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Die
Erfindung betrifft einen Modulator zur Datenübertragung zwischen einem Transponder
und einer Basisstation, die ein empfangenes elektromagnetisches
Trägersignal
in Abhängigkeit
von zu sendenden Daten Amplitudenmoduliert und/oder Phasen-moduliert.
Die Erfindung betrifft ferner einen Transponder mit einem solchen
Modulator sowie ein Modulationsverfahren zum Betreiben eines solchen Modulators.
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Die
Erfindung liegt auf dem Gebiet der Transpondertechnologie und insbesondere
im Bereich der kontaktlosen Kommunikation zum Zwecke der Identifikation.
Wenngleich prinzipiell auf beliebige Kommunikationssysteme und damit
beliebige Modulationsvorrichtungen anwendbar, werden die vorliegende Erfindung
sowie die ihr zugrunde liegende Problematik nachfolgend in Bezug
auf so genannte RFID-Kommunikationssysteme und insbesondere RFID-Modulationsvorrichtungen
und deren Anwendungen erläutert.
RFID steht dabei für "Radio Frequency Identification". Bei RFID-Systemen
werden zwischen einer oder auch mehreren Basisstationen (bzw. Schreib/Lesegeräten) und
einem oder mehreren Transpondern drahtlos Daten übertragen. Zum allgemeinen
Hintergrund dieser RFID-Technologie wird auf das „RFID-Handbuch" von Klaus Finkenzeller, Hanser
Verlag, dritte aktualisierte Auflage, 2002 verwiesen.
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Passive
Transponder verfügen über keine
eigenständige
Energieversorgung, semipassive Transponder verfügen zwar über eine eigene Energieversorgung,
jedoch weisen weder aktive noch semipassive Transponder über einen
aktiven Sender für
die Datenübertragung
zur Basisstation auf. Bei derartigen passiven und semipassiven RFID-Systemen wird
zur Datenübertragung – insbesondere
bei Entfernungen von deutlich mehr als einem Meter – in Verbindung
mit UHF oder Mikrowelle in der Regel die so genannte Backscattertechnik
(oder auch Rückstreukopplung)
verwendet. Bei der Backscattertechnik wird der Rückstreuquerschnitt der Antenne
für die Datenrückübertragung
vom Transponder zu der Basisstation verwendet. Hierzu werden von
der Basisstation modulierte elektromagnetische Trägersignale ausgesendet,
die durch eine Sende- und Empfangseinrichtung des Transponders aufgenommen
und demoduliert werden. Ferner werden von dem Transponder die elektromagnetischen
Trägersignale
entsprechend der an die Basisstation zu übertragenden Daten mit einem
gängigen
Modulationsverfahren moduliert und reflektiert. Dies geschieht im
Allgemeinen durch eine Änderung
der Eingangsimpedanz der Sende- und Empfangseinrichtung des Transponders, die
eine Veränderung
der Reflexionseigenschaften einer daran angeschlossenen Antenne
bewirkt. Zur Modulation wird neben der Amplitudenmodulation (ASK)
bei modernen Kommunikationssystemen zunehmend auch die Phasenmodulation
(PSK) und die Frequenzmodulation (FSK) in Verbindung mit einer Pulsweitenmodulation
(PWM) eingesetzt. Hierfür sind
unterschiedliche Verfahren bekannt.
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Bei
einem ersten Modulationsverfahrenstyp, das beispielsweise in der
Europäischen
Patentanmeldung
EP
1 211 635 A2 beschrieben ist, wird der Realteil der Eingangsimpedanz
durch Zuschalten und Abschalten einer im Wesentlichen ohmschen, also
resistiven Last verändert,
wodurch hauptsächlich
eine Amplitudenänderung
oder Amplitudenmodulation der reflektierten Wellen bewirkt wird.
Dieses Modulationsverfahren wird als Amplitudentastung (ASK) bezeichnet.
Die ohmsche Last belastet hier als zusätzlicher Verbraucher die Spannungsversorgung des
Transponders, wodurch die maximal überbrückbare Entfernung zwischen
Transponder und Basisstation, insbesondere bei passiven Transpondern ohne
eigene Energieversorgung, erheblich verringert wird. ASK-Modulation
eignet sich daher insbesondere für
geringe Entfernungen zwischen Basisstation und Transponder, ist
jedoch bei größer werdenden Entfernungen
nur noch bedingt einsatzfähig.
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Bei
einem zweiten Modulationsverfahrenstyp wird der Imaginärteil der
Eingangsimpedanz durch Veränderung
der Kapazität
eines Kondenstors im Eingangsteil der Sende- und Empfangseinrichtung beeinflusst,
wodurch hauptsächlich
eine Phasenänderung
oder Phasenmodulation der reflektierten Wellen bewirkt wird. Dieses
Modulationsverfahren wird als Phasenumtastung (PSK) bezeichnet.
Ein derartiges Verfahren ist beispielsweise in der älteren Deutschen
Patentanmeldung
DE
101 58 442 A1 der Anmelderin dargestellt. Im Vergleich
zur ASK-Modulation beeinflusst die PSK-Modulation die Betriebsspannung praktisch
nicht, wodurch ein hoher Wirkungsgrad des Transponders erzielbar
ist und die maximal überbrückbare Entfernung
zwischen Transponder und Basisstation zunimmt. Allerdings nimmt
die vom Transponder reflektierte Leistung etwas ab, wenn der Abstand
zwischen Transponder und Basisstation kleiner wird. Bei sehr kleinen
Entfernungen kann der Fall auftreten, dass die Basisstation das
vom Transponder reflektierte, phasenmodulierte Signal nicht mehr
detektieren kann. Bei sehr geringen Entfernungen zwischen Basisstation
und Transponder ist daher die PSK-Modulation nicht optimal.
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Es
besteht also der Bedarf, ein RFID-System sowohl im Nahbereich, also
bei relativ geringen Entfernungen zwischen Transponder und Basisstation, wie
auch im Fernbereich, also bei relativ großen Entfernungen zwischen Transponder
und Basisstation betreiben zu können.
Hinsichtlich der Definition von Nahbereich und Fernbereich wird
auf das eingangs genannte RFID-Handbuch
von Klaus Finkenzeller verwiesen.
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Bei
bisher bekannten Modulatoren in RFID-Komunikationssystemen wird
von einer Schalteinheit entweder vor (im Falle einer ASK- und PSK-Modulation) oder
auch nach (im Falle der ASK-Modulation als Lastmodulation) dem Gleichrichter
eingegriffen. In der bislang noch nicht veröffentlichten deutschen Patentanmeldung
der Anmelderin mit dem Aktenzeichen
DE
103 01 451 wird ein Verfahren beschrieben, bei dem eine
mehrstufige Gleichrichteranordnung vorgesehen ist und der Modulator
in einen gemeinsamen Knoten, der zwischen benachbarten Stufen des
Gleichrichters angeordnet ist, eingreift. Hierbei wird durch die
Anordnung eine Amplitudenmodulation bewirkt, indem die Modulation,
der an die Basisstation zurückgesandten
Trägerwelle,
mittels eines mit dem Gleichrichter verbundenen Schaltmittels, bewirkt
wird. Hierzu wird dem Schaltmittel ein Modulationssteuersignal zugeführt. Diese
Lösung
belastet die Schalteinheit dieses DC-Knoten erheblich und ist insbesondere
bei passiven insbesondere rückstreubasierten
Tranpondersystemen nur durchführbar,
sofern im Nahfeld, d.h. bei sehr geringen Abständen, eine hohe Energieabsorption
durch den Transponder aus dem elektromagnetischen Feld möglich ist.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, bei der drahtlosen
Datenübertragung eine
effiziente und möglichst
zuverlässige
Modulation bereitzustellen, bei der eine Modulation der zurückgesandten
Trägerwelle
mittels eines Gleichrichters bewirkt wird.
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Erfindungsgemäß wird diese
Aufgabe durch einen Modulator mit den Merkmalen des Patentanspruchs
1, durch einen Transponder mit den Merkmalen des Patentanspruchs
16 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs
17 gelöst.
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Demgemäß ist vorgesehen:
- • Ein
Modulator zur Datenübertragung
zwischen einem Transponder und einer Basisstation, der in einem
Transponder ein empfangenes elektro magnetisches Trägersignal
in Abhängigkeit
von zu sendenden Daten Phasen moduliert und/oder Amplituden moduliert,
anzugeben, der aus einer Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung
des empfangenen elektromagnetischen Trägersignals, die zumindest eine
Gleichrichterstufe mit wenigstens einem Schaltungsknoten aufweist, besteht,
und bei dem der Schaltungsknoten mittels einer kapazitiven Kopplung
mit einem Eingang der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und
einer Schalteinrichtung, die ausgangsseitig innerhalb wenigstens
einer Gleichrichterstufe der Gleichrichterschaltung eingreift, indem
wenigstens ein Schaltungsknoten, dieser Gleichrichterstufe mit der
Schalteinrichtung verbunden ist, und einer Modulationssteuereinrichtung,
die ein Modulationssteuersignal für einen Steuereingang der Schalteinrichtung
bereitstellt. (Patentanspruch 1)
– Ein Transponder zur drahtlosen
Datenkommunikation mit einer Basisstation, mit einer Sende- und Empfangseinrichtung
zum Empfangen von empfangenen elektromagnetischen Trägersignalen und
zum Senden von modulierten Daten, mit zumindest einem erfindungsgemäßen Modulator, der
die sendenden Daten innerhalb des Gleichrichterschaltung Phasen
moduliert und/oder Amplituden moduliert. (Patentanspruch 16)
- • Ein
Verfahren zur Datenübertragung
zwischen einem Transponder und einer Basisstation, bei der in einem
Transponder ein empfangenes elektromagnetisches Trägersignal
in Abhängigkeit von
zu sendenden Daten Phasen moduliert zurückgesendet wird und mittels
einer Modulationssteuereinrichtung ein Modulationssteuersignal erzeugt
wird, wobei das Modulationssteuersignal einem Gleichrichter zugeführt wird,
und die Modulation ausschließlich
durch den Gleichrichter bewirkt wird. (Patentanspruch 17)
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Die
der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin,
zumindest einen AC-Knoten zumindest einer Gleichrichterstufe mit
einem steuerbaren Schalteinrichtung zu verbinden. Der AC-Knoten
weist eine ka pazitive Kopplung mit dem Antenneneingang des Transponders
auf, d.h. im Fall des HF Trägersignals
ist der AC-Knoten unmittelbar mit dem Eingang des Transponders verbunden.
Die steuerbaren Schalteinrichtung, die von einem Ansteuersignal
angesteuert wird, ist dazu ausgelegt, eben diesen AC-Knoten mit einem
Potenzial, beispielsweise einem Bezugspotenzial zu verbinden, und
hierdurch die Eingangsimpedanz des Gleichrichters bzw. des Transponders
zu verändern.
Dies ermöglicht
eine effiziente Phasenmodulation, bei der sich die parasitären Eigenschaften
der Bauelemente der Modulationseinrichtung im Hochfrequenzbereich wie
auch im niederfrequenten Bereich eingangsseitig nicht auswirken.
Gleichzeitig wird ein gegebenenfalls zur Glättung der Ausgangsspannung
der Gleichrichterschaltung verwendeter Kondensator nur unwesentlich
durch Schaltvorgänge
im Zusammenhang mit der Modulation belastet. Zusätzlich oder alternativ kann
auch vorgesehen sein, dass die steuerbare Schalteinrichtung auch
auf zumindest einen DC-Knoten
innerhalb der Gleichrichterschaltung und/oder auf einen Ausgangsknoten
der Gleichrichterschaltung zur Lastmodulation eingreift. Dies ist
insbesondere dann vorteilhaft, wenn im Nahfeld bei den passiven Transpondern
sehr viel Energie aus dem elektromagentischen Feld der Basisstation
absorbiert wird und die Modulation ausschließlich nur mittels des Gleichrichter
bewirkt werden soll. Alternativ lässt sich jedoch auch die Amplitudenmodulation
nicht im Gleichrichter, sondern in einer weiteren Schalteinheit
die separat mit dem Antenneneingang des Transponders verbunden ist,
durchführen.
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Der
Vorteil durch das Eingreifen in den AC-Knoten und den DC-Knoten,
besteht darin, dass eine Entladung des Stützkondensators am Ausgang der
Gleichrichterschaltung durch den erfindungsgemäß modifizierten Modulator automatisch
unterbunden wird, indem durch eine nachgeschaltete Diode in Sperrichtung
gepolt wird, sofern das Potenzial in der durch die Modulation angesprochenen
Gleichrichterstufe geringer wird. Außerdem haben Untersuchungen
der Anmelderin gezeigt, dass die Effizienz bei einem Eingriff der
steuerbaren Schalteinrichtung in einen AC-Knoten sogar höher ist,
als wenn diese in einen DC-Knoten der Gleichrichterschaltung eingreift. Die
erfindungsgemäße Modulation
eignet sich daher besonders vorteilhaft für die PSK-Modulation insbesondere
dann, wenn im Fernfeld nur geringe Mengen Energie mittels der Gleichrichters
für den
Transponder zur Verfügung
steht.
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Die
erfindungsgemäße Modulation
bietet darüber
hinaus auch eine sehr zuverlässige,
in Kombination mit der ASK-Modulation auch eine sehr flexible Modulation,
da hier eine effiziente Modulation sowohl für die ASK-Modulation als auch für die PSK-Modulation
bereit gestellt wird.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen sowie
der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.
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In
einer vorteilhaften Ausgestaltung ist ein Spannungssensor mit einem
Ausgang des Gleichrichters und mit einem Eingang der steuerbaren Schalteinrichtung
verbunden. Hierdurch lässt
sich in Abhängigkeit
der Höhe
der Ausgangsspannung des Gleichrichters mittels einer Bewertungseinheit,
beispielsweise eines UND-Gatters, eine Verknüpfung zwischen der Höhe der anliegenden
Ausgangsspannung des Gleichrichters und dem Modulatonssteuersignals
durchführen.
Hierdurch lässt
sich anhand der Schaltschwelle des Gatters eine erste Spannungsschwelle
vorsehen, um eine Modulation innerhalb des Gleichrichters wirksam
zu unterdrücken,
sofern nicht eine Mindestspannung durch den Spannungssensor oder
durch das Modulationssteuersignals gegeben ist.
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In
einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist zwischen dem Spannungssensor
und der Bewertungseinheit ein Komparator vorgesehen, der vorzugsweise
als Schmitt-Trigger ausgebildet ist. Hierbei lässt sich an einem Eingang des
Komparators eine Referenzspannung anlegen, mittels der eine Spannungsschelle
vorgegeben wird. Durch die Spannungsschwelle kann der Gleichrichter
mit einer Amplitudenmodulation zusätzlich oder alternativ zu einer
Phasenmodulation beaufschlagt werden. Je nach Ausbildung der Be wertungseinheit,
beispielsweise als ODER- Verknüpfung,
lässt sich
eine Kaskadierung der Modulationsart erreichen, indem vorzugsweise
eine Phasenmodulation oberhalb einer ersten Spannungsschwelle und
eine Amplitudenmodulation zusätzlich
oberhalb einer höheren
zweiten Spannungsschwelle eingeschaltet wird.
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In
einer anderen Weiterbildung lässt
sich mittels des Spannungssensors auch der Modulationsindex in Abhängigkeit
der Ausgangsspannung des Gleichrichters ändern. Hierbei wird insbesondere
bei einer Amplitudenmodulation der Grad der Modulation erhöht bis auf
Maximal 100%, sofern eine genügend hohe
Ausgangsspannung des Gleichrichters gegeben ist.
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In
einer anderen vorteilhaften Ausgestaltung weist zumindest eine Gleichrichterstufe
einen ersten Knoten mit einem hohen HF-Potenzial und einen dem ersten
Knoten nachgeschalteten zweiten Knoten mit einem zweiten, gegenüber dem
ersten Knoten geringeren HF-Potenzial auf.
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In
einer Weiterbildung ist die steuerbare Schalteinrichtung ausgangsseitig
mit zumindest einem ersten Knoten der Gleichrichterschaltung verbunden.
Zusätzlich
oder alternativ kann in einer zweiten Weiterbildung die steuerbare
Schalteinrichtung ausgangsseitig auch mit zumindest einem zweiten Knoten
der Gleichrichterschaltung verbunden sein.
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In
einer minimalen Ausführungsform
ist die Gleichrichterschaltung als einstufiger Gleichrichter ausgebildet.
In diesem Falle ist die steuerbare Schalteinrichtung ausgangsseitig
mit dem ersten Knoten der einzigen Gleichrichterstufe des einstufigen
Gleichrichters verbunden.
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In
einer alternativen Ausgestaltung ist die Gleichrichterschaltung
als mehrstufiger Gleichrichter ausgebildet. Die steuerbare Schalteinrichtung
greift dabei vorzugsweise, jedoch nicht notwendigerweise in zumindest
zwei der Gleichrichterstufen ein.
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In
einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die steuerbare Schalteinrichtung
zumindest einen steuerbaren Schalter auf, dessen Steueranschluss über ein
Steuersignal ansteuerbar ist und dessen gesteuerte Strecke somit über das
Steuersignal auf- und zusteuerbar ist. Vorzugsweise ist dabei der
steuerbare Schalter als Transistor, insbesondere als MOSFET und
dabei insbesondere als CMOS-MOSFET, ausgebildet ist. Alternativ
kann hier auch ein als Bipolartransistor, JFET, Thyristor, IGBT,
etc. ausgebildeter Transistor vorgesehen sein.
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Zusätzlich oder
alternativ kann der steuerbare Schalter aber auch als Varaktor,
insbesondere als MOS-Varaktor, ausgebildet sein.
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In
einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist in Reihe zur gesteuerten
Strecke des steuerbaren Schalters zumindest ein kapazitives Element, insbesondere
ein Kondensator, angeordnet ist. Als kapazitives Element kann auch
ein geeignet verschalteter Transistor verwendet werden. Das kapazitive
Element kann dabei sowohl bezugspotenzialseitig wie auch zusätzlich oder
alternativ ausgangsseitig in Richtung der Gleichrichterschaltung
angeordnet sein. Vorzugsweise ist der Ausgang des steuerbaren Schalter über das
kapazitive Element mit dem ersten Knoten gekoppelt.
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In
einer ebenfalls besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist parallel
und/oder in Reihe zur gesteuerten Strecke des steuerbaren Schalters
zumindest ein resistives Element, insbesondere ein Widerstand, angeordnet.
Als resistives Element kann auch ein Transistor verwendet werden.
Das resistive Element kann dabei sowohl bezugspotenzialseitig als auch
zusätzlich
oder alternativ ausgangsseitig in Richtung der Gleichrichterschaltung
angeordnet sein. Vorzugsweise ist der Ausgang des steuerbaren Schalter über das
resistive Element mit dem zweiten Knoten gekoppelt.
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In
einer ersten Ausgestaltung ist der Modulator als Phasen-Modulator
zur Beeinflussung der elektrischen Eigenschaften einer Sende- und
Empfangseinrichtung ausgebildet. Zusätzlich oder alternativ kann
der Modulator auch als Amplituden-Modulator zur Amplitudentastung
und/oder zur Beeinflussung einer Last der Sende- und Empfangseinrichtung
so ausgebildet sein, dass das elektromagnetische Trägersignal
mit einem Datensignal modulierbar ist.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren
der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele
näher erläutert. Es zeigen
dabei:
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1 anhand
eines Blockschaltbildes eine erste, allgemeine Anordnung mit erfindungsgemäßem Modulator;
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2 anhand
eines Blockschaltbildes eine zweite detailliertere Anordnung mit
erfindungsgemäßem Modulator;
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3 ein
erstes Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Modulators;
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4 ein
zweites Ausführungsbeispiel
des erfindungsgemäßen Modulators;
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5 erste
Ausgestaltungen der steuerbaren Schalteinrichtung als Transistor
mit Widerständen;
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6 zweite
Ausgestaltungen der steuerbaren Schalteinrichtung als Transistor
mit Kondensatoren;
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7 dritte
Ausgestaltungen der steuerbaren Schalteinrichtung als Varaktor mit
Kondensatoren.
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In
den Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente
und Signale – sofern nichts
anderes angegeben ist – mit
denselben Bezugszeichen versehen worden.
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1 zeigt
anhand eines Blockschaltbildes eine erste allgemeine Anordnung mit
erfindungsgemäßem Modulator,
bei der eine mit Bezugszeichen 1 bezeichnete Sende- und
Empfangseinrichtung für
einen passiven oder semipassiven Transponder dargestellt ist, der
der bidirektionalen Kommunikation mit einer in 1 nicht
dargestellten Basisstation dient.
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Die
Sende- und Empfangseinrichtung 1 weist einen Eingang 2 und
einen Ausgang 3 auf. Der Eingang 2 weist einen
ersten und einen zweiten Eingangsanschluss 4, 5 auf,
wobei an dem ersten Eingangsanschluss 4 ein Eingangspotenzial
VIN anliegt und an dem zweiten Eingangsanschluss 5 ein
Bezugspotenzial, beispielsweise das Potential der Bezugsmasse GND,
anliegt. Das Eingangspotenzial VIN ist zum Beispiel das von einer
Basisstation gesendete und das vom Transponder empfangene, elektromagnetische
Trägersignal
oder ein davon abgeleitetes Signal. Am Ausgang 3 ist ein
Ausgangsanschluss 6 vorgesehen, an dem ein Ausgangssignal VOUT
abgreifbar ist.
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Zwischen
dem Eingang 2 und dem Ausgang 3 ist ein erfindungsgemäßer Modulator
M vorgesehen. Der Modulator M weist einen Gleichrichter GL auf,
der einstufig oder auch mehrstufig ausgebildet sein kann. Der Modulator
M weist ferner eine steuerbare Schalteinrichtung SE auf, die mit
dem Gleichrichter GL verbunden ist und die einen Knoten innerhalb
der Gleichrichters GL, wie nachfolgend noch ausführlich beschrieben wird, mit
einem Steuerpotenzial V1 beaufschlagt. Die steuerbare Schalteinrichtung
SE weist des weiteren einen Steueranschluss 7 auf, in den
ein Modulationssteuersignal MCS einkoppelbar ist. Das Modulationssteuersignal MCS
wird erfindungsgemäß von einer
Steuerschaltung SS erzeugt. Steuerbare Schalteinrichtung SE und
Gleichrichter GL sind jeweils mit einem Bezugspotenzial GND verbunden.
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Eine
Parallelschaltung aus einer kapazitiven Last CL und einer ohmschen
Last RL, die zwischen dem Ausgang 8 des Gleichrichters
GL und dem Ausgang 3 angeordnet sind, repräsentieren
die jeweiligen Lastkomponenten von nachfolgenden, hier nicht näher interessierenden
und daher nicht detailliert gezeigten Schaltungsteilen des Transponders,
wobei die kapazitive Last CL im Wesentlichen der Glättung der
Ausgangsspannung des Gleichrichters GL dient.
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Die
Basisstation emittiert elektromagnetische Wellen, beispielsweise
im UHF-Bereich, die von der Antenne empfangen werden. Ein Teil der
Leistung der elektromagnetischen Wellen dient der elektrischen Versorgung
des Transponders, der andere Teil wird in Abhängigkeit von zur Basisstation
zu übertragenden
Daten moduliert und reflektiert. Das am Eingang 2 zwischen
den Eingangsanschlüssen 4, 5 anliegende
Wechselspannungssignal, das mittels Absorption aus dem Trägerfeld
der Basisstation entnommen wird, wird mit Hilfe des Gleichrichters
GL gleichgerichtet.
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Hinsichtlich
des unterschiedlichen Aufbaus und der Funktionsweise eines Modulators
zur Phasenumtastung und zur Amplitudentastung im Allgemeinen wird
auf die eingangs genannte, noch nicht veröffentliche deutsche Patentanmeldung
der Anmelderin mit dem Aktenzeichen
DE
103 01 451 verwiesen, die hinsichtlich dieses Gegenstandes
hiermit vollinhaltlich in die vorliegende Patentanmeldung mit einbezogen
wird.
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2 zeigt
eine Sende- und Empfangseinrichtung 1, bei der eine Diodenstrecke
zur Erzeugung einer Referenzspannung benutzt wird, die zur Freigabe
der Phasenumtastung und/oder Amplitudentastung dient. Der Modulator
M umfasst einen Spannungssensor SP, der als in Reihe angeordnete
Dioden D7–D10
ausgebildet ist. Die Dioden D7–D10
sind zwischen dem Ausgang 8 des Gleichrichters GL und dem
Bezugspotenzial GND in Durchlassrichtung angeordnet. Der Ausgang
des Spannungssensor SP der innerhalb des Spannungssensors mit dem
Knoten N der Diodenstrecke verbunden ist, ist mit einem Eingang
eines Komparators KO verbunden. Ferner weist der Komparator KO,
der als Schmitt-Trigger ausgebildet ist, einen weiteren Eingang
auf, an dem eine Referenzspannung Vref anliegt. Der Ausgang des
Komparators ist innerhalb der Steuereinrichtung SE mit einer Bewertungseinheit
BE verbunden, die als UND-Gatter eine Verknüpfung mit dem ebenfalls an
der Steuereinrichtung anliegenden Modulationssteuersignal MCS durchführt. Ferner
enthält
die steuerbare Schalteinrichtung SE einen MOS-Transistor T, der
mit einem Anschluss seines Drain-Source-Kanals (gesteuerte Strecke) mit der
Versorgungsspannung verbunden ist und mit dem anderen Anschluss seines
Drain-Source-Kanals mit dem Bezugspotenzial GND verbunden ist. Ferner
ist der Steuereingang G des MOS-Transistors
T mit dem Ausgang der Bewertungseinheit verbunden.
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Das
am Knoten N anliegende Referenzpotenzial Vref dient als Freigabesignal
für die
Phasenumtastung und/oder Amplitudenumtastung in Verbindung mit der
Spannungsschwelle Vref des Komparatos KO und der Verknüpfung durch
die Bewertungseinheit G1. Wenn das Ausgangspotenzial V2 am Ausgang 8 des
Gleichrichters GL nicht ausreicht, um die Diodenstrecke D7–D10 leitend
zu machen, liegt an dem mit dem Knoten N verbundenen Eingang des
Komparators KO eine sehr geringe Spannung die dem Bezugspotential
GND bzw. einer logischen Null entspricht an. Der Ausgang des Komparators
KO liegt daher ebenfalls auf "0", und verbleibt in
diesem Zustand bis die am Knoten anliegende Spannung größer als
die Referenzspannung Vref wird, das heißt der Transistor T ist im
gesperrten, das heißt
im ausgeschalteten Zustand. Die Modulationseinrichtung M bleibt
trotz Ansteuerung durch das Modulationssteuersignal MCS also inaktiv,
sofern ein UND Verknüpfung
in der Bewertungseinheit gegeben ist. Eine Freigabe, das heißt eine
Aktivierung der Modulationseinrichtung M erfolgt in diesem Fall
erst ab einem ausreichenden Spannungspegel V2 am Ausgang 8 des Gleichrichters
GL, der erst bei entsprechend hoher Feldstärke vorhanden ist. Wenn ein
ausreichender Spannungspegel zur Aktivierung vorhanden ist, entspricht
das Ausgangssignal der Bewertungseinheit BE dem Modulationssteuersignal
MCS, wodurch der Transistor T synchron zum Modulationssteuersignal MCS
ein- und ausschaltet.
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3 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel des
erfindungsgemäßen Modulators
M. 3 zeigt ein Schaltbild einen Gleichrichter GL
mit Modulationseingriff, der als Spannungsvervielfacherschaltung ausgebildet
ist. Die Spannungsvervielfacherschaltung GL ist hier lediglich exemplarisch
aus drei Stufen S1–S3
aufgebaut, wobei die einzelnen Gleichrichterstufen S1–S3 in Serie
zwischen einem Eingang 10 und einem Ausgang 11 der
Spannungsvervielfacherschaltung GL angeordnet sind. Es versteht sich,
dass die Spannungsvervielfacherschaltung GL auch mehr oder weniger
als drei Stufen Sx aufweisen kann, wobei die Anzahl der Stufen Sx
abhängig
von der gewünschten
Ausgangsspannung gewählt
wird. Die Eingangsspannung UE der Spannungsvervielfacherschaltung
GL wird zwischen einem Eingangsanschluss A1 und dem Bezugspotenzial
GND angelegt. Die Ausgangsspannung UA kann an einem Ausgangsanschluss
A2 abgegriffen werden. Ein Ausgang oder Ausgangsknoten einer vorhergehenden Stufe
Sx der Spannungsvervielfacherschaltung GL ist – wie nachfolgend noch erläutert wird – jeweils
mit einem Eingang oder Eingangsknoten der nachfolgenden Stufe Sx
gekoppelt.
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Die
erste Stufe S1 umfasst zwei Kondensatoren C21, C22 und zwei Dioden
D21, D22. Ein Anschluss des Kondensators C21 ist mit dem Eingangsanschluss
A1, der andere über
einen ersten Knoten H1 mit der Kathode der Diode D21 und mit der
Anode der Diode D22 verbunden. Dieser erste Knoten H1 bildet einen
hochfrequenten, so genannten AC-Knoten H1. Die Anode der Diode D21
und ein Anschluss des Kondensators C22 sind mit dem Bezugspotential GND
verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators C22 und die Kathode
der Diode D22 sind miteinander über
einen zweiten Knoten N1 verbunden und bilden zusammen mit dem Bezugspotential
GND den Ausgang der ersten Stufe S1. Der Ausgang der ersten Stufe
S1 bildet einen gegenüber
dem ersten Knoten H1 niederfrequenten, so genannten DC-Knoten N1.
Der zweite Knoten N1 bildet gleichsam den Eingangsknoten der nachfolgenden
Stufe S2.
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Die
zweite Stufe S2 umfasst zwei Kondensatoren C23, C24 sowie zwei Dioden
D23, D24. Die Anode der Diode D23 ist mit einem Ausgangsanschluss N1
der ersten Stufe S1 verbunden. Die Dioden D23, D24 sind in Serie
zwischen dem Eingangsknoten N1 und dem als Ausgangsknoten fungierenden
zweiten Knoten N2 der zweiten Stufe S2 in Durchlassrichtung geschaltet.
Zwischen den Ausgangsknoten N2 und dem Bezugspotential GND ist ein
Kondensator C24 geschaltet. Die erste Stufe S1 ist mit der zweiten
Stufe S2 zusätzlich über den
Kondensator C23 gekoppelt, der mit seinem einen Anschluss mit dem
Eingangsanschluss A1 und mit seinem anderen Anschluss mit einem
Abgriff zwischen der Diodenreihenschaltung aus den Dioden D23, D24
und damit mit dem ersten Knoten H2 der zweiten Stufe S2 verbunden
ist.
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Die
dritte Stufe S3 umfasst zwei Kondensatoren C25, C26 sowie zwei Dioden
D25, D26. Diese sind in gleicher Weise wie in der zweiten Stufe
S2 verschaltet. Der zweite Knoten N3 der dritten Stufe S3 bildet
gleichsam den Ausgangsanschluss A2 der Spannungsvervielfacherschaltung
GL.
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Im
Beispiel in 3 ist der erste Knoten H2 der
zweiten Stufe S2 zur Phasenumtastung mit einer steuerbare Schalteinrichtung
SE, beispielsweise mit einem Ausgang des Transistors T aus 2,
verbunden. Die steuerbare Schalteinrichtung SE verbindet gesteuert
durch ein Ansteuersignal, beispielsweise dem Modulationssteuersignal
MCS, diesen Knoten H2 synchron mit einem mit dem Bezugspotential GND.
Dies bewirkt eine Phasenumtastung der reflektierten Wellen. Der
Vorteil eines derartigen Eingriffs liegt auf der Hand. Durch das
Eingreifen der steuerbaren Schalteinrichtung SE inner halb einer
Stufe S2 eines mehrstufigen Gleichrichters GL im Vergleich zu einer
geschalteten Last nach oder auch vor dem Gleichrichter GL besteht
darin, dass die nachgeschaltete kapazitive Last CL und resistive
Last RL durch den Schaltvorgang nicht zusätzlich belastet werden.
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4 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel des
erfindungsgemäßen Modulators.
Im Unterschied zu 3 greift hier die steuerbare
Schalteinrichtung SE ausgangsseitig zusätzlich auch in den Ausgangs der
zweiten Stufe S2, also in den zweiten Knoten N2 der zweiten Stufe
S2 ein. Im Beispiel in 4 wird damit zusätzlich zu
der Phasenumtastung auch eine Amplitudentastung vorgenommen, indem
der zweite Knoten N2 der zweiten Stufe S2 über die steuerbare Schalteinrichtung
SE mit dem Bezugspotenzial GND beaufschlagt wird. Dabei verbindet
die steuerbare Schalteinrichtung SE, gesteuert durch das Modulationssteuersignal
MCS, diesen Knoten N2 synchron mit dem Bezugspotential GND, was
zusätzlich
oder alternativ eine Amplitudentastung der reflektierten Wellen
bewirkt.
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Die
beiden Betriebsmodi, das heißt
die Amplitudentastung und die Phasenumtastung können dabei gleichzeitig oder
auch je nach Applikation auch getrennt voneinander vorgenommen werden.
Denkbar wäre
ferner, wenn die steuerbare Schalteinrichtung SE nicht als eine
Einrichtung ausgebildet ist, sondern mehrere dieser Einrichtung
jeweils für
einen Betriebsmodus (ASK, PSK) oder für jeweils einen Eingriff in
die Gleichrichterschaltung GL vorgesehen ist.
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Anstatt
der gezeigten Stufen S1–S3
können auch
Stufen in einer Delon/Greinacher-Schaltung, einer Stufen in Villard-Schaltung
oder dergleichen verwendet werden, bei denen zumindest ein hochfrequenter
HF-Knoten Hx und vorzugsweise auch noch ein niederfrequenter NF-Knoten
Nx innerhalb einer Stufe Sx gesteuert über eine steuerbare Schalteinrichtung
SE mit einem Referenzpotenzial GND verbunden wird.
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Wie
aus der obigen Beschreibung einiger exemplarischer Ausführungsformen
deutlich wird, stellt die Erfindung ein Verfahren und zugehörige Schaltungsanordnungen
zur Verfügung,
die eine zuverlässige
Datenübertragung
zwischen einer Basisstation und einem passiven Transponder über einen
weiten Entfernungsbereich, beginnend bei relativ kleinen Abständen bis
hin zu relativ großen
Abständen,
ermöglichen.
Die Schaltungsanordnungen sind auf sehr einfache Weise in die verschiedenen
Transponder-Designs zu integrieren.
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Die 5 und 6 zeigen
erste und zweite Ausgestaltungen der steuerbaren Schalteinrichtung SE
mit Widerständen
bzw. Kondensatoren. In den 5 und 6 enthalten
die steuerbaren Schalteinrichtungen SE jeweils einen Transistor
T1. Der Transistor T1 kann dabei der Transistor T aus 2 sein
oder auch ein davon verschiedenes Schaltmittel. Der Transistor T1
weist einen Steueranschluss G auf, dem zum Beispiel das Modulationssteuersignal
MCS oder ein davon abgeleitetes Signal einkoppelbar ist. Über den
Steueranschluss G wird die gesteuerte Strecke des Transistors T1,
die im Falle eines MOSFET-Transistors durch dessen Gate-Source-Strecke bzw.
dessen Gate-Source-Kanal
gebildet wird, mit einem Steuersignal VG auf- und zugesteuert. Das Steuersignal
VG kann dabei ein von dem Modulationssteuersignal MCD abgeleitetes
Signal sein.
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In 5 ist
die steuerbare Schalteinrichtung SE für eine zeitkontinuierliche
DC-Anwendung ausgelegt. In 5(a) ist
die gesteuerte Strecke des Transistors T1 direkt zwischen dem Bezugspotenzial GND
und einem der zweiten NF-Knoten Nx angeordnet. In 5(b) ist
ein erster Widerstand R1 zwischen dem Ausgangsanschluss D des Transistors
T1 und dem NF-Knoten Nx angeordnet. In 5(c) ist zusätzlich ein
weiterer Widerstand R2 parallel zu der gesteuerten Strecke des Transistors
T1 angeordnet. Eine solche steuerbare Schalteinrichtung SE sorgt
im eingeschalteten Zustand des Transistors T1 für einen zusätzlichen DC-Stromverbrauch
im Gleichrichter GL und dadurch für eine veränderte Impedanz, wobei dadurch
im Wesentlichen der Realteil der Transponder-Impedanz geändert wird.
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In 6 ist
die steuerbare Schalteinrichtung SE für eine zeitdiskrete AC-Anwendung ausgelegt.
In 6(a) ist ein erster Kondensator
C1 zwischen dem Ausgangsanschluss D des Transistors T1 und dem HF-Knoten
Hx angeordnet. 6(a) zeigt also eine geschaltete
Kapazität,
die im zeitdiskreten Bereich die Funktion eines Widerstandes aufweist.
In 6(b) ist zusätzlich ein weiterer Kondensator
C2 zwischen dem bezugspotenzialseitigen Anschluss S des Transistors
T1 und dem Bezugspotenzial GND angeordnet. In 6(c) ist
zusätzlich
ein Widerstand R3 parallel zu dem weiteren Kondensator C2, dass heißt zwischen
dem bezugspotenzialseitigen Anschluss S des Transistors T1 und dem
Bezugspotenzial GND angeordnet. Eine solche steuerbare Schalteinrichtung
SE sorgt im eingeschalteten Zustand des Transistors T1, da der Phasenwinkel
zwischen Strom und Spannung größer wird,
für einen
zusätzlichen AC-Leistungsverbrauch
im Gleichrichter GL und dadurch für eine veränderte Impedanz. Bei der Veränderung
der Impedanz verändert
sich der Realteil und der Imaginärteil
der Impedanz. Man kann hier auch von einer zusätzlichen Dämpfung sprechen oder alternativ
auch von einem Zuschalten einer Kapazität mit einem sehr kleinen – und damit
schlechten, da sehr hohem, verlustbehafteten Serienwiderstand – Q-Wert.
Es wird hier im Wesentlichen der Imaginärteil der Transponder-Impedanz
verändert.
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In 7 enthält die steuerbare
Schalteinrichtung SE einen Varaktor C3. Ein Varaktor C3 ist ein spannungsgesteuerter
Kondensator, der also Steueranschlüsse aufweist, über die
die Kapazität
des Varaktor C3 gesteuert und damit eingestellt werden kann. Zu
diesem Zweck sind die Kondensatoranschlüsse A, K des Varaktor C3 jeweils
mit einem Ausgang einer nicht dargestellten Steuereinrichtung verbunden,
die zum Beispiel abhängig
von dem Modulationssteuersignal die Kapazität des Varaktors C3 gezielt
einstellt.
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In 7(a) ist der Varaktor C3 direkt zwischen
dem Bezugspotenzial GND und dem NF-Knoten Hx angeordnet. In 7(b) ist ein erster Kondensator C4 zwischen
dem Ausgangsanschluss A des Varaktors C3 und dem HF-Knoten Hx angeordnet.
In 7(c) ist zusätzlich ein weiterer Kondensator
C5 zwischen dem bezugspotenzialseitigen Anschluss K des Varaktors
C3 und dem Bezugspotenzial GND angeordnet. Eine derart ausgebildete
steuerbare Schalteinrichtung SE verändert ebenfalls im Wesentlichen
den Imaginärteil
der Transponder-Impedanz.
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Obgleich
die vorliegende Erfindung vorstehend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Art
und Weise modifizierbar.
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So
sei insbesondere die Gleichrichterschaltung, wie oben bereits erwähnt, nicht
auf den schaltungstechnischen Aufbau der 3 und 4 beschränkt, sondern
kann beliebig anders, beispielsweise einstufig oder mehrstufig ausgebildet
sein.
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Auch
die Ausgestaltung der steuerbare Schalteinrichtung SE sei lediglich
beispielhaft zu verstehen. Selbstverständlich ließen sich hier beliebig andere
und erweiterte Ausgestaltungen und Weiterbildungen finden, beispielsweise
durch Bereistellen zusätzlicher
Widerstände
und/oder Kondensatoren, die ausgangsseitig und/oder bezugspotenzialseitig der
gesteuerten Strecke des Schalters oder Varaktors parallel und/oder
in Serie zugeschaltet sind. Denkbar wäre insbesondere auch eine Kombination der
beschriebenen Anordnungen.
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Die
Erfindung sei insbesondere auch nicht ausschließlich auf RFID-Systeme beschränkt, sondern
lässt sich
selbstverständlich
auch erweitern, beispielsweise auf die Einzelteilerkennung (engl.: item
identification). Häufig
müssen
einzelne Teile nicht eindeutig erkannt werden. Hier reicht es meist aus,
dass ein Vorhandensein beispielsweise eines fehlerhaften Teils ausgeschlossen werden
kann. Dies wird meist auch als nicht eindeutige Identifikation bezeichnet.
Beim Betrieb des Transponders in diesem Zusammenhang weist dieser
die Funktion eines fernsteuerbaren Sensors (engl.: remote sensor)
auf. Die Erfindung betrifft also auch ausdrücklich solche Sensoren, bei
denen eine Kommunikation zum Auslesen und Beschreiben von Daten
eines Datenträgers
bzw. Sensors vorgenommen wird. Als Beispiel für eine solche so genannte ferngesteuerte
Sensoranwendung sei auf einen Temperatursensor, einen Drucksensor oder
dergleichen verwiesen.
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- 1
- Sende-
und Empfangseinrichtung
- 2
- Eingang
- 3
- Ausgang
- 4
- erster
Eingangsanschluss
- 5
- zweiter
Eingangsanschluss
- 6
- Ausgangsanschluss
- 7
- Steueranschluss
- 8
- Ausgang
des Gleichrichters
- 10
- Eingang
- 11
- Ausgang
- A
- Anschluss
des Varaktors, Anode
- A1
- Eingangsanschluss
- A2
- Ausgangsanschluss
- C1,
C2
- Kondensatoren
- C21,
C22
- Kondensatoren
der ersten Gleichrichterstufe
- C23,
C24
- Kondensatoren
der zweiten Gleichrichterstufe
- C25,
C26
- Kondensatoren
der dritten Gleichrichterstufe
- C3
- Varaktor
- C4,
C5
- Kondensatoren
- CL
- kapazitive
Last
- D
- Ausgangsanschluss
des Transistors
- D21,
D22
- Dioden
der ersten Gleichrichterstufe
- D23,
D24
- Dioden
der zweiten Gleichrichterstufe
- D25,
D26
- Dioden
der dritten Gleichrichterstufe
- D7–D10
- Dioden
- G
- Steueranschluss
des Transistors
- G1
- Bewertungseinheit
- GL
- Gleichrichter,
Spannungsvervielfacherschaltung
- GND
- Bezugspotenzial,
Potenzial der Bezugsmasse
- H1–H3, Hx
- hochfrequenter
erster Knoten, AC-Knoten
- K
- Anschluss
des Varaktors, Katode
- KO
- Komparator
- M
- Modulator
- MCS
- Modulationssteuersignal
- N
- Abgriff
- N1–N3, Nx
- niederfrequenter
zweiter Knoten, DC-Knoten
- R1–R3
- Widerstände
- RL
- ohmsche
Last
- S
- bezugspotenzialseitiger
Anschluss des Transistors
- S1–S3
- Gleichrichterstufen
- SE
- steuerbare
Schalteinrichtung
- SP
- Spannungssensor
- SS
- Steuerschaltung
- T
- MOS-Transistor
- T1
- Transistor
- UA
- Ausgangsspannung
- UE
- Eingangsspannung
- V1
- Steuerpotenzial
- VIN
- Eingangspotenzial
- VOUT
- Ausgangssignal
- VRef
- Referenzpotenzial