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Die Erfindung betrifft einen Demodulator zur Demodulierung
einer durch Wechsel der Amplitude zwischen einem niedrigen
und einem hohen Pegel modulierten Spannung, insbesondere zur
Anwendung bei einer kontaktlosen Datenübertragung von einem
Karten-Schreib-/Lesegerät zu einer Chipkarte.
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Chipkarten, die anstelle eines Magnetstreifens einen
elektronischen Chip aufweisen, haben aufgrund ihrer wesentlich
höheren Leistungsfähigkeit und den damit verbundenen
vielfältigeren Einsatzmöglichkeiten eine zunehmende Bedeutung. Dabei
wird zwischen kontaktbehaftet und kontaktlos arbeitenden
Chipkarten unterschieden. Die kontaktbehaftet arbeitenden
Chipkarten besitzen Kontaktflächen, die nach dem Einführen in
ein Kartenlesegerät mit entsprechenden Gegenkontakten
zusammenwirken und über die der Chip auf der Karte mit einer
Versorgungsspannung und Daten versorgt wird. In vielen Fällen
werden aber kontaktlos arbeitende Chipkarten bevorzugt, da
sie berührungslos arbeiten und nicht unbedingt in ein
Kartenlesegerät eingeführt werden müssen. Da solche Karten in der
Regel keine eigene Spannungsversorgung besitzen, muß nicht
nur die Datenübertragung kontaktlos erfolgen, sondern auch
eine kontaktlose Energieübertragung zur Erzeugung einer
Versorgungsspannung auf der Chipkarte vorgesehen werden.
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Zur Datenübertragung von dem Kartenlesegerät zur kontaktlosen
Chipkarte sind verschiedene Modulationsverfahren bekannt.
Besonders verbreitet ist eine Modulation durch
Amplitudenwechsel zwischen zwei Pegeln (ASK - Amplitude shift keying).
Neben der sogenannten 100%-ASK-Modulation, bei der das Signal
ein- und ausgeschaltet wird, ist die ASK 10%-Modulation
verbreitet. Dabei wird mit einem Modulationsindex im Bereich von
8 bis 12% der Amplitude moduliert. Die Amplitude sinkt dabei
nie auf Null. Vorteile ergeben sich dadurch vor allem für die
Energieversorgung.
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Bei ASK-10%-Modulation werden an den auf der Chipkarte
befindlichen Demodulator besondere Anforderungen gestellt, da
sich Bewegungen der Karte im Sendefeld des Kartenlesegerätes
wie eine Modulation auswirken, jedoch von dieser
unterschieden werden müssen. Dies hat zur Folge, daß die
Demodulatorschaltung z. B. 10%ige Pegelschwankungen mit
unterschiedlicher Dauer bei Betriebsspannungsschwankungen
unterschiedlicher Dauer demodulieren können muß, die um ein Vielfaches
größer sind als die eigentliche Amplitudenmodulation.
Folglich ist auch der Dynamikbereich des zu demodulierenden
Signals relativ groß. Es besteht daher immer die Gefahr, daß
nachgeschaltete Auswertschaltungen übersteuert werden und
eine ordnungsgemäße Demodulation nicht mehr erfolgen kann.
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In der WO 00/28708 ist eine Demodulatorschaltung für ASK-10%-
modulierte Signale beschrieben, bei der eine
Initialisierungsphase vorgesehen ist, in der Schwellwerte für einen
Komparator festgelegt werden, durch den dann die Erkennung der
unterschiedlichen Signalpegel erfolgen kann.
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Diese Schaltung ist zum einen relativ aufwendig und zum
anderen ist eine zuvorige Initialisierungsphase erforderlich.
Darüber hinaus ist sie nicht für ASK-100%-modulierte Signale
geeignet.
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Um Chipkarten bereitzustellen, die sowohl ASK-100%- als auch
ASK-10%-Signale demodulieren können, wurden bislang separate
Demodulatoren aufgebaut und nach Erkennung der Modulationsart
auf den entsprechenden Demodulator umgeschaltet. Für ASK-10%-
modulierte Signale wurde dabei beispielsweise eine Schaltung
gemäß der WO 00/28708 verwendet, während bei ASK-100%-
modulierten Signalen eine verhältnismäßig einfache Schaltung
zur Pausenerkennung genügt.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, einen
Demodulator anzugeben, der sowohl ASK-100%- als auch ASK-10%-
modulierte Signale demodulieren kann und dabei sowohl in
unmittelbarer Nähe als auch bei großer Entfernung von einem
Kartenlesegerät zuverlässig arbeitet. Die
Demodulatorschaltung soll dabei möglichst einfach aufgebaut sein.
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Diese Aufgabe wird durch einen Demodulator zur Demodulierung
einer durch Wechsel der Amplitude zwischen einem niedrigen
und einem hohen Pegel modulierten Spannung, insbesondere zur
Anwendung bei einer kontaktlosen Datenübertragung von einem
Karten-Schreib-/Lesegerät zu einer Chipkarte gelöst mit einer
Dynamikkompressionsschaltung, an der das Eingangsignal
anliegt, zur Reduzierung der Dynamik des Eingangssignals, einem
der Dynamikkompressionsschaltung nachgeschalteten Filter zur
Ausfilterung eines höherfrequenten Trägersignals, einem dem
Filter nachgeschalteten Differenzierer zur Verstärkung von
Flanken im Ausgangssignal des Filters und einem dem
Differenzierer nachgeschalteten Komparator zum Vergleich des
Ausgangssignals des Differenzierers mit mindestens einem
vorgebbaren Schwellwert.
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Ein erster Vorteil eines solchen Demodulators ist, daß keine
Initialisierungsphase vor der eigentlichen Datenübertragung
zur Ermittlung der Komparatorschwellen notwendig ist. Ein
weiterer Vorteil besteht darin, daß keine Umschaltung
notwendig ist, um den Demodulator in verschiedenen Bereichen von
10% bis 100% der ASK-Modulation zu betreiben.
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Zwar wird durch die Dynamikkompressionsschaltung auch das
Nutzsignal gedämpft, wodurch die Flanken des Signal
schlechter zu erkennen sind, allerdings kann dies durch den dem
Filter nachgeschalteten Differenzierer zur Verstärkung von
Flanken weitgehend ausgeglichen werden. Aus den verstärkten
Flanken ist mit Hilfe eines Komparators ein weiterverarbeitbares
Signal erzeugbar.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen
Demodulators ist die Dynamikkompressionsschaltung durch eine
gegen ein Bezugspotential geschaltete MOS-Diode gebildet zur
nichtlinearen Strom-Spannungswandlung. Der durch die Diode
fließende Strom wird dabei in einer günstigen Ausgestaltung
durch einen Stromspiegel aus dem Eingangsstrom der gesamten
Schaltung erzeugt.
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Zur Festlegung der Komparatorschwellen ist es besonders
vorteilhaft, die Schwellen aus dem Ausgangssignal des Filters zu
erzeugen und mit dem Ausgangssignal des Differenzierers durch
weitere Komparatoren zu vergleichen.
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Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in
den Unteransprüchen angegeben.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand von
Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt
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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung für
eine Chipkarte,
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Fig. 2 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen
Demodulators,
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Fig. 3 eine konkrete Schaltungsanordnung zur Realisierung
des Demodulators und
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Fig. 4 Spannungsverläufe in der Schaltungsanordnung von
Fig. 3.
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Die Schaltungsanordnung gemäß der Fig. 1 umfaßt eine
Induktivität 11, der durch das elektromagnetische Feld, das von
einem Karten-Schreib-/Lesegerät ausgesendet wird, eine HF-
Empfangsspannung induziert wird, wenn sich die Karte in der
Nähe des Kartenschreib-/Lese-Geräts befindet. Die
Induktivität 11 ist an einen Zweiwegegleichrichter 12(Brückengleichrichter) angeschlossen. Im Ausgang des Gleichrichters 12
liegt eine aus zwei Transistoren T1 und T2 gebildete
Stromspiegelschaltung 13, mit der ein kleiner Teil des
Gesamtstromes ausgekoppelt und einem Demodulator 14 zugeführt wird. An
dem Ausgang des Gleichrichters 12 liegt ferner ein
Parallelspannungsregler 15 sowie eine digitale Schaltung 17, die
die eigentliche Schaltung zum Betrieb der Chipkarte
beinhaltet. Mit dem ebenfalls parallel dazu geschalteten Kondensator
16 wird schließlich die relativ große On-Chip-Kapazität
angedeutet.
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Die in der Induktivität 11 induzierte HF-Eingangsspannung
wird durch den Zweiweggleichrichter 12 gleichgerichtet. Am
Ausgang des Gleichrichters 12 entsteht somit eine
Halbwellenspannung mit doppelter Grundfrequenz gegenüber der
ausgesendeten HF-Spannung. Die hohen Frequenzanteile dieser Spannung
werden durch die On-Chip-Kapazität 16 geglättet bzw.
beseitigt, wobei der Parallelspannungsregler 15 eine konstante
Versorgungsspannung erzeugt und der digitalen Schaltung
zuführt.
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Je nach Abstand der Karte von dem Karten-Schreib-/Lesegerät
kann der Strom um ein Vielfaches höhere Werte annehmen, als
zum Versorgen der digitalen Schaltung 17 notwendig sind. Das
zu demodulierende Signal, das zu diesem Strom proportional
ist, hat somit einen hohen Dynamikumfang. Die
Pegelschwankungen der eigentlichen Information sind viel kleiner als die
von der Entfernung von dem Karten-Schreib-/Lesegerät
abhängigen Schwankung. Bei ASK 10%-modulierten Signalen beträgt die
Pegelschwankung der eigentlichen Informationen 10%.
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Fig. 2 zeigt einen erfindungsgemäßen Demodulator in einem
Blockschaltbild. Das durch den Stromspiegel abgezweigte und
zu dem Gesamteingangsstrom proportionale Eingangssignal 1
wird zunächst in einer Dynamikkompressionsschaltung 2 in
seinen Dynamikumfang reduziert. Dadurch wird verhindert, daß
nachfolgende Schaltungskomponenten übersteuert werden. Aus
dem komprimierten Signal werden die hochfrequenten
Trägersignalanteile durch ein Filter 3 ausgefiltert. Durch die
Dynamikkompressionsschaltung 2 ist auch das Nutzsignal, bei dem
bei 10%-Modulation die Pegelschwankung von vorne herein nur
10% beträgt, weiterhin reduziert. Dadurch ist es durch eine
normale Komparatorschaltung nicht mehr möglich, die Flanken
zu detektieren. Daher ist einem Fensterkomparator 5 ein
Differenzierer 4 vorgeschaltet, durch den eine Verstärkung der
Flanken des Filterausgangssignals erreicht wird.
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Der Fensterkomparator 5 kann nun an Hand von festlegbaren
Schwellwerten eine positive oder negative Flanke erkennen.
Nachfolgend ist eine digitale Signalverarbeitung innerhalb
der Modulationsschaltung vorgesehen, die in der Fig. 2 aber
nicht dargestellt ist, da hier Schaltungen nach dem Stand der
Technik verwendet werden können.
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In der Fig. 3 ist eine detailliertere Darstellung einer
konkreten Schaltungsanordnung zur Realisierung eines
erfindungsgemäßen Demodulators gezeigt.
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Wie bereits ausgeführt ist die Größe des durch den
Stromspiegel abgezweigten Stromes vom Abstand der Karte zum
Schreib/Lesegerät abhängig und unterliegt starken
Schwankungen geringer Frequenz. Die Pegelschwankungen der
Einzelinformationen sind dagegen zwar viel kleiner, aber die Frequenz
ist wesentlich höher als die des Störsignals. Um die
langsamen, aber großen Stromschwankungen zu eliminieren, wird der
ausgekoppelte Strom 1 über einen NMOS-Diode D1 geleitet.
Dabei kommt es oberhalb der Einsatzspannung der Diode zu einer
nichtlinearen Strom-Spannungswandlung mit der
Quadratwurzelkennlinie einer MOS-Diode. An dieser Stelle wäre auch ein
anderes nichtlineares Bauelement denkbar, z. B. eine Bipolar-
Diode, die eine logarithmische Kennlinie besitzt.
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Die hohe Dynamik des Eingangsstromes 1 wird also auf ein
Spannungssignal geringerer Dynamik abgebildet. Ein Nachteil
dieser Dynamikkompression ist allerdings, daß auch das
Nutzsignal bedämpft wird. Eine erste Kapazität C1 parallel zur
NMOS-Diode D1 und ein nachgeschalteter RC-Tiefpass aus dem
Widerstand R1 und einer zweiten Kapazität C2 filtern die
überlagerte Hochfrequenz des Trägersignals fast vollständig
aus dem Spannungssignal heraus. Dadurch ist es möglich, mit
einem nachgeschalteten Differenzierer 4 die Flanken des
gefilterten Signals zu verstärken und mit einem
Fensterkomparator 5 auszuwerten. Aus den so gewonnenen Flanken ermittelt
eine digitale Logik, die hier nicht weiter ausgeführt ist,
das sogenannte SOF (start of frame) sowie ein Startbit und
legt die folgenden Datenbits in ein FIFO seriell ab. Von der
CPU können die empfangenen Daten dann parallel aus dem FIFO
ausgelesen werden.
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Zum Verständnis der genauen Funktion der im folgenden in
weiteren Details beschriebenen Schaltungsanordnung wird auf die
Fig. 4 verwiesen, in der einige charakteristische
Spannungssignale innerhalb der Schaltung gezeigt sind.
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Die großen Stromschwankungen werden also auf wesentlich
kleinere Spannungsschwankungen im Bereich oberhalb der
Einsatzspannung der NMOS-Diode D1 abgebildet. Ein
Operationsverstärker OP1, zwei Widerstände R2 und R3 sowie ein Kondensator C3
bilden einen Differenzierer 4. Der Widerstand R2 ist zwischen
den Ausgang und den invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers OP1 geschaltet. Der mit dem invertierenden Eingang
verbundene Anschluß des Widerstandes R2 ist weiterhin über
den dritten Widerstand R3 und den dazu in Serie geschalteten
Kondensator C3 mit einem Bezugspotential verbunden. Wie beim
Schleifenfilter einer PLL hat sich eine Verhältnis von
R2/R3 ≍ 10 als günstig erwiesen.
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Die Zeitkonstante wird über die Kapazität C3 so eingestellt,
daß sich möglichst große Überschwinger ergeben, das Signal
aber auch bei der größten zu übertragenden Bitrate innerhalb
eines Bits noch den Ruhezustand wieder erreicht (vergleiche
VSIG in der Fig. 4). Die langsamen Spannungsänderungen durch
Bewegen der Karte im Feld bleiben nahezu unverstärkt.
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Zudem ist ein weiterer Operationsverstärker OP2 vorgesehen,
der in Verbindung mit weiteren Widerständen R4, R5 und R6 ein
Fenster um die Ausgangsspannung des Filters 3 herum erzeugt.
Dabei liegt eine Spannung VHIGH um eine definierte Spannung
ΔU höher und VLOW um den gleichen Spannungsbetrag ΔU
niedriger als die Spannung am Ausgang des Filters 3.
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Auch die Spannung VSIG folgt der Spannung am Ausgang des
Filters 3, reagiert aber mit Überschwingern auf
Spannungsänderungen. Bei einer positiven Flanke schießt VSIG über VHIGH
hinaus, bei einer negativen Flanke entsprechend unter VLOW.
Die Fig. 4 zeigt qualitativ diese Spannungsverläufe. Wenn
VSIG das Fenster zwischen VLOW und VHIGH verläßt, wird das
von den Komparatoren K1 bzw. K2, die die Ausgangsspannung
VSIG des Differenzierers 4 mit den Fensterschwellwerten VHIGH
und VLOW vergleichen, erkannt und im nachgeschalteten
Flipflop FF gespeichert.
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Nach dem Einschalten bringt ein Reset-Signal RES das Flipflop
FF in einen Ausgangszustand, so daß zuerst eine negative
Flanke erkannt wird. Beim ASK 100%-modulierten Signalen ist
das eine Feldlücke, bei ASK 10%-modulierten Signal ein SOF
(start of frame). Am Ausgang MOD des Flipflops FF steht dann
das demodulierte Signal zur weiteren Verarbeitung zur
Verfügung.
Bezugszeichenliste
1 Eingangssignal
2 Dynamikkompressionsschaltung
3 Filter
4 Differenzierer
5 Fensterkomparator
11 Spule
12 Brückengleichrichter
13 Stromspiegel
14 Demodulator
15 Parallelspannungsregler
16 Glättungskondensator
17 Digitale Schaltung
T1 erster Transistor des Stromspiegels
T2 zweiter Transistor des Stromspiegels
D1 NMOS-Diode
C1 erste Kapazität
C2 zweite Kapazität
C3 dritte Kapazität
R1, R2, R3, R4, R5, R6 Widerstände
OP1 Operationsverstärker des Differenzierers
OP2 Operationsverstärker zur Fenstererzeugung
K1 erster Komparator
K2 zweiter Komparator
FF Flipflop
VSIG Ausgangssignal des Differenzierers
VHIGH obere Fensterschwelle
VLOW untere Fensterschwelle
RES Resetsignal
MOD Ausgangssignal