DE102012007710A1

DE102012007710A1 - Taktsignale eines lokalen Oszillators

Info

Publication number: DE102012007710A1
Application number: DE102012007710A
Authority: DE
Inventors: Abdellatif Bellaouar; See Taur Lee
Original assignee: Icera LLC
Current assignee: Nvidia Technology UK Ltd
Priority date: 2011-04-19
Filing date: 2012-04-19
Publication date: 2012-10-25
Also published as: CN102751949A; TW201306472A; GB2490234B; US20120268190A1; GB201206896D0; GB201206895D0; GB2490234A

Abstract

Eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erzeugen komplementärer periodischer Signale für eine Mischerschaltung. Die Vorrichtung umfasst eine erste und eine zweite Erzeugungsschaltung jeweils zum Erzeugen eines periodischen Signals mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet. Die erste und die zweite Erzeugungsschaltung besitzen jeweils einen Ausgang für das Bereitstellen seines periodischen Signals für einen Mischer derart, dass jede ansteigende Flanke eines periodischen Signals von einer der Schaltungen jede abfallende Flanke eines periodischen Signals von der anderen Schaltung an einem Kreuzungspunkt kreuzt, der unterhalb einer Einschaltspannung des Mischers liegt.

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft einen Mischer bzw. eine Mischereinrichtung für die Frequenzaufwärtskonvertierung in einem Sender/Empfänger und betrifft eine Schaltung zur Bereitstellung eines Taktsignals eines lokalen Oszillators dafür.
Hintergrund
Kabellose Geräte werden seit vielen Jahren verwendet, um eine mobile Kommunikation für Sprache und Daten zu ermöglichen. Zu derartigen Geräten können Mobiltelefone und kabellos arbeitende persönliche digitale Assistenten (PDA) beispielsweise gehören. 1 ist eine allgemeine Blockansicht der Kernkomponenten derartiger kabelloser Geräte. Der kabellose Kern 10 enthält einen Basisbandprozessor 12 zur Steuerung anwendungsspezifischer Funktionen des kabellosen Geräts und zur Bereitstellung und zum Empfang von Sprachsignalen oder Datensignalen für bzw. von einem Hochfrequenz-(HF-)Sender/Empfängerchip 14. Der HF-Sender/Empfängerchip 14 ist für die Frequenzaufwärtskonvertierung von Sendesignalen und für die Frequenzabwärtskonvertierung empfangener Signale verantwortlich. Der HF-Sender/Empfängerchip 14 umfasst einen Empfängerkern 16, der mit einer Antenne 18 zum Empfang von Signalen, die von einer Basisstation oder einem anderen mobilen Gerät gesendet werden, verbunden ist, und umfasst einen Senderkern 20 zum Übertragen von Signalen über die Antenne 18 über eine Verstärkerschaltung 22. Der Fachmann erkennt, dass 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm ist und dass andere Funktionsblöcke enthalten sein können, die erforderlich sein können, um eine korrekte Arbeitsweise oder Funktion zu ermöglichen.
Im Allgemeinen ist der Senderkern 20 für die Aufwärtskonvertierung elektromagnetischer Signale von einem Basisband zu höheren Frequenzen für die Übertragung verantwortlich, während der Empfängerkern 16 für die Abwärtskonvertierung dieser hohen Frequenzen zurück zu ihrem ursprünglichen Frequenzband verantwortlich ist, wenn diese Frequenzen den Empfänger erreichen, d. h., Prozesse, die entsprechend als Aufwärtskonvertierung und Abwärtskonvertierung bekannt sind. Das ursprüngliche Signal (oder Basisbandsignal) ist beispielsweise ein Datensignal, ein Sprachsignal oder ein Videosignal. Diese Basisbandsignale können durch Wandler, etwa Mikrofone oder Videokameras erzeugt werden, können von einem Computer erzeugt sein oder können von einem elektronischen Speichergerät übertragen werden. Generell bieten die höheren Frequenzen eine längere Reichweite und Kanäle mit höherer Kapazität als die Basisbandsignale.
2 zeigt einen beispielhaften Sendepfad durch den Senderkern 20 zu der Antenne 18. Wie in 2 gezeigt ist, kann der Sendepfad einen Mischer 202 enthalten, der ausgebildet ist, Basisbandsignale aus dem Basisbandprozessor 12 zu empfangen. Der Mischer ist für die Aufwärtskonvertierung der Basisbandsignale in eine höhere Frequenz unter Anwendung eines lokalen Oszillatorssignals, das von einem lokalen Oszillators 204 erzeugt wird, zuständig. Der Sendepfad kann ferner einen Filter 206 zum Entfernen von Basisbandkomponenten und zur Unterdrückung von Harmonischen und einen Leistungsverstärker 208 zur Verstärkung der Leistung des modulierten Signals enthalten. Die Komponenten in dem Sendepfad sind nicht vollständig gezeigt und der Fachmann erkennt, dass der spezielle Aufbau von dem Kommunikationsstandard, der angewendet wird, und der ausgewählten Architektur abhängt.
Mit Bezug zu 3 wird nun eine bekannte passive CMOS-(komplementäre-symmetrische Metall-Oxid-Halbleiter-)Mischerschaltung 300 beschrieben.
Die Basisbandsignale sind analoge Signale, die durch Modulation eines Basisbandträgers mit Daten gemäß einem beliebigen bekannten Protokoll erzeugt werden.
Die passive CMOS-Mischerschaltung 300 empfängt differentielle Basisbandsignale (VBBP, VBBM) von einem Basisbandprozessor. Der Begriff ”differentiell” wird hier verwendet, um zu beschreiben, dass die Basisbandsignale (VBBP, VBBM) im Wesentlichen eine zueinander entgegengesetzte Phase besitzen, d. h. um 180° außer Phase sind. Die Mischerschaltung 300 enthält Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-(NMOS-)Transistoren des n-Typs 302, 304, 306 und 308, die so angeordnet sind, dass sie die Basisbandsignale VBBP und VBBM empfangen und von differentiellen lokalen Oszillatorsignalen (VLOP, VLOM) getaktet sind. Die NMOS-Transistoren 302, 304, 306 und 308 liefern differentielle Ausgangssignale VOP und VOM.
Obwohl die passive CMOS-Mischerschaltung 300 in Bezug auf NMOS-Transistoren beschrieben ist, erkennt der Fachmann, dass die Transistoren 302, 304, 306 und 308 auch als Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-(PMOS-)Transistoren des p-Typs vorgesehen werden können.
Beim Betrieb führt die Mischerschaltung 300 eine Aufwärtskonvertierung der Basisbandsignale (VBBP, VBBM) zu einer gewünschten HF-Sendefrequenz unter Anwendung der lokalen Oszillatorssignale (VLOP, VLOM) durch.
Damit der passive Mischer 300 arbeiten kann, müssen die Basisbandsignale den passiven Mischer, der eine Last am Ausgang aufweist, mit minimaler Verzerrung treiben bzw. ansteuern. Jegliche Verzerrung aus dem Basisbandprozessor beeinträchtigt die Linearität der passiven Mischerschaltung 300.
Eines der bekannten Protokolle für die HF-Signalführung verwendet komplexe in-Phase-(I)- und Quadraturphasen-(Q)Signale, wovon jedes in differentieller Form vorliegen kann.
Die internationale Offenlegungsschrift WO 2010/025556 offenbart einen passiven IQ-Mischer 400, der nunmehr mit Bezug zu 4 beschrieben wird.
Die differentiellen Basisbandeingangssignale für den I-Pfad und den Q-Pfad sind als VBBQP, VBBQM, VBBIP und VBBIM bezeichnet. Der passive IQ-Mischer 400 enthält NMOS-Transistoren 402, 404, 406, 408, 410, 412, 414, 416 für die I/Q-Pfade, die durch die geeigneten LO-Signale VLOIP, VLOIM, VLOQP und VLOQM getaktet werden, wobei die LO-Signale differentielle Signale mit einer I-Komponente und einer Q-Komponente sind.
Die differentiellen Ausgangssignale des passiven IQ-Mischers 400, d. h. VOP und VOM, sind Spannungsausgänge, die später einen Verstärker, beispielsweise den Leistungsverstärker 208, über Wechselspannungs-Kopplungskondensatoren ansteuern bzw. treiben (in 4 nicht gezeigt).
Das in LO-Signal (VLOIP, VLOIM, VLOQP und VLOQM) ist ein Rechtecksignal von 0 V bis 1,2 V und ist so gestaltet, dass es geringe Anstiegszeiten und Abfallszeiten besitzt, wobei diese Anordnung es möglich macht, dass Filter mit akustischen Oberflächenwellen (SAW) weggelassen werden können, die üblicherweise am Ausgang des Senders eingesetzt werden. Folglich hilft dies, die Anzahl an erforderlichen externen Komponenten und die erforderliche Leiterplattenfläche zu minimieren, und somit die Gesamtkosten des Chips zu reduzieren.
Die lokalen Oszillatorssignale, die typischerweise dem passiven IQ-Mischer 400 über eine Zeitperiode hinweg zugeführt werden, die Zeitfenster 1–8 enthält, sind in 5 gezeigt.
Wie in 5 gezeigt ist, besitzen beide lokale Oszillatorssignale VLOIP und VLOIM jeweils ein Tastverhältnis von 50% und sind im Wesentlichen von entgegengesetzter Phase zueinander, d. h. diese sind um 180° außer Phase. In ähnlicher Weise haben VLOQP und VLOQM jeweils ein Tastverhältnis von 50% und sind im Wesentlichen zueinander mit entgegengesetzter Phase angeordnet, d. h. sie sind um 180° außer Phase. Die lokalen Oszillatorssignale VLOQP, VLOQM in dem Q-Pfad eilen den lokalen Oszillatorssignalen VLOIP, VLOIM in dem I-Pfad um 90° hinterher.
Die lokalen Oszillatorssignale VLOIP und VLOIM und auch die Signale VLOQP und VLOQM in 5 kreuzen sich normalerweise in der Mitte der Versorgungsspannung.
Während der Kreuzung bzw. am Kreuzungspunkt gibt es eine kurze Zeitdauer an den Ausgängen VOP, VOM, in der VBBQP und VBBQM oder VBBIP und VBBIM miteinander kurzgeschlossen sind.
Dies kann man beispielsweise zwischen den Zeitfenstern 1 und 2 erkennen, wenn das lokale Oszillatorsignal VLOIP von einem ”tiefen” Zustand in einen ”hohen” Zustand ansteigt und das VLOIM-Signal des lokalen Oszillators von einem ”hohen” Zustand in einen ”tiefen” Zustand abfällt. Mit erneutem Hinweis auf den passiven IQ-Mischer 400, der in 4 gezeigt ist, gibt es während der Übergänge der lokalen Oszillatorssignale VLOIP und VLOIM eine kurze Zeitdauer, in der die Transistoren 402, 404, 406 und 408 alle durchgeschaltet sind. Daher werden die Basisbandeingangssignale VBBQP und VBBQM am Ausgang VOP und am Ausgang VOM zusammen kurzgeschlossen. Dies reduziert die Verstärkung und erzeugt eine Verzerrung in den Ausgangssignalen VOP, VOM und beeinträchtigt schließlich die Linearität des passiven CMOS-Mischers.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Lösung für die oben genannten Probleme für die Erreichung eines passiven CMOS-Mischers mit hoher Linearität bereitzustellen.
Überblick
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Erzeugen komplementärer periodischer Signale für eine Mischerschaltung bereitgestellt, wobei die Vorrichtung umfasst: eine erste und eine zweite Erzeugungsschaltung jeweils zum Erzeugen eines periodischen Signals mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet, wobei jede Schaltung einen Ausgang zur Bereitstellung bzw. Zuleitung eines periodischen Signals zu einem Mischer derart aufweist, dass jede ansteigende Flanke eines periodischen Signals von einer der Schaltungen jede abfallende Flanke eines periodischen Signals von der anderen Schaltung an einem Kreuzungspunkt unterhalb einer Einschaltspannung des Mischers kreuzt.
Diese Vorrichtung besitzt die vorteilhafte Wirkung, dass, wenn die periodischen Signale so gestaltet sind, dass sie einen ersten und einen zweiten Transistor eines Mischers steuern, das erste periodische Signal den ersten Transistor und das zweite periodische Signal den zweiten Transistor so steuern, dass nur der erste Transistor oder der zweite Transistor zu jeder Zeit durchgeschaltet ist. Dies vermeidet die Problematik der zuvor erläuterten Kurzschlüsse.
Die komplementären periodischen Signale werden im Folgenden als lokale Oszillatorsignale bezeichnet, da, wenn diese Signale zur Steuerung eines Mischers verwendet werden, sie bei der Mischfrequenz liegen.
Vorzugsweise ist die Übergangszeit jeder ansteigenden Flanke länger als die Übergangszeit jeder abfallenden Flanke.
Vorzugsweise umfassen jeweils die erste und die zweite Erzeugungsschaltung einen ersten CMOS-Inverter und einen zweiten CMOS-Inverter, die in Reihe miteinander verbunden sind.
Vorzugsweise sind die ersten CMOS-Inverter der ersten und der zweiten Erzeugungsschaltung jeweils so ausgebildet, dass sie ein Rechtecksignal empfangen, wobei die Rechtecksignale gleiche Amplitude und entgegengesetzte Phase besitzen.
Vorzugsweise umfasst der erste CMOS-Inverter einen PMOS-Transistor und einen NMOS-Transistor unterschiedlicher Größe, die in Reihe geschaltet sind, und der zweite CMOS-Inverter umfasst einen PMOS-Transistor und einen NMOS-Transistor unterschiedlicher Größe, die in Reihe geschaltet sind.
In Bezug auf die Dimensionierung der Transistoren in dem ersten und dem zweiten CMOS-Inverter können die Kanalbreiten der Transistoren so dimensioniert werden, dass der PMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters eine größere Kanalbreite als der NMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters aufweist, und der NMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters eine größere Kanalbreite als der PMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters besitzt.
In Bezug auf die Dimensionierung der Transistoren in dem ersten und dem zweiten CMOS-Inverter kann die Kanallänge der Transistoren so dimensioniert werden, dass der PMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters eine kleinere Kanallänge aufweist als der NMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters, und der NMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters eine kleinere Kanallänge als der PMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters aufweist.
Vorzugsweise sind die erste und die zweite Erzeugungsschaltung zwischen der oberen und der unteren Versorgungsspannungsleitung angeschlossen, wobei der Kreuzungspunkt unterhalb der Mitte der Spannungen liegt.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung stellt ein Verfahren zum Erzeugen komplementärer periodischer Signale für einen Mischer bereit, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen eines ersten und eines zweiten periodischen Signals mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet, jeweils mittels einer ersten und einer zweiten Erzeugungsschaltung; Bereitstellen des ersten periodischen Signals an einem ersten Ausgang zur Verbindung mit dem Mischer; und Bereitstellen des zweiten periodischen Signals an einem zweiten Ausgang zur Verbindung mit dem Mischer derart, dass jede ansteigende Flanke an dem ersten Ausgang zeitlich so gesteuert ist, dass sie die abfallende Flanke an dem zweiten Ausgang an einem Kreuzungspunkt unterhalb einer Einschaltspannung des Mischers kreuzt.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung stellt einen passiven CMOS-Mischer bereit mit einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor, wobei der passive CMOS-Mischer ferner umfasst: einen erste und eine zweite Erzeugungsschaltung jeweils zum Erzeugen eines periodischen Signals mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet, wobei jede Schaltung einen Ausgang zur Zuführung ihres periodischen Signals zu einem Mischer derart aufweist, dass jede ansteigende Flanke eines periodischen Signals von einer der Schaltungen jede abfallende Flanke eines periodischen Signals von der anderen Schaltung an einem Kreuzungspunkt schneidet, der unterhalb einer Einschaltspannung des Mischers liegt; wobei das periodische Signal aus der ersten Erzeugungsschaltung den ersten Transistor steuert und das periodische Signal aus der zweiten Erzeugungsschaltung den zweiten Transistor derart steuert, dass nur der erste oder der zweite Transistor zu jeder Zeit durchgeschaltet ist.
Vorzugsweise sind der erste und der zweite Transistor in dem passiven CMOS-Mischer native Transistoren. Ein nativer Transistor ist ein Transistor, in welchem der Kanal nicht dotiert ist und daher die Schwellwertspannung ungefähr null ist. Wenn Kerntransistoren verwendet werden (Transistoren, die eine gewisse Schwellwertspannung besitzen) ist aufgrund dessen, dass die Schwellwertspannung ungleich null ist bei den Transistoren in dem passiven Mischer, eine Gleichspannung als Vorspannung an dem Gate der Transistoren erforderlich. Daher müssen die lokalen Oszillatorssignale eine Wechselspannungskopplung erfahren, bevor sie das Gate der Transistoren des Mischers ansteuern. Dies reduziert den Hub des lokalen Oszillatorssignals und vergrößert auch die Chipfläche. Die nativen Transistoren ermöglichen einen großen Hub des Basisbandeingangssignals, so dass der passive CMOS-Mischer ein sehr hohes SNR (beispielsweise kann ein SNR von –160 dBc/Hz im RX-Band erreicht werden) erreicht, und das lokale Oszillatorsignal kann das Gate der Transistoren des Mischers ohne eine Gleichspannungsverschiebung ansteuern.
Ferner ist durch die Verwendung von nativen Transistoren in dem passiven Mischer der Durchgangswiderstand des passiven Schalters umgekehrt proportional zu Vgs-Vth (wobei Vgs die Gate-Source-Spannung und Vth die Schwellwertspannung ist). Da die Schwellwertspannung nativer Transistoren bei ungefähr null liegt, ist der Durchgangswiderstand weniger empfindlich im Hinblick auf eine Schwankung der Schwellwertspannung der nativen Transistoren im Vergleich zur Verwendung von Kerntransistoren. Daher ist der Leckstrom des lokalen Oszillators der vorliegenden Erfindung weniger empfindlich in Bezug auf die Schwellwertspannung aller Bauelemente in dem Mischer.
Vorzugsweise liegen die periodischen Signale aus der ersten und der zweiten Erzeugungsschaltung jeweils bei einer Mischfrequenz des Mischers.
In einer Ausführungsform des passiven CMOS-Mischers sind der erste und der zweite Transistor so ausgebildet bzw. angeordnet, dass sie ein Ausgangssignal von einer Treiberschaltung empfangen, wobei die Treiberschaltung umfasst: einen ersten Schaltungszweig mit einer ersten und einer zweiten Schaltungskomponente, die ausgebildet bzw. angeordnet sind, ein Eingangssignal bzw. ein Vorspannungssignal zu empfangen; einen zweiten Schaltungszweig mit einer ersten und einer zweiten Schaltungskomponente, wobei die erste Komponente ausgebildet bzw. angeordnet ist, das Eingangssignal zu empfangen; und einen Operationsverstärker mit einem ersten Eingang, der mit einem Anschlussknoten der ersten und der zweiten Schaltungskomponente des ersten Schaltungszweigs verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang, der mit einem Anschlussknoten der ersten und zweiten Schaltungskomponente des zweiten Schaltungszweigs verbunden ist, wobei der Operationsverstärker ausgebildet ist, ein Operationsverstärkerausgangssignal der zweiten Komponente des zweiten Schaltungszweigs zuzuführen derart, dass eine Spannung an dem Anschlussknoten des zweiten Schaltungszweigs gleich ist einer Spannung an dem Anschlussknoten des ersten Schaltungszweigs, wobei die Spannung von dem Eingangssignal abhängt und das Ansteuersignal bzw. Treibersignal bereitstellt. Vorzugsweise ist das Eingangssignal ein Basisbandeingangssignal.
Eine alternative Treiberschaltung, die in dem Mischer der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann, umfasst eine erste und eine zweite Schaltungskomponente, die ausgebildet bzw. angeordnet sind, ein Eingangssignal bzw. ein Vorspannungssignal zu empfangen und ein Ausgangssignal dem ersten und dem zweiten Transistor über einen Widerstand zuzuführen. Vorzugsweise ist das Eingangssignal ein Basisbandeingangssignal.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung und zum Aufzeigen, wie diese umgesetzt werden kann, wird nunmehr beispielhaft auf die folgenden Zeichnungen verwiesen, in denen:
1 eine Blockansicht eines kabellosen Kerns gemäß dem Stand der Technik ist;
2 eine Blockansicht eines Senderkerns eines kabellosen Kerns ist, der in 1 gezeigt ist;
3 ein Schaltbild einer passiven CMOS-Mischerschaltung des Stands der Technik ist;
4 ein Schaltbild einer IQ-Mischerschaltung gemäß dem Stand der Technik ist;
5 die typischen lokalen Oszillatorssignale zeigt, die der Schaltung aus 4 zugeführt werden;
6 ein Schaltbild einer Schaltung zum Erzeugen eines lokalen Oszillatorssignals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
7 zeigt, wie ein lokales Oszillatorssignal unter Anwendung der Schaltung aus 6 erzeugt werden kann;
8 lokale Oszillatorsignale zeigt, die unter Anwendung der in 6 gezeigten Schaltungen erzeugt werden können;
9 ein Schaltbild einer IQ-Mischerschaltung und einer Treiberschaltung gemäß dem Stand der Technik ist;
10 ein Schaltbild einer Treiberschaltung ist, die in Verbindung mit der Schaltung aus 6 verwendet werden kann.
11 ein Schaltbild eines Teils einer bekannten passiven IQ-Mischerschaltung ist, wobei gezeigt ist, wie in 10 gezeigte Treiberschaltungen in Verbindung mit den Schaltungen aus 6 verwendet werden können.
Detaillierte Beschreibung
Mit Bezug zu 6 wird nunmehr eine Schaltung zum Erzeugen lokaler Oszillatorsignale gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Wie in 6 gezeigt ist, umfasst Erzeugungsschaltung für ein lokales Oszillatorsignal 600 zwei CMOS-Inverter, die in Reihe verbunden sind. Ein erster CMOS-Inverter enthält einen Hochzieh-(Pull-up-)PMOS-Transistor 602, der in Reihe geschaltet ist mit einem Herabzieh-(Pull-down-)NMOS-Transistor 604. Die Gateanschlüsse von PMOS-Transistor 602 und NMOS-Transistor 604 sind miteinander verbunden und empfangen ein Eingangssignal VIN über Leitung 601.
Das Eingangssignal ist ein periodisches Signal mit einem Tastverhältnis von 50%, das zwischen einem hohen Zustand und einem tiefen Zustand mit einer gewünschten Frequenz bzw. Sollfrequenz schwingt. Die Frequenz des Eingangssignals VIN ist in Abhängigkeit von der Sollfrequenz des Ausgangs des lokalen Oszillators ausgewählt. Der Sourceanschluss des PMOS-Transistors 602 ist mit der Versorgungsspannung AVDD verbunden, der Sourceanschluss des NMOS-Transistors 604 ist mit der Versorgungsspannung AVSS verbunden und die Drain-Anschlüsse des PMOS-Transistors 602 und des NMOS-Transistors 604 sind miteinander verbunden, um ein Ausgangssignal Vm des ersten CMOS-Inverters auf Leitung 611 bereitzustellen. AVDD kann 1,2 V betragen und AVSS kann 0 V betragen, wobei jedoch zu beachten ist, dass auch andere Werte für die Versorgungsspannung festgelegt werden können.
Ein zweiter CMOS-Inverter enthält einen Hochzieh-PMOS-Transistor 606, der in Reihe geschaltet ist mit einem Herabzieh-NMOS-Transistor 608. Die Gateanschlüsse von PMOS-Transistor 606 und NMOS-Transistor 608 sind miteinander verbunden und empfangen das Ausgangssignal Vm des ersten CMOS-Inverters auf Leitung 611. Der Sourceanschluss des PMOS-Transistors 606 ist mit der Versorgungsspannung AVDD verbunden, der Sourceanschluss des NMOS-Transistors 608 ist mit der Versorgungsspannung AVSS verbunden, und der Drainanschluss des PMOS-Transistors 606 und des NMOS-Transistors 608 sind miteinander verbunden, so dass ein Ausgangssignal VOUT in Form eines lokalen Oszillatorsignals auf Leitung 621 bereitgestellt wird.
Die Transistorgrößen (d. h. Kanalbreite oder Kanallänge) der Transistoren 602, 604, 606 und 608 sind so festgelegt, dass die Anstiegszeit und die Abfallszeit des lokalen Oszillatorsignals VOUT, das von der Schaltung 600 erzeugt wird, in Bezug auf das Eingangssignal VIN gesteuert sind.
Der PMOS-Transistor 602 ist in Bezug auf NMOS-Transistor 604 derart dimensioniert, dass der PMOS-Transistor 602 ein schnelles Hochziehen auf die Versorgungsspannungsleitung mit der Spannung AVDD ergibt. In ähnlicher Weise ist der NMOS-Transistor 608 in Bezug auf PMOS-Transistor 606 so dimensioniert, dass der NMOS-Transistor 608 ein schnelles Herabziehen auf die Versorgungsspannungsleitung AVSS bereitstellt.
Damit der PMOS-Transistor 602 eine schnelles Hochziehen auf AVDD ermöglicht, kann der Hochzieh-PMOS-Transistor 602 eine größere Kanalbreite als der NMOS-Transistor 604 oder eine kleinere Kanallänge als der NMOS-Transistor 604 aufweisen. Damit der NMOS-Transistor 608 ein schnelles Herabziehen auf die Spannung AVSS ermöglicht, kann der Herabzieh-NMOS-Transistor 608 eine größere Kanalbreite als der PMOS-Transistor 606 oder eine geringere Kanallänge als der PMOS-Transistor 606 aufweisen.
Die Wirkung der Dimensionierung des PMOS-Transistors 602 und des NMOS-Transistors 608 in der Schaltung 600, die zuvor beschrieben ist, wird nunmehr mit Bezug zu 7 beschrieben.
7 zeigt die Anstiegszeit und die Abfallszeit des Signals Vm auf Leitung 611 und des Ausgangssignals VOUT auf Leitung 621, wenn ein Eingangssignal VIN auf der Eingangsleitung 601 empfangen wird. Wie der Fachmann erkennt, besitzt das Eingangssignal VIN auf Eingangsleitung 601 gegebenenfalls keine ”idealen” Übergänge, sondern besitzt mit hoher Wahrscheinlichkeit eine Übergangszeit Tt zwischen tiefen Zuständen und hohen Zuständen, die größer als null ist.
Wenn das Eingangssignal VIN einen Übergang von tief nach hoch durchläuft, nimmt die Gate-Source-Spannung am PMOS-Transistor 602 ab, während die Gate-Source-Spannung am NMOS-Transistor 604 ansteigt. Der NMOS-Transistor 604 beginnt durchzuschalten und der PMOS-Transistor 602 beginnt abzuschalten, wodurch das Ausgangssignal des ersten CMOS-Inverters auf Leitung 611 in Richtung AVSS gezogen wird. Zunächst wird jedoch die Änderung des Ausgangssignals des ersten CMOS-Inverters auf Leitung 611 durch den relativ schwächeren NMOS-Transistor 604 in Richtung auf AVSS behindert durch den relativ stärkeren PMOS-Transistor 602, der noch nicht vollständig abgeschaltet ist. Dies führt zu einer längeren Abfallszeit des Signals Vm auf Leitung 611.
Wenn das Signal Vm auf Leitung 611 von hoch nach tief abfällt, wird PMOS-Transistor 606 durchgeschaltet und der NMOS-Transistor 608 wird abgeschaltet.
Das Ändern der Ausgangsleitung 621 in Richtung auf AVDD durch den relativ schwächeren PMOS-Transistor 606 wird behindert durch den relativ stärkeren NMOS-Transistor 608. Dies führt zu einer längeren Anstiegszeit des Ausgangssignals VOUT auf Leitung 621.
Wenn das Eingangssignal VIN einen Übergang von hoch nach tief durchläuft, nimmt die Gate-Source-Spannung des PMOS-Transistors 602 zu, während die Gate-Source-Spannung von NMOS-Transistor 604 kleiner wird. Der NMOS-Transistor 604 beginnt abzuschalten und der PMOS-Transistor 602 beginnt durchzuschalten, wodurch das Ausgangssignal des ersten CMOS-Inverters auf Leitung 611 in Richtung auf AVDD gezogen wird. Anfänglich wird jedoch die Änderung des Ausgangssignals durch den relativ schwächeren NMOS-Transistor 604 auf Leitung 611 in Richtung AVDD durch den relativ stärkeren PMOS-Transistor 602, der noch nicht vollständig ausgeschaltet ist, behindert. Dies führt zu einer kürzeren Anstiegszeit des Signals Vm auf Leitung 611.
Wenn das Signal Vm auf Leitung 611 einen Übergang von tief nach hoch durchläuft, wird PMOS-Transistor 606 abgeschaltet und der NMOS-Transistor 608 wird durchgeschaltet. Die Änderung der Ausgangsleitung 621 in Richtung AVSS durch den relativ stärkeren NMOS-Transistor 608 wird durch den relativ schwächeren PMOS-Transistor 606 behindert. Dies führt zu einer kürzeren Abfallszeit des Signals VOUT auf Leitung 621.
Das lokale Oszillatorsignal auf Ausgangsleitung 621 ist in 8 gezeigt und ist als ”VLOIM” bezeichnet. Eine gleiche Schaltung wie Schaltung 600 erzeugt das lokale Oszillatorsignal VLOIP (das ebenfalls in 8 gezeigt ist), wenn diese gleiche Schaltung ein Eingangstaktsignal VIN erhält, das eine entgegengesetzte Phase zu dem Eingangstaktsignal besitzt, das auf der Eingangsleitung 601 empfangen wird. Die lokalen Oszillatorsignale VLOIP und VLOIM können einer passiven Mischerschaltung, etwa dem in 4 gezeigten passiven IQ-Mischer 400, zugeleitet werden.
Zu beachten ist, dass eine Schaltung 600 und eine dazu gleiche Schaltung ebenfalls die lokalen Oszillatorsignale VLOQP und VLOQM erzeugen können, und dass VLOQP und VLOQM die gleiche Form aufweisen, aber zeitlich um 90° versetzt sind, wobei die Signalformen in 8 gezeigt sind. Wie in 8 gezeigt ist, ist die Dimensionierung der Transistoren 602, 608 so festgelegt, dass lokale Oszillatorsignale VLOIP und VLOIM sich nicht in der Mitte der Versorgungsspannung kreuzen. Wenn daher das lokale Oszillatorsignal VLOIP dem Transistor 402 und das lokale Oszillatorsignal VLOIM dem Transistor 404 des passiven IQ-Mischers 400 zugeleitet werden, ist lediglich einer der Transistoren 402, 404 zu jedem Zeitpunkt durchgeschaltet. Dies verhindert, dass die Basisbandeingangssignale VBBQP und VBBQM miteinander an den Ausgängen VOB, VOM kurzgeschlossen werden. Somit verhindert die vorliegende Erfindung die Beeinträchtigung der Linearität des passiven CMOS-Mischers, die durch den Kurzschluss der Basisbandeingangssignale hervorgerufen wird.
Die Schaltung kann besonders vorteilhaft im Zusammenhang mit einer Mischerschaltung eingesetzt werden, wie sie mit Bezug zu den 9 und 10 beschrieben ist.
Die internationale Offenlegungsschrift WO 2010/025556 offenbart einen passiven IQ-Mischer 400 (wie er in 4 gezeigt ist) mit Treiberschaltung 930, die nunmehr mit Bezug zu 9 beschrieben wird.
Die differentiellen Basisbandeingangssignale für den I-Pfad und den Q-Pfad sind als VBBQP, VBBQM, VBBIP und VBBIM bezeichnet. Diese Basisbandeingangssignale werden der Treiberschaltung 930 eingespeist.
Die Treiberschaltung 930 umfasst NMOS-Transistoren 940, 944, 948 und 952 als Source-Folger, die mit Vorspannungs-NMOS-Transistoren 942, 946, 950 und 954 verbunden sind. Die Gateanschlüsse der Source-Folger-NMOS-Transistoren 940, 944, 948 und 952 empfangen die Basisbandeingangssignale VBBQP, VBBQM, VBBIP und VBBIM. Die Gateanschlüsse der Vorspannungs-NMOS-Transistoren 942, 946, 950 und 954 empfangen eine Vorspannung VBIAS. Die Ausgangssignale der Source-Folger-NMOS-Transistoren 942, 946, 950 und 954 werden durch Widerstände 960, 962, 964, 966 geleitet, bevor sie dem passiven IQ-Mischer 400 zugeführt werden.
Für einen Mischer, der eine Frequenzverschiebung durch Aufwärtskonvertierung durchführt, ist eine typische verwendete Spezifizierung als FRF-3BB (Delta) bezeichnet. Dies ist das Verhältnis des aufwärts konvertierten HF-Signals zu der Verzerrung dritter Ordnung, wobei die Verzerrung dritter Ordnung F_LO – 3.F_BB ist (F_LO ist die lokale Oszillatorfrequenz und F_BB ist die Frequenz des Basisbandeingangssignals). Für eine 2G-Anwendung ist ein typisches Delta von 55 d8 erforderlich. Für eine 3G-Sprachanwendung ist ein typisches Delta von 45 dB erforderlich.
Um daher ein hohes Delta zu erreichen, müssen die Source-Folger-NMOS-Transistoren 940, 944, 948 und 952, die in 9 gezeigt sind, eine große Transkonduktanz bzw. Steilheit (gm) besitzen. Die Transkonduktanz (gm) für einen Source-Folger ist direkt proportional zum Drainstrom I_D des Source-Folger-Transistors; um daher einen hohen Delta-Wert zu erhalten, muss auch die Stromaufnahme des Source-Folger-Transistors ansteigen.
Die Transkonduktanz gm ändert sich mit dem Basisbandeingangssignal aufgrund der resultierenden Schwankungen des Drainstroms. Um die Wirkung der Schwankungen zu minimieren, werden zusätzliche Widerstände 960, 962, 964 und 968 in Reihe zu dem internen (1/gm) Widerstandswert der Source-Folger-NMOS-Transistoren 940, 944 bis 948 und 952 hinzugefügt, um die Linearität des passiven IQ-Mischers 400 zu verbessern.
Ein Kompromiss in dieser Gestaltungsform besteht im Widerstandswert der Widerstände 960, 962, 964, 966 und im Delta-Wert. Bei einem höheren Widerstandswert steigt der Delta-Wert an, jedoch nimmt das SNR ab. Bei einem niedrigen Widerstandswert nimmt entsprechend das SNR zu, jedoch nimmt der Delta-Wert ab.
10 zeigt eine alternative Treiberschaltung 1000, die verwendet werden kann, um ein Basisbandeingangssignal einem Transistor der passiven IQ-Mischerschaltung 400 zuzuleiten.
Wie in 10 gezeigt ist, umfasst Treiberschaltung 1000 einen Source-Folger-NMOS-Transistor 1002, der in Reihe geschaltet ist mit einem Vorspannungs-NMOS-Transistor 1004, so dass der Drainanschluss von Transistor 1002 mit einer Versorgungsspannung AVDD verbunden ist, der Sourceanschluss von Transistor 1002 mit dem Drainanschluss von Transistor 1004 am Knoten A verbunden ist, und der Sourceanschluss von Transistor 1004 mit einer Versorgungsspannung AVSS verbunden ist, wobei die Versorgungsspannung AVSS 0 V sein kann. Der Gateanschluss von Transistor 1002 empfängt ein Basisbandeingangssignal VIN. Der Gehtanschluss von Transistor 1004 empfängt ein Gleichstrom-(DC)Vorspannungseingangssignal VBIAS.
Treiberschaltung 1000 umfasst ferner einen Source-Folger-NMOS-Transistor 1006, der in Reihe mit einem Transistor 1008 derart geschaltet ist, dass der Drainanschluss von Transistor 1006 mit der Versorgungsspannung AVDD verbunden ist, der Sourceanschluss von Transistor 1006 mit dem Drainanschluss von Transistor 1008 am Knoten B verbunden ist und der Sourceanschluss von Transistor 1008 mit der Versorgungsspannung AVSS verbunden ist. Der Gateanschluss von Transistor 1006 empfängt das Basisbandeingangssignal VIN. Das Basisbandeingangssignal VIN kann eines der differentiellen Basisbandeingangssignale VBBQP, VBBQM, VBBIP oder VBBIM sein.
Der Knoten A ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 1010 verbunden. Der Knoten B ist mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 1010 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1010 ist mit dem Gateanschluss von Transistor 1008 verbunden. Knoten B stellt ferner das Ausgangssignal der Treiberschaltung 1000 auf Leitung 1011 bereit. Wie in 10 gezeigt ist, wird das Basisbandeingangssignal VIN auf Leitung 1011 einem Transistor 1012 zugeleitet, der Teil einer passiven CMOS-Mischerschaltung ist, beispielsweise eines passiven IQ-Mischers 400, wie er in 9 gezeigt ist.
Zu beachten ist, dass vier der Treiberschaltungen 1000 erforderlich sind, um jedes der Basisbandeingangssignale VBBQP, VBBQM, VBBIP oder VBBIM dem passiven IQ-Mischer 400 zuzuführen.
Es sei sowohl auf die 9 als auch auf die 10 verwiesen; Treiberschaltungen 1000 können den Source-Folger-NMOS-Transistor, den Vorspannungs-NMOS-Transistor und den Widerstand der Treiberschaltung 930 jeweils im I-Pfad und Q-Pfad ersetzen. Beispielsweise können der Source-Folger-NMOS-Transistor 940, der Vorspannungs-NMOS-Transistoren 942 und der Widerstand 960 durch die Treiberschaltung 1000 ersetzt werden, wobei der Source-Folger-NMOS-Transistor 1002 das Basisbandeingangssignal VBBQP an seinem Gateanschluss empfängt.
In der in 9 gezeigten Treiberschaltung 930 sind aufgrund des Gleichstrom-(DC)Vorspannungseingangssignals VBIAS die Vorspannungs-NMOS-Transistoren 942, 946, 950, 954 Konstantstromquellen, die, da sie eine konstante Vorspannung empfangen, einen konstanten Strom ableiten.
Beim Betrieb der Treiberschaltung 1000 wird der Operationsverstärker 1010 verwendet, um die Knotenspannung A am Knoten B zu kopieren, wobei dies durch Steuerung des Gateanschlusses von Transistor 1008 erfolgt. Die Ausgangsspannung am Knoten B wird dann verwendet, um den Transistor 1012 in der passiven CMOS-Mischerschaltung direkt anzusteuern. Die Source-Folger-NMOS-Transistor 1006, Transistor 1008 und Operationsverstärker 1010 fungieren als ein Klasse-AB-Treiber, der den passiven Mischer in dem Sinne ansteuert, dass die Zeitdauer (Anteil des Eingangssignals), während welcher Strom durch den Transistor 508 fließt, ungefähr 50% beträgt. Der Source-Folger-NMOS-Transistor 1006 dient dazu, Wechselstrom in den Transistor 1012 einzuspeisen, und Transistor 1008 wird verwendet, um den Wechselstrom aus dem Transistor 1012 abzuleiten.
Dies hat Vorteile gegenüber dem zuvor erläuterten Source-Folger mit einer Konstantstromquelle, da die Konstantstromquelle lediglich einen konstanten Strom ableiten kann und daher mit einem hohen Strom vorgespannt werden muss, um die Linearität während des Betriebs zu gewährleisten.
In der Treiberschaltung 1000 steuert der Vorspannungs-NMOS-Transistor 1004 den Vorspannungsstrom von Transistor 1002. Die Spannung am Knoten A wird nicht verwendet, um einen Transistor des passiven CMOS-Mischers anzusteuern, sondern dieser Knoten sieht stattdessen die hohe Impedanz des Operationsverstärkers. Die Spannung am Knoten B, die eine Kopie der Spannung am Knoten A unter Verwendung des Operationsverstärkers 1010 ist, wird verwendet, um einen Transistor des passiven CMOS-Mischers anzusteuern. Der Transistor 1008 empfängt kein Gleichstrom-(DC)Vorspannungseingangssignal VBIAS an seinem Gateanschluss, sondern empfängt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers, das eine Spannung mit variierender Größe ist. Die Größe der Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers 1010 variiert in Abhängigkeit von dem Eingangssignal und dem Betrag des Gleichstroms, der durch den Transistor 1008 fließt. Je höher der Gleichstrom ist, desto besser ist die Linearität, die man aus dem Source-Folger-Transistor 1006 erhält.
Zu beachten ist, dass, da ein Widerstand (d. h. einer der Widerstände 460, 462, 464, 468, die mit Bezug zu 4 beschrieben sind) in diesem Falle nicht erforderlich ist, ist kein Kompromiss zwischen Linearität und SNR erforderlich. Da ferner der Ausgang des Source-Folger-Transistors 502 (Knoten A) den passiven CMOS-Mischer nicht direkt mit einer Last ansteuern muss, kann die passive Mischerschaltung eine sehr hohe Linearität erreichen.
In der Treiberschaltung 1000 ist der Vorspannungs-NMOS-Transistor 1004 eine Konstantspannungsquelle, die einen konstanten Strom ableitet; jedoch wird die Spannung am Knoten A nicht verwendet, um einen Transistor des passiven CMOS-Mischers anzusteuern. Stattdessen wird die Spannung am Knoten B, die eine Kopie der Spannung vom Knoten A aufgrund der Verwendung des Operationsverstärkers 1010 ist, verwendet, um einen Transistor des passiven CMOS-Mischers anzusteuern. Der Transistor 1008 ist keine Konstantstromquelle, so dass weniger Strom während des Betriebs der Treiberschaltung im Vergleich zu der bekannten Treiberschaltung, die in WO 2010/025556 offenbart ist, gezogen wird.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden vier Erzeugungsschaltungen für ein lokales Oszillatorsignal 600 verwendet, um die lokalen Oszillatorsignale VLOIP, VLOIM, VLOQP und VLOQM entsprechend der passiven IQ-Mischerschaltung 400 zuzuführen, die Basisbandeingangssignale über vier Treiberschaltungen 1000 erhält.
11 zeigt die obere Hälfte der passiven IQ-Mischerschaltung 400, die die Basisbandeingangssignale VBBQP und VBBQM über Treiberschaltungen 1101 und 1102 empfängt und lokale Oszillatorsignale VLOIP und VLOIM empfängt (wie in 8 gezeigt ist). Treiberschaltungen 1101 und 1102 sind äquivalent zu der in 10 gezeigten Treiberschaltung 1000.
Das lokale Oszillatorsignal VLOIP, das von einer Erzeugungsschaltung für ein lokales Oszillatorsignal 600 erzeugt ist, wird dem Gateanschluss der Transistoren 402 und 408 zugeleitet. Das lokale Oszillatorsignal VLOIM, das von einer weiteren Erzeugungsschaltung für ein lokales Oszillatorsignal 600 erzeugt ist, wird dem Gateanschluss der Transistoren 404 und 406 zugeleitet. Diese Anordnung stellt sicher, dass die Transistoren 402, 408 nicht gleichzeitig mit den Transistoren 404, 406 durchgeschaltet werden.
Es gilt also: Es wird verhindert, dass die Basisbandsignale VBBQP und VBBQM auf der Ausgangsleitung 1104 und auf der Ausgangsleitung 1106 kurzgeschlossen werden. Wenn beispielsweise der Transistor 402 durchgeschaltet ist, wird das Basisbandeingangssignal VBBQP, das Treiberschaltung 1101 durchlaufen hat, am Knoten B1 bereitgestellt und wird in ein Signal mit höherer Frequenz VRFP auf Leitung 1104 aufwärts konvertiert (zu beachten ist, dass Knoten B1 eine Kopie von VBBQP ist, da Transistoren 1002 und 1006 in der Treiberschaltung 1101 Source-Folger sind). In dieser Anordnung wird der Transistor 406 abgeschaltet, wodurch verhindert wird, dass das Basisbandeingangssignal VBBQM, das die Treiberschaltung 1102 zum Knoten B2 durchlaufen hat, mit dem Signal VRFP kurzgeschlossen wird. Wenn der Transistor 408 eingeschaltet wird, wird das Basisbandeingangssignal VBBQM, das die Treiberschaltung 1102 durchlaufen hat, am Knoten B2 bereitgestellt und wird auf ein Signal mit höherer Frequenz VRFM auf Leitung 1106 aufwärts konvertiert (zu beachten ist, dass Knoten B2 eine Kopie von VBBQM ist, da Transistoren 1002 und 1006 in der Treiberschaltung 1102 Source-Folger sind). In dieser Anordnung wird der Transistor 404 abgeschaltet, wodurch verhindert wird, dass das Basisbandeingangssignal VBBQP, das die Treiberschaltung 1101 zum Knoten B1 durchlaufen hat, mit dem Signal VRFM kurzgeschlossen wird.
Wenn in ähnlicher Weise die Transistoren 404, 406 eingeschaltet und 402, 408 ausgeschaltet werden, dann wird verhindert, dass das Basisbandeingangssignal VBBQM am Knoten B2 mit dem Signal VRFM und das Basisbandeingangssignal VBBQP am Knoten B1 mit dem Signal VRFP kurzgeschlossen wird.
Es gilt damit, dass die Basisbandtreiberschaltungen 1101 und 1102 eine geringere Verzerrung und auch eine geringere Stromaufnahme besitzen im Vergleich zu der Situation, wenn der passive IQ-Mischer 400 die in 5 gezeigten lokalen Oszillatorsignale empfangen würde. Somit kann der passive IQ-Mischer 400 eine höhere Verstärkung bzw. einen höheren Gewinn und eine höhere Linearität erreichen. Zu beachten ist, dass die untere Hälfte der passiven IQ-Mischerschaltung 400 (in 11 nicht gezeigt) die Basisbandeingangssignale VBBIP und VBBIM über Treiberschaltungen erhält, die äquivalent sind zu der Treiberschaltung 1000, und lokale Oszillatorsignale VLOQP und VLOQM erhält, die die gleiche Form besitzen wie die in 8 gezeigten Signalformen, aber um 90° zeitlich verzögert sind. Somit wird verhindert, dass VBBIP und VBBIM auf der Ausgangsleitung 1104 und der Ausgangsleitung 1106 kurzgeschlossen werden.
Obwohl die Treiberschaltung 1000 unter Verwendung von NMOS-Transistoren beschrieben ist, ist zu beachten, dass die Source-Folger-Transistoren 1002, 1006 und die Vorspannungstransistoren 1004, 1008 PMOS-Bauelemente sein können.
Obwohl diese Erfindung insbesondere mit Bezug zu bevorzugten Ausführungsformen gezeigt und beschrieben ist, erkennt der Fachmann, dass diverse Änderungen in Form und Detail ausgeführt werden können, ohne vom Schutzbereich der Erfindung abzuweichen, wie sie durch die angefügten Patentansprüche definiert ist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

WO 2010/025556 [0012, 0068, 0086]

Claims

Eine Vorrichtung zum Erzeugen komplementärer periodischer Signale für eine Mischerschaltung, wobei die Vorrichtung umfasst: eine erste und eine zweite Erzeugungsschaltung, wovon jede ein periodisches Signal mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke erzeugt, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet, wobei jede Schaltung einen Ausgang zur Bereitstellung ihres periodischen Signals für einen Mischer derart aufweist, dass die ansteigende Flanke eines periodischen Signals von einer der Schaltungen jede abfallende Flanke eines periodischen Signals der anderen Schaltung an einem Kreuzungspunkt unter einer Einschaltspannung des Mischers kreuzt.
Die Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übergangszeit jeder ansteigenden Flanke länger ist als die Übergangszeit jeder abfallenden Flanke.
Die Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei jeweils die erste und die zweite Erzeugungsschaltung einen ersten CMOS-Inverter und einen zweiten CMOS-Inverter, die in Reihe geschaltet sind, aufweisen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die ersten CMOS-Inverter der ersten und der zweiten Erzeugungsschaltung jeweils ausgebildet sind, ein Rechtecksignal zu empfangen, wobei die Rechtecksignale gleiche Amplitude und entgegengesetzte Phase besitzen.
Die Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der erste CMOS-Inverter einen PMOS-Transistor und einen NMOS-Transistor unterschiedlicher Größe, die in Reihe geschaltet sind, aufweist; und der zweite CMOS-Inverter einen PMOS-Transistor und einen NMOS-Transistor unterschiedlicher Größe, die in Reihe geschaltet sind, aufweist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei der PMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters eine größere Kanalbreite als der NMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters besitzt und der NMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters eine größere Kanalbreite als der PMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters besitzt.
Die Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei der PMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters eine kleinere Kanallänge als der NMOS-Transistor des ersten CMOS-Inverters aufweist und der NMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters eine keinere Kanallänge als der PMOS-Transistor des zweiten CMOS-Inverters aufweist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste und die zweite Erzeugungsschaltung zwischen oberer und unterer Versorgungsspannungsleitung angeschlossen sind, wobei der Kreuzungspunkt unterhalb des Mittelpunkts der Spannungen liegt.
Ein Verfahren zum Erzeugen komplementärer periodischer Signale für einen Mischer, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen eines ersten und eines zweiten periodischen Signals mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet, in jeweils einer ersten und einer zweiten Erzeugungsschaltung; Bereitstellen des ersten periodischen Signals an einem ersten Ausgang zur Verbindung mit dem Mischer; und Bereitstellen des zweiten periodischen Signals an einem zweiten Ausgang zur Verbindung mit dem Mischer derart, dass jede ansteigende Flanke an dem ersten Ausgang so zeitgesteuert ist, dass sie jede abfallende Flanke des zweiten Ausgangs an einem Kreuzungspunkt kreuzt, der unter einer Einschaltspannung des Mischers liegt.
Ein passiver CMOS-Mischer mit einem ersten und einem zweiten Transistor, wobei der passive CMOS-Mischer ferner umfasst: eine erste und eine zweite Erzeugungsschaltung jeweils zum Erzeugen eines periodischen Signals mit einer Übergangszeit bei jeder ansteigenden Flanke, die sich von einer Übergangszeit bei jeder abfallenden Flanke unterscheidet, wobei jede Schaltung einen Ausgang zum Zuführen ihres periodischen Signals zu einem Mischer derart aufweist, dass jede ansteigende Flanke eines periodischen Signals von einer der Schaltungen jede abfallende Flanke eines periodischen Signals von der anderen Schaltung an einem Kreuzungspunkt kreuzt, der unterhalb einer Einschaltspannung des Mischers liegt; wobei das periodische Signal aus der ersten Erzeugungsschaltung den ersten Transistor steuert und das periodische Signal aus der zweiten Erzeugungsschaltung den zweiten Transistor steuert, so dass nur der erste oder der zweite Transistor zu jedem Zeitpunkt eingeschaltet sind.
Der passive CMOS-Mischer nach Anspruch 10, wobei der erste und der zweite Transistor in dem passiven CMOS-Mischer native Transistoren sind.
Der passive CMOS-Mischer nach Anspruch 10, wobei die periodischen Signale aus der ersten und der zweiten Erzeugungsschaltung jeweils eine Mischfrequenz des Mischers aufweisen.
Der passive CMOS-Mischer nach Anspruch 10, wobei der erste und der zweite Transistor so ausgebildet sind, dass sie ein Ausgangssignal aus einer Treiberschaltung empfangen, wobei die Treiberschaltung umfasst: einen ersten Schaltungszweig mit einer ersten und einer zweiten Schaltungskomponente, die ausgebildet sind, entsprechend ein Eingangssignal bzw. ein Vorspannungssignal zu empfangen; einen zweiten Schaltungszweig mit einer ersten und einer zweiten Schaltungskomponente, wobei die erste Komponente ausgebildet ist, das Eingangssignal zu empfangen; und einen Operationsverstärker mit einem ersten Eingang, der mit einem Anschlussknoten der ersten und der zweiten Schaltungskomponente des ersten Schaltungszweigs verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang, der mit einem Anschlussknoten der ersten und der zweiten Schaltungskomponente des zweiten Schaltungszweigs verbunden ist, wobei der Operationsverstärker ausgebildet ist, ein Operationsverstärkerausgangssignal der zweiten Komponente des zweiten Schaltungszweigs so zuzuleiten, dass eine Spannung an dem Anschlussknoten des zweiten Schaltungszweigs gleich ist einer Spannung an dem Anschlussknoten des ersten Schaltungszweigs, wobei die Spannung von dem Eingangssignal abhängt und das Treibersignal bereitstellt.
Ein passiver CMOS-Mischer nach Anspruch 10, wobei der erste und der zweite Transistor ausgebildet sind, ein Ausgangssignal von einer Treiberschaltung zu empfangen, wobei die Treiberschaltung eine erste und eine zweite Schaltungskomponente aufweist, die ausgebildet sind, entsprechend ein Eingangssignal bzw. ein Vorspannungseingangssignal zu empfangen und das Ausgangssignal dem ersten und dem zweiten Transistor über einen Widerstand zuzuleiten.
Ein passiver CMOS-Mischer nach Anspruch 13 oder 14, wobei das Eingangssignal ein Basisbandeingangssignal ist.