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Die
Erfindung betrifft eine Ausgangsschaltung für einen Hub-Baustein zum Empfangen von Daten eines
Speichercontrollers und zum Ausgeben eines hochfrequenten Signals.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Ansteuern eines
solchen Hub-Bausteins zum Empfangen von Daten eines Speichercontrollers,
mit dem ein hochfrquentes Signal ausgegeben werden soll.
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Neuartige
Speichermodule weisen einen Hub-Baustein auf, der hochfrequente
externe Signale mit serialisierten Daten empfängt, diese parallelisiert und
an Speicherbausteine des Speichermoduls weiterleitet, wenn eines
oder mehrere der Speicherbausteine adressiert ist. Ist keiner der
Speicherbausteine adressiert, seriellisiert der Hub-Baustein die empfangenen
Daten, um diese z. B. zu einem Hub-Baustein eines nachgeschalteten
Speichermoduls zu übertragen.
Derartige Speichermodule werden auch Fully Buffered DIMMs (FB-DIMMs)
genannt. Damit sind schnellere Speicherzugriffsgeschwindigkeiten
möglich
und die Gesamtspeicherkapazität
pro Modul ist gegenüber
herkömmlichen Speichermodulen
vergrößert. Solche
Fully Buffered DIMMs werden hintereinander in Form einer Daisy Chain
geschaltet, so dass zwischen den Speichermodulen lediglich eine
Punkt-zu-Punkt Signalverbindung zwischen den Hub-Bausteinen des jeweiligen Speichermoduls,
die auch Advanced Memory Buffers (AMB) genannt werden, besteht.
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Um
eine sichere Signalübertragung
auch bei hohen Datenübertragungsraten,
wie beispielsweise zwischen 3,2 Gbit/s bis 4,8 Gbit/s zu gewährleisten, muss
bei der Signalausgabe des Hub-Bausteins
bestimmte von der Spezifikation vorgegebene Anfor derungen erfüllt werden.
Es müssen
beispielsweise zwei Datenströme
in einem Transmitter des Hub-Bausteins, die jeweils einen Signalhub
von 0 bis VDD aufweisen, seriellisiert und
zu einem differenziellen Datensignal gewandelt werden, der einen
von dem ursprünglichen
Signalhub abweichenden üblicherweise
niedrigen Signalpegelhub aufweist. Zusätzlich müssen die Ausgänge über eine
50Ω Terminierung
zum Massepotential referenziert sein. Eine weitere Anforderung besteht
darin, dass das Mittenpotential zwischen den beiden Ausgangsknoten möglichst
konstant ist und beim Schalten der Ausgangsknoten von einem Signalzustand
auf einen weiteren nicht wesentlich von dem Mittenpotential zwischen
dem hohen Signalpegel und dem niedrigen Signalpegel des Ausgangssignals
abweicht. Dies ist für
einen fehlerfreien Empfang der hochfrequenten Signale auf Empfängerseite
notwendig.
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Während der
Hub-Baustein zur Reduzierung des Stromverbrauchs üblicherweise
mit CMOS-Logik realisiert wird, wird, der Ausgangstreiber mithilfe
einer sog. Common Mode Logic (CML) Schaltungstechnik realisiert,
um die hohen Signalübertragungsraten
zu erreichen. Insbesondere bei Verwendung von NMOS-Feldeffekttransistoren
können
dabei sehr hohe Geschwindigkeiten erreicht werden. Bei der Verwendung
von NMOS-Feldeffekttransistoren
lässt sich
in einfacher Weise eine Terminierung gegenüber dem hohen Versorgungspotential
VDD erreichen, nicht jedoch gegenüber dem
Massepotential, wie in der Spezifikation für den Hub-Baustein gefordert
ist. Bei einer Terminierung zu dem Massepotential, wie sie im Fall
des Hub-Bausteins für
Fully Buffered DIMMs vorgesehen ist, ist eine reine CML-Realisierung
aber nur mit PMOS-Transistoren möglich.
Da PMOS-Transistoren bei gleicher Dimensionierung in der Regel um
einiges langsamer schalten, als NMOS-Transistoren ist dadurch eine
geforderte Datenübertragungsrate
von 4,8 Gbit/s nicht mehr erreichbar. Dies kann durch geeignete
Maßnahmen,
z. B. größere Dimensionierung
der PMOS-Transistoren,
durch das Vorsehen von passiven oder aktiven Spulen, annähernd kompensiert
werden, es wird jedoch dadurch eine erhöhte Fläche bei der Realisierung eines
solchen Ausgangstreibers in der integrierten Schaltung des Hub-Bausteins
notwendig.
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Die
Ausgangsschaltung eines solchen Hub-Bausteins wird üblicherweise
in mehreren Stufen aufgebaut, in denen das CMOS-Ausgangssignal in ein CML-Signal umgewandelt
werden muss. Ein grundsätzlicher
Nachteil, bei mehreren Stufen die Ausgangsschaltung mit Common Mode
Logic aufzubauen, besteht in der hohen Leistungsaufnahme von CML-Logik.
Unabhängig
vom Eingangssignal fließt ein
statischer Strom, der durch die Amplitude und den Terminierungswiderstand
am Ausgang der Ausgangsschaltung bestimmt wird.
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Aus
der Druckschrift
JP
203258736 A ist ein Sensor zum Empfangen von Lichtsignalen
offenbart, der zum Durchführen
einer Datenkommunikation mit hohen Geschwindigkeiten über einen
Hub-Baustein oder mehreren davon räumlich getrennten Knoten verwendet
werden kann.
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Es
ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Ausgangsschaltung für einen
Hub-Baustein zum Empfangen von Daten eines Speichercontrollers und zum
Ausgeben eines hochfrequenten differenziellen Signals zur Verfügung zu
stellen, mit dem sich die vorgegebenen Spezifikationen einhalten
lassen und die zudem eine gegenüber
dem Stand der Technik verringerte Leistungsaufnahme aufweist.
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Es
ist weiterhin Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
zum Betreiben einer Ausgangsschaltung zur Verfügung zu stellen, mit dem die Ausgangsschaltung
so betreibbar ist, dass die vorgegebenen Spezifikationen eingehalten
werden können.
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Diese
Aufgabe wird durch die Ausgangsschaltung nach Anspruch 1 sowie durch
das Verfahren zum Ansteuern einer Ausgangsschaltung nach Anspruch
8 gelöst.
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Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Ausgangsschaltung
für einen Hub-Baustein
zum Empfangen von Daten eines Speichercontrollers und zum Ausgeben
eines hochfrequenten differenziellen Ausgangssignals zwischen einem
ersten und einem zweiten Ausgangsknoten für einen Speicherbaustein vorgesehen.
Die Ausgangsschaltung weist eine Differenzverstärkereinheit auf, die eine erste
Schalteinrichtung und einen ersten Abschlusswiderstand, die in Reihe
zwischen einem hohen Versorgungspotential und einem niedrigen Versorgungspotential
geschaltet sind und zwischen denen der erste Ausgangsknoten vorgesehen
ist, sowie eine zweite Schalteinrichtung und einen zweiten Abschlusswiderstand
aufweist, die in Reihe zwischen dem hohen Versorgungspotential und
dem niedrigen Versorgungspotential geschaltet sind und zwischen denen
der zweite Ausgangsknoten vorgesehen ist. Der erste Abschlusswiederstand
und der zweite Abschlusswiderstand sind vorgesehen, um den ersten und
den zweiten Ausgangsknoten gegen eines der Versorgungspotentiale
zu terminieren. Ferner umfasst die Ausgangsschaltung eine Steuereinheit,
die eine der ersten und zweiten Schalteinrichtung bei einem vorzunehmenden
Pegelwechsel des Ausgangssignals öffnet und die jeweils andere
schließt
und derart ansteuert, dass die zu schließende Schalteinrichtung zeitlich
nach der zu öffnenden
Schalteinrichtung geschaltet wird.
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Die
erfindungsgemäße Ausgangsschaltung hat
den Vorteil, dass ein Zustand, bei dem beide Schalteinrichtungen
geschlossen sind, im Wesentlichen vermieden wird. Beim Übertragen
von hochfrequenten differenziellen Ausgangssignalen ist es insbesondere
bei der Übertragung
von Signalen zwischen Hub-Bausteinen
für Fully
Buffered DIMM Speichermodule wünschenswert,
dass das Mittenpotential (Common Mode Potential) möglichst
konstant bleibt, jedenfalls aber ein Einbruch des Mittenpotentials
auf das niedrige Versorgungspotential vermieden werden soll. Dadurch,
dass durch das aufeinanderfolgende Schalten ein kurzzeitiger Schaltzustand vermieden
wird, bei dem beide Schalteinrichtungen geschlossen sind, wird daher
verhindert, dass aufgrund der ersten und des zweiten Abschlusswiderstandes
das Mittenpotential sich in Richtung eines der Versorgungspotentiale,
gegen das die Abschlusswiderstände
terminiert sind, verändert.
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Vorzugsweise
kann der erste Abschlusswiederstand den ersten Ausgangsknoten und
der zweite Abschlusswiederstand den zweiten Ausgangskonten gegen
das niedrige Versorgungspotential terminieren, insbesondere gegen
ein Massepotential. Auf diese Weise kann eine Ausgangsschaltung
geschaffen werden, die den Spezifikationen für eine Ausgangsschaltung für ein Fully
Buffered DIMM Speichermodul entspricht.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform kann
die Steuereinheit die Schalteinrichtungen so ansteuern, dass das
Schließen
der zu schließenden Schalteinrichtung
gegenüber
dem Öffnen
der zu öffnenden
Schalteinrichtung verzögert
wird. Dies stellt eine einfache Weise dar, die Schalteinrichtungen
zueinander versetzt zu schalten.
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Weiterhin
kann zum Bereitstellen des hohen und niedrigen Versorgungspotentials
eine einstellbare Stromquelle vorgesehen sein, deren Stromstärke abhängig von
einem gewünschten
Pegelhub des Ausgangssignals eingestellt ist. Auf diese Weise kann
der durch die Spezifikation vorgegebene Pegelhub des Ausgangssignals
eingestellt werden.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung kann mindestens eine der ersten und der zweiten Schalteinrichtung
mithilfe von zwei parallel geschalteten Transistoren mit zueinander
komplementären
Leitfähigkeitstyp
ausgebildet sein. Insbesondere kann die Steuereinheit Ansteuersignale
generieren, die an Steuereingänge
der komplementären
Transistoren angelegt sind, wobei die Ansteuersignale für die bei
einem Signalwechsel zu schließende
Schalteinrichtung eine reduzierte Flankensteilheit gegenüber der
Flankensteilheit der Ansteuersignale für die zu öffnende Schalteinrichtung aufweisen.
Die reduzierte Flankensteilheit bewirkt, dass der Schaltzeitpunkt
der Transistoren später
erreicht wird, gegenüber
einem Schaltzeitpunkt bei nicht reduzierter Flankensteilheit. Auf
diese Weise kann eine Verzögerung
des Schaltzeitpunktes dadurch in einfacher Weise erreicht werden.
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Zum
Generieren der Ansteuersignale kann die Steuereinheit eine Vortreibereinheit
mit mehreren Vortreibern aufweisen, wobei jeder Vortreiber ein Ansteuersignal
mit jeweils einer hö heren
Flankensteilheit in einer ersten Flankenrichtung und einer niedrigeren
Flankensteilheit in einer zweiten Flankenrichtung bereitstellt,
wobei zumindest eine der Schalteinrichtungen, die zwei Transistoren
mit komplementärem
Leitfähigkeitstyp
aufweist, so mit zwei Vortreibern verbunden ist, dass beim Schließen der
Schalteinrichtung beide Transistoren mit der Flanke des entsprechenden
Ansteuersignals angesteuert werden, die die niedrigere Flankensteilheit
aufweist.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum
Ansteuern einer Ausgangsschaltung für einen Hub-Baustein zum Empfangen
von Daten eines Speichercontrollers für die Ausgabe eines hochfrequenten
differenziellen Ausgangssignals zwischen einem ersten Ausgangsknoten
und einem zweiten Ausgangsknoten für einen Speicherbaustein vorgesehen.
Die Ausgangsschaltung weist dabei eine erste Schalteinrichtung und
einen ersten Abschlusswiderstand, die in Reihe zwischen einem hohen
Versorgungspotential und einem niedrigen Versorgungspotential geschaltet
sind und zwischen denen der erste Ausgangsknoten vorgesehen ist,
sowie eine zweite Schalteinrichtung und einen zweiten Abschlusswiderstand
auf, die in Reihe zwischen dem hohen Versorgungspotential und den niedrigen
Versorgungspotential geschaltet sind und zwischen denen der zweite
Ausgangsknoten vorgesehen ist. Erfindungsgemäß wird eine der ersten und der
zweiten Schalteinrichtung bei vorzunehmenden Pegelwechsel des Ausgangssignals
geöffnet
und die jeweils andere geschlossen und derart angesteuert, dass
die zu öffnende
Schalteinrichtung zeitlich vor der zu schließenden Schalteinrichtung geschaltet wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren
hat den Vorteil, dass eine Ausgangsschaltung zum Betreiben eines
hochfrequenten Ausgangssignals, insbesondere für einen Hub-Baustein in einem
Fully Buffered DIMM Speichermodul so betrieben werden kann, dass
ein Mittenpotential des Ausgangssignals sich während der Schaltphase nicht
in Richtung des Versorgungspotentials ändert, zu dem die Abschlusswiderstände terminiert
sind.
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Die
Schalteinrichtungen können
so angesteuert werden, dass bei einem vorzunehmenden Wechsel des
Pegels des Ausgangssignals das Schließen der zu schließenden Schalteinrichtung
gegenüber
dem Öffnen
der zu öffnenden
Schalteinrichtung verzögert
wird.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform kann
mindestens eine der ersten oder zweiten Schalteinrichtung mithilfe
von zwei parallel geschalteten Transistoren mit zueinander komplementären Leitfähigkeitstypen
ausgebildet sein, wobei Ansteuersignale an Steuereingängen der
komplementären Transistoren
angelegt werden, so dass die Ansteuersignale für die Transistoren der bei
einem Signalwechsel zu schließenden
Schalteinrichtung eine reduzierte Flankensteilheit gegenüber der
Flankensteilheit der Ansteuersignale für die entsprechend andere Schalteinrichtung
aufweisen.
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Für jeden
der Steuereingänge
der Transistoren der ersten und der zweiten Schalteinrichtung kann
ein Ansteuersignal mit jeweils einer hohen Flankensteilheit in einer
ersten Flankenrichtung und einer niedrigen Flankensteilheit in einer
zweiten Flankenrichtung bereitgestellt werden, wobei bei dem Wechsel
des Pegels des Ausgangssignals beim Schließen der entsprechenden Schalteinrichtung
beide Transistoren durch das jeweilige Ansteuersignal mit der niedrigeren
Flankensteilheit angesteuert werden.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnungen
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer Ausgangsschaltung für einen Hub-Baustein in einem
Fully Buffered DIMM Speichermodul gemäß dem Stand der Technik;
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2 ein
Schaltbild für
eine Ausgangsschaltung in einem Hub-Baustein gemäß dem Stand der Technik;
-
3 ein
Schaltbild für
eine Ausgangsschaltung gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung; und
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4 Signalzeitdiagramme
der Ansteuersignale für
die Vortreiber in der Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Ausgangsschaltung
gemäß der 3.
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Neuartige
Fully Buffered DIMM Speichermodule weisen neben Speicherbausteinen
auch einen sog. Hub-Baustein auf, über den die Speicherbausteine
mit einem Speicherkontroller kommunizieren. Der Hub-Baustein ist
mit dem Speicherkontroller über
eine Punkt-zu-Punkt Verbindung verbunden, die es ermöglicht,
Daten mit sehr hohen Geschwindigkeiten zu übertragen. Der Hub-Baustein
ist so vorgesehen, dass die Datenübertragung von und zu dem Speicherkontroller
im Wesentlichen seriell durchgeführt
wird. Empfangene Daten werden dann in dem Hub-Baustein parallelisiert
und im Falle einer Adressierung eines der Speicherbausteine diesem
zur Verfügung
gestellt. Zu sendende Daten werden von dem Hub-Baustein zunächst seriellisiert
und über
eine Ausgangsschaltung seriell mit einer hohen Übertragungsrate von bis zu
4,8 Gbit/sec über
eine weitere Punkt-zu-Punkt Verbindung entweder an den Speicherkontroller
oder an einen weiteren Hub-Baustein in einem nächsten Fully Buffered DIMM
Speichermodul gesendet. Bei mehreren Fully Buffered DIMM Speichermodulen
werden diese vorzugsweise in Form einer Daisy Chain miteinander
verbunden, d. h. Daten werden nicht von dem Speicherkontroller an jedes
der Fully Buffered DIMM Speichermodule direkt übermittelt (sternförmig), sondern
werden über getrennte
Hin- und Rückleitungen
zunächst
an ein erstes Speichermodul und von dort an ein zweites Speichermodul
gesendet oder von einem zweiten Speichermodul über das erste Speichermodul
in dem Speicherkontroller empfangen.
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Um
die hohen Übertragungsraten
zur Verfügung
stellen zu können,
müssen
die Ausgangsschaltungen eines solchen Hub-Bausteins in geeigneter Weise ausgebildet
sein. Insbesondere müssen
die Ausgangsschaltungen ein Ausgangssignal bereitstellen, das bestimmten
Spezifikationen genügt,
die hinsichtlich der Fully Buffered DIMM-Speichermodule voraussichtlich
in Kürze
von der JEDEC zur Verfügung
gestellt wird. Bereits bekannte Anforderungen an die Ausgangsschaltung
in einem solchen Hub-Baustein bestehen darin, dass eine Datenübertragungsrate
von mindestens 4,8 Gbit/sec erreicht werden muss. Das Ausgangssignal
soll als differenzielles Ausgangssignal bereitgestellt werden, das
gegen das Massepotential terminiert ist und das einen vorbestimmten
von der Versorgungsspannung verschiedenen Signalhub von 250 bis
450 mV single ended (an einem Ausgangsknoten) aufweist. Ferner soll
erreicht werden, dass die Mittenspannung des differenziellen Ausgangssignals
auch während
der Pegelwechsel möglichst
konstant bleibt, um empfängerseitig
eine sichere Funktion der Eingangsschaltung, auf die das differentielle
Ausgangssignal getrieben wird, zu gewährleisten.
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Das
Seriellisieren der in dem Hub-Baustein vorliegenden parallelen Daten
erfolgt mehrstufig, wobei einer Ausgangsschaltung z. B. zwei bereits
teilweise seriellisierten Datensignale data0, data1 bereitgestellt
werden. Ein Blockschaltbild einer Ausgangsschaltung gemäß dem Stand
der Technik ist in 1 dargestellt. Die teilweise
seriellisierten Daten data0, data1 werden einem 2:1-Muliplexer 1
zugeführt,
der die Daten seriellisiert und als ein differenzielles Ausgangssignal
data01P, data01N einer Vortreiberschaltung 2 zur Verfügung stellt.
Die Vortreiberschaltung generiert Ansteuersignale für entsprechende
Schalteinrichtungen eines Ausgangstreibers 3, um das differenzielle
Ausgangssignal DTP, DTN zu erzeugen.
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In 2 sind
ein Beispiel für
einen Vortreiber und einen Ausgangstreiber der 1 als
Schaltbild detailliert dargestellt. Die Ausgangsschaltung der 2 umfasst
einen Vortreiber 10, der in Form einer Differenzverstärkerschaltung
ausgebildet ist und ein differenzielles Eingangssignal PMOS_P, PMOS_N empfängt. Die
Differenzverstärkerschaltung
weist zwei Strompfade mit jeweils einem PMOS-Transistor 11 und
einen dazu in Reihe geschalteten Abschlusswiderstand 12 auf,
wobei zwischen dem PMOS-Transistor 11 und dem Abschlusswiderstand 12 der
jeweilige Ausgangsknoten zum Ausgeben eines differenziellen Steuersignals
Vs angeordnet ist. Das differenzielle Steuersignal
Vs weist einen an die Spezifikation angepassten
Signalhub auf, der durch eine Stromquelle 13 eingestellt
werden kann. Das auszugebende Signal wird differentiell an entsprechende
Steuereingänge
der PMOS-Transistoren 11 angelegt. Das von dem Vortreiber 10 ausgegebene
differentielle Steuersignal VS wird einem
Ausgangstreiber 15 zur Verfügung gestellt, der einen weiteren
Differenzverstärker
aufweist, der gleichartig zu dem Differenzverstärker des Vortreibers 10 ausgebildet
ist. Die Ausgangsknoten des Vortreibers 10 sind mit den
Steueranschlüssen
der PMOS-Transistoren des weiteren Differenzverstärkers des
Ausgangstreibers 15 verbunden. Der weitere Differenzverstärker weist
in jedem Strompfad einen PMOS-Transistor 16 und einen Abschlusswiderstand 17 auf,
die in Reihe geschaltet sind, und zwischen denen der jeweilige Ausgangsknoten
zum Ausgeben des Ausgangssignals vorgesehen ist. Der jeweilige Abschlusswiderstand 17 ist mit
einem Anschluss mit dem Massepotential verbunden und bildet damit
eine neue Terminierung gegen das Massepotential. Es ist eine weitere
Stromquelle 18 vorgesehen, mit der der Signalhub des Ausgangssignals
gemäß der Spezifikation
eingestellt werden kann.
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Eine
solche Ausgangsschaltung hat den Nachteil, dass bei der Verwendung
von PMOS-Transistoren bei vorgegebener Fläche nur eine geringere Datenübertragungsfrequenz
erreicht werden kann, als bei der Verwendung von NMOS-Transistoren. NMOS-Transistoren könnten zum
Aufbau einer solchen Ausgangsschaltung zwar verwendet werden, jedoch
nur, wenn die Ausgangsknoten gegenüber dem hohen Versorgungspotential
terminiert würden. Dies
ist jedoch spezifikationsgemäß nicht
zulässig.
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Erfindungsgemäß ist eine
Ausgangsschaltung vorgesehen, wie sie in 3 dargestellt
ist. Die erfindungsgemäße Aus gangsschaltung 20 umfasst eine
Vortreiberschaltung 21 und eine Ausgangsstufe 22,
die eine Differenzverstärkerschaltung 23 umfasst. Die
Differenzverstärkerschaltung 23 weist
einen ersten Strompfad 24 und einen zweiten Strompfad 27 auf.
Der erste Strompfad umfasst eine erste Schalteinrichtung 25 und
einen Widerstand 26, die in Reihe zwischen einem hohen
Versorgungspotential VDD und einem niedrigen
Versorgungspotential GND geschalten sind. Der zweite Strompfad 25 umfasst
eine zweite Schalteinrichtung 28 und einen zweiten Widerstand 29,
die ebenfalls in Reihe zwischen dem hohen Versorgungspotential VDD und dem Massepotential GND geschaltet
sind. Zwischen der jeweiligen Schalteinrichtung 25, 28 und
dem entsprechenden Widerstand 26, 29 befinden
sich Ausgangsknoten K1, K2 an
denen das differentielle Ausgangssignal ausgegeben wird. Die Widerstände 26, 29 sind
zwischen dem jeweiligen Ausgangsknoten K1,
K2 und dem Massepotential angeordnet.
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Es
ist eine Stromquelle 30 vorgesehen, mit der der Strom durch
die Differenzverstärkerschaltung 23 eingestellt
werden kann. Die Widerstände 26, 29 sind
als Abschlusswiderstände
bezüglich
der Datenübertragungsleitung,
die an die Ausgangsknoten K1, K2 angelegt
ist, vorgesehen. Insbesondere weisen die Widerstände 26, 29 einen
Widerstandswert von jeweils 50Ω auf.
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Die
Schalteinrichtungen 25, 28 sind jeweils mit zwei
parallel geschalteten Transistoren ausgebildet, die erste Schalteinrichtung 25 mit
einem ersten p-Kanal-Feldeffekttransistor 31 und einem
ersten n-Kanal-Feldeffekttransistor 32 und die zweite Schalteinrichtung 28 mit
einem zweiten p-Kanal-Feldeffekttransistor 33 und einem
zweiten n-Kanal-Feldeffekttransistor 34. Jeder der p-Kanal-Feldeffekttransistoren 31, 33 und
jeder der n-Kanal-Feldeffekttransistoren 32, 34 werden
durch ein separates Ansteuersignal S1 bis
S4 angesteuert.
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Das
Bereitstellen der Ansteuersignale S1 bis S4 erfolgt durch die Vortreiberschaltung 21,
wobei jedes der Ansteuersignale S1 bis S4 durch einen separaten Vortreiber 41, 42, 43, 44 bereitgestellt
wird. Die Ansteuersignale S1 bis S4 sind so gewählt, dass bei einem anstehenden
Pegelwechsel des Ausgangssignals die Schalteinrichtungen 25, 28 entgegengesetzt zueinander
geschaltet werden. D. h. die jeweils offene Schalteinrichtung wird
geschlossen und die jeweils geschlossene Schalteinrichtung geöffnet. Um zu
vermeiden, dass die Mittenspannung des an den beiden Ausgangsknoten
K1 und K2 ausgegebenen Ausgangssignals
während
der Schaltphase gegen das Massepotential einbricht, werden die Ansteuersignale
S1 bis S4 so vorgesehen,
dass die zu schließende
Schalteinrichtung verzögert
geschlossen wird, so dass der Zustand, dass beide Schalteinrichtungen geschlossen
sind, vermieden wird.
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Ferner
dient der dem PMOS-Transistor parallel geschaltete NMOS-Transistor
dazu, den PMOS-Transistor als bandlimitierenden Faktor der Ausgangsstufe
zu kompensieren. Damit ergibt sich ein differenzieller P/NMOS-Schalter
in der Ausgangsstufe. Durch diesen Aufbau der Schalteinrichtung wird
in einem Schritt eine Erweitung der Bandbreite, d. h. eine Erhöhung der
Treiberleistung und eine einfache Realisierung einer Signalpegelkonvertierung erreicht.
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Der
erste p-Kanal-Feldeffekttransistor 31 und der erste n-Kanal-Feldeffekttransistor 32 werden im
Wesentlichen mit zueinander inversen Signalpegeln der Ansteuersignale
S1 und S2 angesteuert.
Der zweite p-Kanal-Feldeffekttransistor 33 und der zweite n-Kanal-Feldeffekttransistor 34 werden
entsprechend mithilfe zueinander inverser Ansteuersignalpegel S3 und S4 angesteuert.
Um zu gewährleisten, dass
zu keinem Zeitpunkt beide Schalteinrichtungen geschlossen sind,
wird das Schalten der zu schließenden
Schalteinrichtung verzögert,
indem die Flankensteilheit der entsprechende Flanke der Ansteuersignale
verringert wird, so dass die Schaltschwelle des jeweiligen p-Kanal-Feldeffekttransistors
und n-Kanal-Feldeffekttransistors später erreicht wird, als dies
bei einer Flanke mit nicht reduzierter Flankensteilheit der Fall
wäre.
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Die
Vortreiber 41 bis 44 sind jeweils als Inverterschaltung
aufgebaut, bei der ein jeweils ein weiterer p-Kanal-Feldeffekttransistor 45 und
ein weiterer n-Kanal-Feldeffekttransistor 46 in
Reihe zueinander geschaltet sind. An den Steuereingängen des weiteren
p-Kanal- und des weiteren n-Kanal-Feldeffekttransistors 45, 46 ist
eines von zwei Signalteilen dt_p, dt_n des auszugebenen differentiellen
Ausgangssignals angelegt. An den ersten und dritten Vortreiber ist
eingangsseitig der Signalteil dt_p und an den zweiten und vierten
Vortreiber ist eingangsseitig der Signalteil dt_n angelegt.
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Die
unterschiedliche Flankensteilheit der steigenden und fallenden Flanke
kann beispielsweise durch die Kanalweite des weiteren p-Kanal-Feldeffekttransistors 45 bzw.
n-Kanal-Feldeffekttransistors 46 in
jedem der Vortreiber eingestellt werden. Soll die steigende Flanke
des Ansteuersignals in ihrer Flankensteilheit reduziert werden,
muss die Treiberfähigkeit,
d. h. die Kanalweite des p-Kanal-Feldeffekttransistors 45 entsprechend
reduziert gegenüber der
Treiberleistung des n-Kanal-Feldeffekttransistors 46 bzw.
dessen Kanalweite sein. Dabei ist zu berücksichtigen, dass die Treiberfähigkeiten
von p-Kanal- und n-Kanal-Feldeffekttransistoren unterschiedlich sind,
d. h. die Treiberfähigkeit
eines n-Kanal-Feldeffekttransistors ist bei gleicher Kanalweite
um das etwa Dreifache größer als
die Treiberfähigkeit
eines entsprechenden p-Kanal-Feldeffekttransistors.
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Bezüglich der
Dimensionierung der Vortreiber 41, 42, 43, 44 ist
jeweils einer der Feldeffekttransistoren mit einer ersten Treiberfähigkeit
und der jeweils andere Feldeffekttransistor mit einer dazu reduzierten
zweiten Treiberfähigkeit
vorzusehen, so dass eine der Flanken des entsprechenden Ansteuersignals
S1 bis S4 eine reduzierte
Flankesteilheit gegenüber
der jeweils anderen Flanke aufweist. Die Vortreiber 41 und 44 sowie 42 und 43 sind
identisch dimensioniert.
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In 4 ist
ein Signalzeitdiagramm der Ansteuersignale für das Ausführungsbeispiel der 3 in
schematischer Weise dargestellt. Die realen Verläufe der Flanken entsprechen
einer Exponentialfunktion mit einem hohen Steigungsbetrag zu Beginn einer
einem reduzierten Steigungsbetrag gegen Ende der Flankendauer. Man
erkennt, dass die steigende Flanke des Ansteuersignals S1 und die fallende Flanke des Ansteuersignals
S2 eine reduzierte Flankensteilheit aufweisen,
damit diesen Flanken der erste p-Kanal-Feldeffekttransistor und
der erste n-Kanal-Feldeffekttransistor 31, 32 vom
geöffneten Zustand
in den geschlossenen Zustand geschaltet werden sollen. Dieses Schalten
soll gegenüber
einem Öffnen
der zweiten Schalteinrichtung verzögert erfolgen. Aus diesem Grund
weisen die steigende Flanke des dritten Ansteuersignals S3 und die fallende Flanke des vierten Ansteuersignals
S4 keine reduzierte Flankensteilheit auf,
so dass die zweite Schalteinrichtung 28 schnellstmöglich in
den geöffneten
Zustand übergeht.
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Im
umgekehrten Fall, bei dem an den zweiten Knoten K2 ein
niedriges Ausgangspotential und an den ersten Knoten K1 ein
hohes Ausgangspotential angelegt werden soll, wird dies durch eine
fallende Flanke des ersten Ansteuersignals S1 und
eine steigende Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 mit jeweils
nicht reduzierter Flankensteilheit erreicht, während die fallende Flanke des
dritten Ansteuersignals S3 und die steigende
Flanke des vierten Ansteuersignals S4 eine
verringerte Flankensteilheit aufweisen.
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Durch
die Verwendung eines p-Kanal- und eines n-Kanal-Feldeffekttransistors
zur Realisierung einer der Schalteinrichtungen können diese mit den herkömmlichen
CMOS-Spannungspegel nämlich
einem hohen Versorgungspotential und einem niedrigen Versorgungspotential
angesteuert werden, ohne dass diese auf die entsprechenden CML-Spannungspegel
gebracht werden müssen,
die für
das auszugebende Ausgangssignal vorgesehen sein sollen.
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Die
entsprechenden Spannungspegel des Ausgangssignals können bei
der vorgeschlagenen Ausgangsschaltung durch Einstellen der Stromquelle 30 eingestellt
werden, wobei die Pegel der Ansteuersignale der ersten und zweiten
n-Kanal- und p-Kanal-Feldeffekttransistoren 31, 32, 33, 34 unkritisch sind.
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- 10
- Vortreiberschaltung
- 11
- p-Kanal-Transistoren
- 12
- Widerstände
- 13
- Stromquelle
- 15
- Ausgangstreiber
- 16
- weiterer
p-Kanal-Transistoren
- 17
- Widerstände
- 18
- weitere
Stromquelle
- 20
- Ausgangsschaltung
- 21
- Vortreiberschaltung
- 22
- Ausgangstreiber
- 23
- Differenzverstärkerschaltung
- 24
- erster
Strompfad
- 25
- erste
Schalteinrichtung
- 26
- erster
Widerstand
- 27
- zweiter
Strompfad
- 28
- zweite
Schalteinrichtung
- 29
- zweiter
Widerstand
- 30
- Stromquelle
- 31
- erster
p-Kanal-Feldeffekttransistor
- 32
- erster
n-Kanal-Feldeffekttransistor
- 33
- zweiter
p-Kanal-Feldeffekttransistor
- 34
- zweiter
n-Kanal-Feldeffekttransistor
- 41
- erster
Vortreiber
- 42
- zweiter
Vortreiber
- 43
- dritter
Vortreiber
- 44
- vierter
Vortreiber
- S1
- erstes
Ansteuersignal
- S2
- zweites
Ansteuersignal
- S3
- drittes
Ansteuersignal
- S4
- viertes
Ansteuersignal