DE102007032791A1

DE102007032791A1 - Verbessertes Äquivalenzzeit-Abtastsystem für optisches Zeitbereichsreflektometer

Info

Publication number: DE102007032791A1
Application number: DE102007032791A
Authority: DE
Inventors: Jeffrey S. Seattle Bottmann; William K. Everett Gessaman
Original assignee: Fluke Corp
Current assignee: Fluke Corp
Priority date: 2006-07-16
Filing date: 2007-07-13
Publication date: 2008-04-24
Anticipated expiration: 2027-07-14
Also published as: GB2440253B; GB2440253A; GB0713585D0; GB0713720D0; DE102007032791B4

Abstract

Ein Äquivalenzzeit-Abtastsystem verwendet zwei Taktfrequenzquellen, die phasensynchronisiert sind, wobei ein Analog-Digital-Wandler-Abtasttakt von einer Quelle abgeleitet wird und ein Impulsgeneratortakt von der anderen abgeleitet wird. Die Wahl der Taktfrequenzen bestimmt den minimalen Zeitschritt und den Satz von verfügbaren Zeitschritten und die Impulswiederholungsperiode bestimmt die Zeitschrittgröße für die Äquivalenzzeit-Abtastung. Das System wird geeigneterweise in einem Zeitbereichs-Reflektometer, einem optischen Zeitbereichs-Reflektometriesystem oder anderen Systemen zum Erhalten von Zeitbereichsantworten auf einen periodischen Reiz eines getesteten Systems implementiert, wobei die Reizrate und die Abtastintervalle über einen breiten Bereich variieren.

Description

Hintergrund der Erfindung
Diese Erfindung betrifft Test- und Messinstrumente und insbesondere eine Äquivalenzzeitabtastung und beispielsweise ein optisches Zeitbereichsreflektometer (OTDR), das ein verbessertes Äquivalenzzeit-Abtastsystem verwendet.
Ein OTDR ist ein Testinstrument für optische Fasern, das Laserimpulse in eine Faser einkoppelt, dann die zurückreflektierten Lichtsignale als Funktion der Zeit misst. Durch Untersuchen des Ergebnisses können brauchbare Informationen wie z.B. Ort und Verlust von Verbindungselementen und die Faserlänge ermittelt werden.
Mit Bezug auf 1, ein Blockdiagramm eines OTDR gemäß dem Stand der Technik, umfassen einige der typischen Funktionsblöcke in einem OTDR:
Eine Laserdiodenlichtquelle 12, eine Impulsstromquelle 14 für den Laser, einen Photodioden-Lichtempfänger 16, einen Faserrichtungskoppler 18, Verstärker 20, einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 22, eine Erfassungszeitsteuerung mit einem Impulstrigger 24 und einem ADC-Takt 26, einen Speicher 28 zur Kurvenerfassung, eine Steuereinheit (Digitalsignalprozessor (DSP)) 30 und eine Benutzerschnittstelle/Anzeige 32.
Ein OTDR muss Zeitdatensätze über einen breiten Bereich von Datensatzlängen und Zeitschritten erzeugen können, um verschiedenen Faserlängen von sehr kurz bis sehr lang, z.B. 100 Kilometer, mit Kurvenzeitschritten über 0,3125 ns bis 40 ns gerecht zu werden. Zeitmessdatensätze werden aus zwei Gründen vielmehr über viele Impulswiederholungen als einen einzelnen Impuls aufgebaut:

– kleine Zeitschritte, geringer als 1,0 ns, sind für kurze Kabel erforderlich. Praktische ADCs können nicht so schnell in Echtzeit abtasten. Ein typischer ADC könnte beispielsweise eine Abtastperiode von 40 ns aufweisen; und
– empfangene Signalpegel sind so klein, dass viele Abtastwerte für jeden Kurvenpunkt genommen und gemittelt werden müssen, um den Rauschabstand zu erhöhen.

Während jeder Impulswiederholung wird eine Teilmenge der erforderlichen Kurvendatenpunkte erfasst. Alle verschiedenen Teilmengen, die zusammengenommen den Kurvendatensatz bilden, werden über eine Folge von Impulswiederholungen erfasst und im Speicher gespeichert, wobei zumindest die folgenden aufgezählt werden: (ADC-Taktperiode)/(Kurvenzeitschritt)
Dieser Prozess der Erfassung und Speicherung über eine Folge von Impulswiederholungen wird wiederholt, wenn eine Mittelung verwendet wird. Mit (ADC-Taktperiode) = 40 ns und (Kurvenzeitschritt) = 0,3125 ns ist beispielsweise die erforderliche Anzahl von Impulswiederholungen mindestens 40/0,3125 = 128. Wenn 64 Mittelwerte erforderlich sind, gilt Impulswiederholungen = 128·64 = 8192.
Wenn der resultierende Kurvenspeicher korrekt geordnet ist, ist das Ergebnis eine Äquivalenzzeitkurve, die zu dem identisch ist, was in Echtzeit mit der Kurvenzeitschrittrate oder 3,2 GHz für das vorliegende Beispiel erhalten werden würde.
OTDR-Implementierungen gemäß dem Stand der Technik erreichen eine feine Zeitbasisauflösung unter Verwendung eines sequentiellen Abtastverschachtelungsschemas, wobei die ADC-Taktrate grobe Abtastintervalle bestimmt und eine analoge einstellbare Zeitverzögerungsschaltung, die dem Impulsgenerator vorangeht, die feinen Intervalle liefert. Jede Impulswiederholung verwendet eine andere Verzögerungseinstellung, um alle erforderlichen Kurvenpunkte abzudecken. In einer solchen Implementierung erfordert jedoch die Verzögerungsschaltung Präzisionsteile mit hoher Geschwindigkeit und muss auch so kalibriert werden, dass Komponentenschwankungen berücksichtigt werden, und unterliegt einer durch die Temperatur induzierten Ungenauigkeit. Ein solches System des Standes der Technik umfasst typischerweise eine Konstantstromquelle/einen Kondensatorsägezahngenerator, der mit einem Vergleicher mit hoher Geschwindigkeit verbindet. Der andere Vergleichereingang kommt von einem Digital-Analog-Wandler (DAC). Durch Verändern der DAC-Einstellung mit dem Digitalsignalprozessor 30 wird eine variable Verzögerung zwischen dem Starten der Flanke und dem Triggern des Vergleichers erhalten, um eine Verzögerung des aktuellen Triggers der OTDR-Laser bereitzustellen.
Einige Nachteile des Schemas des Standes der Technik umfassen:

– den Bedarf zur Kalibrierung vor einer Erfassungssequenz, um den Generator mit variabler Verzögerung zu kalibrieren, indem die DAC-Werte bestimmt werden, die der Position von zwei aufeinander folgenden A/D-Taktflanken entsprechen, unter Verwendung des "CAL-Status" als Rückkopplung, die die relative Position des verzögerten Triggers zur A/D-Taktflanke angibt;
– den Bedarf zur Berechnung von DAC-Werten, um die gewünschte Verschachtelung von Abtastwerten im Äquivalenzzeit-Abtastsystem zu erzeugen;
– eine analoge Präzisionshardware mit "übertrieben" hoher Geschwindigkeit ist erforderlich; und
– Ungenauigkeiten durch Effekte zweiter Ordnung.

Das Berechnen von DAC-Werten, um die Verschachtelung von Abtastwerten zu erzeugen, ist insofern für einige Probleme anfällig, als die Verzögerung unter Verwendung von analogen Systemen erzeugt wird und folglich Ungenauigkeiten unterliegt. Ferner erfordert die Kalibrierung das Bewegen der steigenden Flanke des verzögerten Triggers in den Einstell-/Haltebereich eines getakteten digitalen Teils, der für Metastabilität anfällig ist, die zu einer ungenauen Kalibrierung des Generators mit variabler Verzögerung führen kann. Der Laserimpulsgenerator hängt auch von der Verwendung von RC-Zeitkonstanten ab, um die Laserimpulsbreiten zu steuern. Individuelle Komponentenvariationen und Ungenauigkeiten führen zu Schwankungen zwischen einem Bauelement und dem nächsten, wenn Bauelemente hergestellt werden.
Es wäre erwünscht, ein OTDR-System zu haben, das eine bessere Schrittgrößengenauigkeit bereitstellen würde, das keine Kalibrierungseinstellungen benötigen würde und das von einer Temperaturdrift frei wäre.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß der Erfindung verwendet ein OTDR zwei phasensynchronisierte Frequenzquellen, wobei eine Quelle einen Reizimpulsgenerator taktet und die andere Quelle die Signalabtastrate festlegt. Eine Äquivalenzzeitabtastung wird dadurch mit einem breiten Bereich von Impulswiederholungsraten und Zeitschritten erhalten.
Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung wird im abschließenden Teil dieser Patentbeschreibung besonders aufgezeigt und deutlich beansprucht. Sowohl die Organisation als auch das Betriebsverfahren zusammen mit weiteren Vorteilen und Aufgaben derselben können jedoch mit Bezug auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen am besten verstanden werden, in denen sich gleiche Bezugszeichen auf gleiche Elemente beziehen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines OTDR gemäß dem Stand der Technik;
2 ist ein Blockdiagramm eines OTDR gemäß der vorliegenden Erfindung;
3 ist ein Diagramm, das die Adressenberechnung darstellt, die gemäß der vorliegenden Erfindung zur Speicherung von erfassten Äquivalenzzeitabtastwerten verwendet wird;
4 ist ein Graph, der ein Beispiel von Echtzeitpositionen als Funktion von Äquivalenzzeitpositionen im Datenspeicher zeigt; und
5 ist ein Diagramm eines speziellen Ausführungsbeispiels des Erfassungssystems.
Ausführliche Beschreibung
Das System gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst ein optisches Zeitbereichsreflektometer, das ein verbessertes Äquivalenzzeit-Abtastsystem verwendet.
Das System ist so ausgelegt, dass es einen Impulstakt aufweist, der vom Abtasttakt genügend verschieden ist, so dass über jede Impulswiederholung ein anderer Satz von Abtastzeiten erhalten wird. Wenn diese gestörten Abtastwerte umgeordnet werden, wird ein vollständiger Impulsantwortdatensatz mit der gewünschten Zeitschrittgröße erhalten. Die Erfassungssequenz ist in der Hinsicht kontinuierlich, als der ADC konstant mit derselben Rate getaktet wird, und Impulse werden alle M Impulstaktzyklen über die ganze Erfassungszeit erzeugt, einschließlich Wiederholungen zur Mittelwertbildung. Da der ADC immer mit seiner maximalen Rate getaktet wird, ist der Prozess so zeiteffizient wie möglich. Die Auswahl von Abtast- und Impulsfrequenzen wird gemäß einer Erörterung weiter unten durchgeführt.
Mit Bezug auf 2, ein Blockdiagramm eines optischen Zeitbereichsreflektometers gemäß der vorliegenden Erfindung, bildet ein Abtastwerterfassungs-Steuereinheitsblock 40 mit dem Erfassungsspeicher 42 und dem A/D-Wandler 44 eine Schnittstelle. Der A/D liefert geeigneterweise 12-Bit- A/D-Daten zur Abtastwerterfassungs-Steuereinheit 40. Der A/D-Wandler 44 empfängt analoge Signale über den Verstärker 46 vom Detektorblock 48, geeigneterweise Photodiodendetektoren, die mit dem getesteten faseroptischen Netzwerk 50 verbinden.
Ein Abtasttakt 52, geeigneterweise 25 MHz, liefert eine Taktung zum A/D-Wandler 44, zur Abtastwerterfassungs-Steuereinheit 40 und zu einem Phasenregelkreis-(PLL) Block 54. Der PLL-Block liefert ein SYNC-Signal zur Abtastwerterfassungs-Steuereinheit 40 und zu einem Impulsgenerator 56. Der PLL 54 erzeugt auch ein Steuerspannungssignal, das zu einem spannungsgesteuerten Oszillator 58 (VCO) geliefert wird, der ein Impulstaktsignal zum Impulsgenerator 56 liefert. Ein Triggersignal wird durch den Impulsgenerator 56 erzeugt, das zum Laserblock 60 geliefert wird, der mit dem Ausgang des optischen Fasernetzwerks 50 eine Schnittstelle bildet. Ein Benutzerschnittstellen-/Anzeigeblock 62 ist auch vorgesehen, um mit dem Benutzer zum Empfangen von Betriebsbefehlen und zum Anzeigen von Ergebnissen in Dialogverkehr zu stehen.
Im Betrieb stellt der PLL sicher, dass der Impulstakt vom VCO 58 für den Impulsgenerator 56 mit einer Frequenz von Abtasttakt * 128/67 arbeitet, was in dem dargestellten Ausführungsbeispiel mit dem Abtasttakt von 25 MHz nominal 47,76119 MHz ist. Das SYNC-Signal vom PLL gibt an, wann die zwei Takte phasengleich sind und ihre steigenden Flanken ausgerichtet sind. Der Abtastwerterfassungs-Steuereinheitsblock 40 und der Impulsgeneratorblock 56 verwenden das SYNC-Signal, um die ideale Zeit zum Beginnen des Triggerns des Lasers 60 und zum Speichern von Abtastdaten vom A/D-Wandler zu bestimmen.
Die Frequenzen des Abtastwerts und des Impulses können gemäß den folgenden Kriterien gewählt werden.
Zuerst wird die Abtasttaktrate gewählt, die die Umwandlungsrate für den ADC ist. Diese ist im Allgemeinen in Anbetracht der erforderlichen Bitzahl und da die Steuereinheit dieser Geschwindigkeit gerecht werden können muss, als so schnell wie praktisch erwünscht. TS = Abtastperiode (ADC-Taktrate)
Als nächstes wird die minimale gewünschte Zeitschrittgröße, die die feinste Zeitschrittauflösung ist, die für das OTDR erhältlich ist, gewählt. Sie muss Ts, dividiert durch eine ganze Zahl Ns, sein.
Der Satz von Teilern von Ns ist die erhältliche Wahl von Kurvenzeitschritten in Einheiten des minimalen Zeitschritts.
Beispiel
Wenn der Abtasttakt 25 MHz ist und Ns = 128, dann gilt: TS = 40 ns = NS × Tq = 128 × (0,3125 ns)
Der Satz von geraden Teilern von 128 (erhältliche Schrittgrößen als Vielfache des minimalen Schritts) ist:
1 2 4 8 16 32 64 128
Dies ist der Satz von erhältlichen Kurvenzeitschritten in Einheiten von 0,3125 ns. Man beachte, dass, falls erwünscht, nicht-binäre, enger beabstandete Zeitschritte durch Wählen eines geeigneten Ns, wie z.B. der überreichlichen Zahl 120, erhalten werden können. Diese Zahl hat die Teiler:
1 2 3 4 5 6 8 10 12 15 20 24 30 40 60 120
Als nächstes wählen wir die Impulstaktperiode. Wie die Abtasttaktperiode muss die Impulstaktperiode eine ganze Zahl von minimalen Zeitschritten sein: Tp = Np × Tq
Die Impulstaktperiode und die Abtasttaktperiode in Einheiten von minimalen Zeitschritten sollten keine anderen gemeinsamen Teiler als 1 aufweisen, um alle verfügbaren Zeitschritte zu erhalten. Dies gilt immer, wenn Np eine Primzahl ist, der Primzahlzustand ist jedoch nicht erforderlich.
N_p und N_s dürfen keine gemeinsamen Teiler aufweisen.
Unter Fortsetzung des Beispiels mit Ns = 128 können wir Np = 67 wählen, da 67 eine Primzahl ist und sich keine gemeinsamen Faktoren mit 128 teilt. Tp = 20,9375 ns = Np × Tq = 67 × (0,3125 ns)
Eine spezielle Zeitschrittgröße aus dem Satz von verfügbaren Werten wird durch geeignetes Wählen der Impulswiederholungsperiode erhalten, die ein ganzzahliges Vielfaches von Impulstaktperioden ist. PRP = M × Tp Impulswiederholungsperiode
Es gibt viele Werte von M, die eine spezielle Schrittgröße ergeben, und sie müssen gemäß der folgenden Regel gewählt werden.
Die Schrittgröße ist der größte gemeinsame Teiler der Anzahl von Impulstakten und der Abtasttaktperiode, wobei die Schrittgröße und die Abtasttaktperiode in Quanteneinheiten sind.
Mathematisch ausgedrückt ist die Bedingung: Q = gcd (M, NS) Anzahl von Zeit-"Quanten" pro Kurvenzeitschritt.
Unter Fortsetzung des Beispiels, wenn wir Tet = 1,25 ns = Kurvenzeitschritte wollen, dann benötigen wir mit Tq = 0,3125 ns, Q = 4 und wir müssen die folgende Gleichung erfüllen: Q = 4 = gcd (M, 128)
Es soll auch angenommen werden, dass wir eine minimale Impulswiederholungsperiode von 1 us haben. Dies legt einen minimalen Wert für M fest:
Nun inkrementieren wir von dieser minimalen ganzen Zahl, bis die vorstehend erwähnte Bedingung des größten gemeinsamen Teilers erfüllt ist, was in dem Beispiel bei M = 52 geschieht, was zu einer Impulswiederholungsperiode von 1,089 us führt.
Zusammengefasst haben wir die folgenden Systemparameter:

Q: = Zeitschritt in Tq-Einheiten = 4
Tq: = Minimale Schrittgröße = 0,3125 ns
Ts: = Abtastzeit = 40 ns (Abtasttakt 25 MHz)
Tp: = Impulstaktperiode = 20,9375 ns (Impulstakt 47,7612 MHz)
M: = Impulstakte pro Impulswiederholung = 52
R: = Kurvendatensatzlänge = (M·Np)/Q = 871 Punkte @ 1,25 ns Abstand
Npr: = Anzahl von Impulswiederholungen = Ns/Q = 32 im Durchschnitt

Erfassungssequenz:
Um eine Erfassung von Daten durchzuführen, wird ein Block des Kurvenspeichers 42 (2) der Länge R zugewiesen und auf Null initialisiert. Impulstriggersignale werden durch eine Zählerschaltung erzeugt, die einen Impulstrigger alle M Impulstaktzyklen herstellt. ADC-Lesungen werden kontinuierlich mit der Abtasttaktrate erzeugt. Ausgehend von einer vorbestimmten Impulstriggerposition relativ zum Abtasttakt werden ADC-Lesungen in den Kurvenspeicher summiert. Dies kann in zwei Weisen durchgeführt werden:
In der ersten Weise Summieren der ADC-Lesungen in R aufeinander folgende Speicherstellen. In dieser Version liegen die Speicherstellen in der Reihenfolge der Echtzeiterfassung, wobei dieser Prozess für die Anzahl von gewünschten Mittelwerten in einer Schleife durchlaufen wird. Nachdem die Erfassung vollendet ist, wird die Äquivalenzzeitkurve durch Umordnen der Echtzeitpunkte wie folgt erhalten:
Man beachte, dass mod(x, y) x modulo y bedeutet, was den Rest nach der Division von x durch y bedeutet.
Fortgesetztes Beispiel:
Der Äquivalenzzeitindex als Funktion der Echtzeitspeichersequenz, wobei k die relative Speicheradresse ist, ist:
Die zweite Weise zum Durchführen der Summierung in den Kurvenspeicher besteht darin, dass der Äquivalenzzeitindex alternativ in Echtzeit berechnet werden könnte, da die Daten erfasst werden, um die korrekte Äquivalenzzeitadresse für jede eingehende ADC-Lesung zu geben. Diese Option kann verfügbar sein, wenn der verfügbare Prozessor zum Berechnen schnell genug ist. In diesem Fall werden die Lesungen in nicht-sequentielle Stellen gemäß der obigen Gleichung summiert, so dass nach der Erfassung der Kurvenspeicher korrekt in der Äquivalenzzeitsequenz geordnet ist.
Ein Weise zum Durchführen dessen ist in 3, einem Blockdiagramm einer Adressenberechnung, dargestellt. Ein Verschachtelungswert 70 und eine aktuelle Adresse 72 werden zum Addierer 74 geliefert. Das Ausgangssignal des Addierers ist ein erstes Eingangssignal in einen Multiplexer 76, in einen Subtrahierer 78 und in einen Größer-Oder-Gleich-Block 80. Ein zweites Eingangssignal in den Subtrahierer 78 und in den Größer-Oder-Gleich-Block 80 ist AddrMod 82. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 78 ist ein zweites Eingangssignal in den Multiplexer 76, während das Ausgangssignal des Größer-Oder-Gleich-Blocks zur Auswahlleitung des Multiplexers geliefert wird. Das Ausgangssignal des Multiplexers NextAddr ist die nächste Adresse für die Speicherung, die zum Adressenregister 84 geliefert wird. Ein Taktsignal, das zum Adressenregister geliefert wird, bestimmt, wann eine neue Adresse zwischengespeichert wird.
Die Verschachtelung 70 ist das Verhältnis der Echtzeit-A/D-Rate zur Äquivalenzzeit-A/D-Rate. AddrMod 82 wird aus dem Verschachtelungswert und einem aktuellen Triggerratenwert berechnet. Für einen Verschachtelungswert von 1 gilt aktuelle Triggerrate = ((angeforderte Triggerrate + 128 – 1)/128)·128 und AddrMod 82 = (aktuelle Triggerrate·Verschachtelung·67)/128
Für Verschachtelungswerte von 2, 4, 8, 16, 32, 64 und 128 ist die Berechnung: Mbias = 28/Verschachtelung Mval = mbias·2 Aktuelle Triggerrate = (((angeforderte Triggerrate + mbias – 1)/mval)·mval) + mbias AddrMod = (aktuelle Triggerrate·Verschachtelung·67)/128
Ein spezielles Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet eine binäre Sequenz von verfügbaren Schritten im Bereich von 0,3125 bis 40 ns:

Tq: = minimale Schrittgröße = 0,3125 ns
Ts: = Abtastzeit = 40 ns (Abtasttakt 25 MHz)
Tp: = Impulstaktperiode = 20,9375 ns (Impulstakt 47,7612 MHz)
Ns: = 128
Np: = 67

Eine Tabelle gemäß der Beziehung:
Schrittgröße, ns = T_q·gcd (M, N_S)
wobei gcd den "größten gemeinsamen Teller" bedeutet
= 0,3125·gcd (M, 128)

Schrittgröße, ns	M-Werte für die Schrittgröße
0,3125	1	3	5	7 ...
0,625	2	6	10	14 ...
1,25	4	12	20	28 ...
2,5	8	24	40	56 ...
5	16	48	80	112 ...
10	32	96	160	224 ...
20	64	192	320	448 ...
40	128	256	384	512 ...

4 stellt eine Echtzeit-ADC-Lesenummer (x-Achse) gegen den Äquivalenzzeitindex für ein System mit 5,0 ns Schrittgröße und M = 16, für eine Impulswiederholungsperiode von 335 ns dar. Die Kurvendatensatzlänge für diesen Fall ist 67.
5 ist ein Blockdiagramm einer Implementierung des Systems.
Folglich sieht das vorstehend angegebene System vorteilhafterweise vor, dass das Lasertriggersignal im speziellen Ausführungsbeispiel in Inkrementen von 20,9375 ns digital programmierbar ist. Dies ermöglicht, dass die Impulsbreiten vielmehr mit der Software verändert werden als in einer Hardwareimplementierung wie im Stand der Technik fixiert werden. Ferner ist der zum Beseitigen der analogen Lasertrigger-Verzögerungsschaltung verwendete Phasenregelkreis digitaler Art und daher exakt, was keine Kalibrierung erfordert, wie es im Stand der Technik notwendig war.
Obwohl das spezielle Ausführungsbeispiel eine binäre Sequenz von Zeitschrittgrößen verwendet, können willkürliche nicht-binäre, feiner beabstandete Sätze von Zeitschritten gemäß der Erfindung verwendet werden.
Obwohl das bevorzugte Ausführungsbeispiel in einer Umgebung eines optischen Zeitbereichsreflektometers verwendet wird, ist das erfindungsgemäße Konzept auf andere Verwendungen anwendbar. Die Konzepte könnten beispielsweise in einem herkömmlichen (Kupfer) Zeitbereichsreflektometer mit denselben Vorteilen oder beispielsweise in Radarsystemen oder anderen Systemen verwendet werden, in denen die Aufgabe darin besteht, eine Zeitbereichsantwort auf einen periodischen Reiz eines getesteten Systems zu erhalten, wobei es erwünscht ist, die Reizrate und die Abtastintervalle über einen breiten Bereich zu verändern.
Obwohl Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, ist es für Fachleute ersichtlich, dass viele Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, ohne von der Erfindung in ihren breiteren Aspekten abzuweichen. Die beigefügten Ansprüche sollen daher alle derartigen Änderungen und Modifikationen, die in den wahren Gedanken und Schutzbereich der Erfindung fallen, abdecken.

Claims

Optisches Äquivalenzzeit-Zeitbereichs-Reflektometriesystem mit: einem Abtasttakt; einem Impulstakt; einem Phasenregelkreis, der den Abtasttakt und den Impulstakt empfängt und ein Synchronisationssignal erzeugt; einem Impulsgenerator, der das Synchronisationssignal und den Impulstakt empfängt und ein Triggersignal erzeugt, um einen Testimpuls zu triggern; und einem Abtastwerterfassungsblock, der das Synchronisationssignal zum Empfangen eines vom Testimpuls abgeleiteten Antwortsignals empfängt.
System nach Anspruch 1, welches ferner einen Speicher zum Speichern von erfassten Abtastwerten vom Abtastwerterfassungsblock; und einen Adressenrechner zum Bestimmen einer Speicheradresse, in der jeweilige Echtzeitabtastwerte gespeichert werden sollen, um die Abtastwerte in Echtzeitreihenfolge zu speichern, umfasst.
System nach Anspruch 1, welches ferner einen Speicher zum Speichern von erfassten Abtastwerten vom Abtastwerterfassungsblock in einer Erfassungsechtzeitreihenfolge; und ein Abtastumordnungssystem zum Adressieren des Speichers, um Abtastwerte aus diesem in Äquivalenzzeitreihenfolge nach der Erfassung abzurufen, umfasst.
System nach Anspruch 1, wobei das System ein optisches Zeitbereichsreflektometer umfasst.
System nach Anspruch 4, wobei der Testimpuls ein optisches Testimpulssignal triggert.
System nach Anspruch 1, wobei das empfangene Antwortsignal ein optisches Signal umfasst.
Äquivalenzzeit-Abtastsystem mit: einer ersten und einer zweiten Frequenzquelle, die phasensynchronisiert sind, einem Analog-Digital-Wandler mit einem Abtasttakt, der von einer der ersten und der zweiten Frequenzquelle abgeleitet ist; und einem Testimpulsgenerator mit einem Testimpulstakt, der von der anderen der ersten und der zweiten Frequenzquelle abgeleitet ist.
Äquivalenzzeit-Abtastsystem nach Anspruch 7, wobei die Frequenz der ersten und der zweiten Quelle als voneinander verschieden gewählt sind.
Optisches Zeitbereichs-Reflektometer, das das Äquivalenzzeit-Abtastsystem nach Anspruch 7 verwendet.
Verfahren zur Äquivalenzzeitabtastung mit den Schritten: Vorsehen einer Zuordnung eines Abtastwertspeichers; Vorsehen von Reizen mit einer ersten Taktrate; Abtasten der Reaktion auf die Reize mit einer zweiten Taktrate; Speichern der abgetasteten Antworten im Abtastwertspeicher.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Speicherns der abgetasteten Antworten im Abtastwertspeicher das Bestimmen einer Äquivalenzzeitposition eines gegebenen Abtastwerts und das Speichern des Abtastwerts in seiner jeweiligen Äquivalenzzeitposition im Speicher umfasst, um einen in der Äquivalenzzeit geordneten Antwortsatz bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Schritt des Speicherns der abgetasteten Antworten im Abtastwertspeicher das Speichern der abgetasteten Antwort in einer zur echten Abtastzeit relativen Position im Speicher; und Umordnen der Abtastwerte in eine Äquivalenzzeitreihenfolge, nachdem ein gewünschter Satz von Abtastwerten erhalten wurde, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei die erste Taktrate durch Folgendes bestimmt wird: Auswählen einer minimalen Zeitschrittgröße Tq als Wert der Abtasttaktperiode, dividiert durch eine ganze Zahl N; Auswählen einer Impulstaktperiode als ganze Zahl von minimalen Zeitschritten, wobei die Impulstaktperiode und die Abtasttaktperiode keine anderen gemeinsamen Teiler als 1 aufweisen; Auswählen einer Impulswiederholungsperiode als ganzzahliges Vielfaches M von Impulstaktperioden, um die Zeitschrittgröße zu bestimmen, wobei die Zeitschrittgröße der größte gemeinsame Teiler der Anzahl von Impulstakten und der Abtasttaktperiode in Schrittgrößeneinheiten ist.