispiel 5: Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 4, wobei der Transistor ein MOS-Transistor ist, das Kathodenterminal ein Drainterminal des MOS-Transistors ist, und das Anodenterminal ein Sourceterminal des MOS-Transistors ist.
Beispiel 6: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 1 bis 5, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, den Beginn der Ein-Zeitperiode durch Detektieren, dass die Diode leitend geworden ist, zu detektieren.
Beispiel 7: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 1 bis 6, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, den Beginn der Ein-Zeitperiode durch Detektieren, dass der Spannungsabfall über der Diode eine erste definierte Schellenwertspannung erreicht hat, zu detektieren.
Beispiel 8: Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 7, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, das Ende der Ein-Zeitperiode durch Detektieren, dass der Spannungsabfall über dem Laststrompfad des ersten Halbleiterschalters eine definierte zweite Schwellenwertspannung erreicht hat, zu detektieren.
Gemäß einem weiteren Beispiel (Beispiel 9) enthält die Gleichrichtereinrichtung eine Mehrzahl von Transistorzellen, die in einem Halbleiterkörper integriert sind, wobei eine erste Gruppe der Transistorzellen einem ersten Transistor zugeordnet ist und eine zweite Gruppe der Transistorzellen einem zweiten Transistor zugeordnet ist. Ein Anoden- und ein Kathodenterminal sind die durch Laststrompfade des ersten Transistors und des zweiten Transistors verbunden, und eine Diode ist zwischen dem Anoden- und dem Kathodenterminal in dem Halbleiterkörper angeordnet. Weiterhin ist eine Klemmschaltung in dem Halbleiterkörper angeordnet und zwischen ein Gateterminal des ersten Transistors und das Kathodenterminal gekoppelt. Transistorzellen der ersten Gruppe sind in ersten Segmenten eines Halbleiterkörpers angeordnet und Transistorzellen der zweiten Gruppe sind in zweiten Segmenten des Halbleiterkörpers angeordnet.
Beispiel 10: Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 9, wobei die ersten Segmente und die zweiten Segmente abwechselnd in dem Halbleiterkörper angeordnet sind.
Beispiel 11: Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 9 oder 10, wobei die Fläche der ersten Segmente geringer als die Fläche der zweiten Segmente ist.
Beispiel 12: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 9 bis 11, wobei die Klemmschaltung eine Zenerdiode, durch die, wenn eine Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht, ein Zenerstrom von dem ersten Lastterminal an das Gateterminal des ersten Transistors fließt, enthält.
Beispiel 13: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 9 bis 12, die weiterhin eine Steuerschaltung, die in den Halbleiterkörper integriert und dazu ausgebildet ist, zu detektieren, wann die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und den ersten und den zweiten Transistor auf die Detektion hin, dass die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, nacheinander oder gleichzeitig einzuschalten, enthält.
Beispiel 14: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 9 bis 13, die weiterhin eine Steuerschaltung, die in den Halbleiterkörper integriert und dazu ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Transistor, bevor die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird, nacheinander oder gleichzeitig auszuschalten, enthält.
Beispiel 15: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 9 bis 14, wobei die Klemmschaltung dazu ausgebildet ist, den ersten Transistor zu aktivieren, wenn eine Spannung zwischen dem Kathoden- und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht.
Beispiel 16: Gleichrichtereinrichtung gemäß Beispiel 15, wobei die Klemmschaltung eine Zenerdiode, die eine Zenerspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, aufweist, wobei die Klemmspannung von der Zenerspannung abhängt.
Beispiel 17: Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Beispiele 9 bis 16, wobei die Klemmschaltung dazu ausgebildet ist, den ersten Transistor zu aktivieren, wenn eine Spannung zwischen dem Kathoden- und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht und wobei die Fläche der ersten Segmente so gering ist, dass, während der erste Transistor zum Klemmen aktiviert ist, der erste Transistor in einem thermisch stabilen Zustand betrieben wird.
Weiterhin wird hierin ein Verfahren zum Betrieb einer Gleichrichtereinrichtung offenbart. Gemäß einem Beispiel (Beispiel 18) enthält die Gleichrichtereinrichtung einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor und eine Diode, die zwischen einem Anodenterminal und einem Kathodenterminal parallel gekoppelt sind, und das Verfahren beinhaltet: Detektieren, wann die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und Einschalten des ersten und des zweiten Transistors auf die Detektion hin, dass die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und Ausschalten des ersten und des zweiten Transistors, bevor die Diode erneut in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird. Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Überwachen einer Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal durch eine Klemmschaltung. Der erste Transistor wird eingeschaltet, wenn die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und die Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht, während der zweite Transistor aus bleibt.
Weiterhin wird hierein eine Gleichrichterbrücke beschrieben. Gemäß einem Beispiel (Beispiel 19) enthält die Gleichrichterbrücke eine Mehrzahl von Gleichrichtereinrichtungen, wobei jede der Gleichrichtereinrichtungen ein Anodenterminal und ein Kathodenterminal aufweist. Weiterhin enthält die Gleichrichtereinrichtung einen Transistor, der zwischen dem Anodenterminal und dem Kathodenterminal einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad parallel geschaltete Diode aufweist; wobei eine Eingangswechselspannung operabel zwischen das Anodenterminal und das Kathodenterminal angelegt ist. Eine Steuerschaltung ist mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten, und eine Klemmschaltung ist mit dem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet, den Transistor, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht, zumindest teilweise einzuschalten.
Beispiel 20: Gleichrichterbrücke gemäß Beispiel 19, wobei der Transistor für jede Gleichrichtereinrichtung aus einer Mehrzahl von Transistorzellen besteht und wobei die Klemmschaltung, um den Transistor teilweise einzuschalten, dazu ausgebildet ist, nur eine erste Gruppe der Transistorzellen der Mehrzahl von Transistorzellen einzuschalten, während eine zweite Gruppe der Transistorzellen aus bleibt.
Beispiel 21: Gleichrichterbrücke gemäß Beispiel 19 oder 20, wobei die Klemmschaltung für jede Gleichrichtereinrichtung dazu ausgebildet ist, eine Klemmspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten bereitzustellen.
Obwohl diese Erfindung in Bezug auf eine oder mehrere Ausführungsformen beschrieben und dargestellt wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und Modifizierungen vorgenommen werden, ohne den Geist und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Wie oben erwähnt sind die verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) ausgeführt werden, die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponente zu beschreiben, so gedacht, dass sie jeder anderen Komponente oder Struktur, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d. h. die funktional gleichwertig ist), entsprechen, auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung die Funktion ausführt, nicht strukturell gleichwertig ist.
Des Weiteren, obwohl vielleicht eine bestimmte Eigenschaft der Offenbarung nur in Bezug auf eine von mehreren Aufführungsformen offenbart wurde, können solche Eigenschaften, falls dies für eine beliebige oder bestimmte Anwendung wünschenswert oder vorteilhaft ist, mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Ausführungsformen kombiniert werden. Des Weiteren, insoweit Bezeichnungen wie „einschließlich“, einschließen“, „aufweisend“, „hat“, „mit“ oder Variationen derselben entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Bezeichnungen, ähnlich wie die Bezeichnung „umfassen“, einschließend verstanden werden.

Claims

Gleichrichtereinrichtung, die aufweist: einen Transistor, der einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad parallel geschaltete Diode zwischen einem Anodenterminal und einem Kathodenterminal aufweist; wobei eine Eingangswechselspannung operabel zwischen das Anodenterminal und das Kathodenterminal angelegt ist; eine Steuerschaltung, die mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten, eine Klemmschaltung, die mit dem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Transistor, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht, zumindest teilweise einzuschalten.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 1, wobei der Transistor aus einer Mehrzahl von Transistorzellen gebildet ist, und wobei die Klemmschaltung, um den Transistor teilweise einzuschalten, dazu ausgebildet ist, nur eine erste Gruppe von Transistorzellen der Mehrzahl von Transistorzellen einzuschalten, während eine zweite Gruppe der Transistorzellen aus bleibt.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 2, wobei die Transistorzellen der ersten Gruppe in ersten Segmenten einer ersten Halbleiterchipfläche angeordnet sind und die Transistorzellen der zweiten Gruppe in zweiten Segmenten der Halbleiterchipfläche angeordnet sind, wobei die ersten und zweiten Segmente abwechselnd in dem Halbleiterchip angeordnet sind.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Klemmschaltung zumindest eine zwischen das Gateterminal und das Kathodenterminal des Transistors gekoppelte Zenerdiode aufweist.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 4, wobei der Transistor ein MOS-Transistor ist, das Kathodenterminal ein Drainterminal des MOS-Transistors ist, und das Anodenterminal ein Sourceterminal des MOS-Transistors ist.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, den Beginn der Ein-Zeitperiode durch Detektieren, dass die Diode leitend geworden ist, zu detektieren.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, den Beginn der Ein-Zeitperiode durch Detektieren, dass der Spannungsabfall über der Diode eine erste definierte Schellenwertspannung erreicht hat, zu detektieren.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 7, wobei die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, das Ende der Ein-Zeitperiode durch Detektieren, dass der Spannungsabfall über dem Laststrompfad des ersten Halbleiterschalters eine definierte zweite Schwellenwertspannung erreicht hat, zu detektieren.
Gleichrichtereinrichtung, die aufweist: eine Mehrzahl von Transistorzellen, die in einem Halbleiterkörper integriert sind, wobei eine erste Gruppe der Transistorzellen einem ersten Transistor zugeordnet ist und eine zweite Gruppe der Transistorzellen einem zweiten Transistor zugeordnet ist; ein Anoden- und ein Kathodenterminal, die durch Laststrompfade des ersten Transistors und des zweiten Transistors verbunden sind; eine Diode, die zwischen dem Anoden- und dem Kathodenterminal in dem Halbleiterkörper angeordnet ist; eine Klemmschaltung, die in dem Halbleiterkörper angeordnet und zwischen ein Gateterminal des ersten Transistors und das Kathodenterminal gekoppelt ist; und wobei die Transistorzellen der ersten Gruppe in ersten Segmenten eines Halbleiterkörpers angeordnet sind und die Transistorzellen der zweiten Gruppe in zweiten Segmenten des Halbleiterkörpers angeordnet sind.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 9, wobei die ersten Segmente und die zweiten Segmente abwechselnd in dem Halbleiterkörper angeordnet sind.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 9 oder 10, wobei die Fläche der ersten Segmente geringer als die Fläche der zweiten Segmente ist.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die Klemmschaltung eine Zenerdiode, durch die, wenn eine Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht, ein Zenerstrom von dem ersten Lastterminal an das Gateterminal des ersten Transistors fließt, enthält.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12, die weiterhin aufweist: eine Steuerschaltung, die in den Halbleiterkörper integriert und dazu ausgebildet ist, zu detektieren, wann die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und den ersten und den zweiten Transistor auf die Detektion hin, dass die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, nacheinander oder gleichzeitig einzuschalten.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 13, die weiterhin aufweist: eine Steuerschaltung, die in den Halbleiterkörper integriert und dazu ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Transistor, bevor die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird, nacheinander oder gleichzeitig auszuschalten.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 14, wobei die Klemmschaltung dazu ausgebildet ist, den ersten Transistor zu aktivieren, wenn eine Spannung zwischen dem Kathoden- und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht.
Gleichrichtereinrichtung gemäß Anspruch 15, wobei die Klemmschaltung eine Zenerdiode, die eine Zenerspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten aufweist, aufweist, wobei die Klemmspannung von der Zenerspannung abhängt.
Gleichrichtereinrichtung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 16, wobei die Klemmschaltung dazu ausgebildet ist, den ersten Transistor zu aktivieren, wenn eine Spannung zwischen dem Kathoden- und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht, und wobei die Fläche der ersten Segmente so gering ist, dass, während der erste Transistor zum Klemmen aktiviert ist, der erste Transistor in einem thermisch stabilen Zustand betrieben wird.
Verfahren zum Betrieb einer Gleichrichtereinrichtung, die aufweist: einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor und eine Diode, die zwischen einem Anodenterminal und einem Kathodenterminal parallel gekoppelt sind; wobei das Verfahren aufweist: Detektieren, wann die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und Einschalten des ersten und des zweiten Transistors auf die Detektion hin, dass die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und Ausschalten des ersten und des zweiten Transistors, bevor die Diode erneut in Rückwärtsrichtung vorgespannt wird; Überwachen einer Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal durch eine Klemmschaltung, und Einschalten des ersten Transistors, wenn die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und die Spannung zwischen dem Kathodenterminal und dem Anodenterminal eine Klemmspannung erreicht, während der zweite Transistor aus bleibt.
Gleichrichterbrücke, die aufweist: eine Mehrzahl von Gleichrichtereinrichtungen, von denen jede aufweist: ein Anodenterminal und ein Kathodenterminal; einen Transistor, der zwischen dem Anodenterminal und dem Kathodenterminal einen Laststrompfad und eine zu dem Laststrompfad parallel geschaltete Diode aufweist; wobei eine Eingangswechselspannung operabel zwischen das Anodenterminal und das Kathodenterminal angelegt ist; eine Steuerschaltung, die mit einem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Halbleiterschalter für eine Ein-Zeitperiode, während der die Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, einzuschalten, eine Klemmschaltung, die mit dem Gateterminal des Transistors gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Transistor, während die Diode in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist und der Pegel der Eingangswechselspannung eine Klemmspannung erreicht, zumindest teilweise einzuschalten.
Gleichrichterbrücke gemäß Anspruch 19, wobei der Transistor für jede Gleichrichtereinrichtung aus einer Mehrzahl von Transistorzellen besteht, und wobei die Klemmschaltung, um den Transistor teilweise einzuschalten, dazu ausgebildet ist, nur eine erste Gruppe der Transistorzellen der Mehrzahl von Transistorzellen einzuschalten, während eine zweite Gruppe der Transistorzellen aus bleibt.
Gleichrichterbrücke gemäß Anspruch 19 oder 20, wobei die Klemmschaltung für jede Gleichrichtereinrichtung dazu ausgebildet ist, eine Klemmspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten bereitzustellen.