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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein einen Komparator und insbesondere
einen Komparatorschaltkreis zur Verwendung in einem RFID-Transponder-Demodulator-Schaltkreis.
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Komparatoren
können
als 1-Bit-Analog-Digital-Wandler (ADCs) verwendet werden, die zum
Beispiel als Demodulatoren in RFID-Transpondern dienen können. Allgemein
können
die Eingangssignalamplituden des Komparators erheblich schwanken,
wodurch die Integrität
des Vergleichsergebnisses beeinträchtigt wird. Ein eher empfindlicher
Komparator kann auf eine Signaleingabe, die nahe an dem Entscheidungsschwellwert liegt,
durch eine unerwünschte Änderung
des Ausgangssignals reagieren, während
ein eher unempfindlicher Komparator auf Änderungen des Eingangssignals
eventuell nicht ausreichend empfindlich reagiert. Eine variable
Empfindlichkeit kann man mit einem Komparator erreichen, der eine
einstellbare Hysterese hat. Die Hysterese eines Komparators ist
eine Funktion des Stroms durch die Eingangsstufe des Komparators.
Entsprechend wird der Strom durch die Eingangsstufe verändert. Dies
wird schrittweise mit Hilfe einer schaltbaren, mit der Eingangsstufe
gekoppelten Last durchgeführt,
ein Prinzip, das lediglich so lange anwendbar ist, wie der Versorgungsspannungsbereich
des Komparators und die Modulationstiefe des Signals groß und die
Schritte akzeptabel sind. Für
aktuelle Technologien ist die Versorgungsspannung jedoch herabgesetzt,
und die herkömmlichen
Komparatorarchitekturen sind ungeeignet.
- Aus der Offenlegungsschrift DE 10 2004 009 037
A1 ist ein Komparator mit einstellbarerer eingangsbezogener Hysterese
bekannt.
- Aus der Offenlegungsschrift US 2006/0002 429 A1 ist ein RFID-Transponder
mit einer Antenne für
den Empfang eines HF-Signals und mit einem Komparator zur Demodulation
des HF-Signals bekannt.
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen RFID-Transponder
mit einem Komparator bereitzustellen, der für die Verwendung in einer Technologie
geeignet ist, die die Verwendung lediglich von verringerten Versorgungsspannungspegeln
zulässt,
und der für
eine sanfte Anpassung der Empfindlichkeit geeignet ist.
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Entsprechend
stellt die vorliegende Erfindung einen RFID Transponder gemäß Anspruch
1 bereit. Dieser enthält
einen Komparator, der eine differenzielle Eingangsstufe, eine mit
der differenziellen Eingangsstufe gekoppelte Stromquelle zur Bereitstellung
eines Ausgangsstroms für
eine Seite der differenziellen Eingangsstufe und eine mit dem differenziellen
Paar gekoppelte differenzielle Last umfasst. Die differenzielle
Last umfasst einen als Diode gekoppelten Transistor pro differenzieller
Seite. Ein Laststrom für
einen beliebigen der als Diode gekoppelten Lasttransistoren auf
jeder differenziellen Seite wird durch eine Stromspiegelkonfiguration
hinausgespiegelt, um einen Strom zur Zuführung an einen entsprechenden
Knoten bereitzustellen, von denen jeder mit einer entsprechenden
einstellbaren Arbeitsstromquelle und einer entsprechenden anderen Seite
der differenziellen Eingangsstufe gekoppelt ist, um der differenziellen
Eingangsstufe eine variable positive Rückkopplung bereitzustellen.
Das Verhältnis
des Stromspiegels weist einen Faktor A auf, so dass die Weite des
als Diode gekoppelten Lasttransistors A mal die Weite des entsprechenden
Spiegeltransistors ist. Der differenziellen Eingangsstufe, der ein
masseseitiger Strom aus der Stromquelle bereitgestellt wird, wird eine
differenzielle Eingangsspannung zugeführt. Unter Verwendung der Stromspiegelanordnung
wird ein Laststrom von der differenziellen Last, die mit dem differenziellen
Paar gekoppelt ist, gespiegelt, und es wird ein Strom abgeleitet,
der deren entsprechendem Knoten zugeführt wird, wobei die Knoten
so angeordnet sind, dass sie mit entsprechenden einstellbaren Arbeitsstromquellen
gekoppelt werden können.
Der den Knoten zugeführte
gespiegelte Laststrom wird zur Bereitstellung einer variablen positiven
Rückkopplung
für die
differenzielle Eingangsstufe verwendet. Die positive Rückkopplung
führt zu
einer Hysterese, die durch Modulation der Rückkopplung unter Verwendung
der einstellbaren Arbeitsstromquellen gesteuert wird. Anders ausgedrückt, die
Hysterese in dem Komparator erfordert eine positive Rückkopplung,
die hier in der Eingangsstufe des Komparators bereitgestellt wird.
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Dies
wird durch Verwendung eines von der entgegengesetzten Seite der
differenziellen Eingangsstufe abgeleiteten Stroms erreicht. Der
positive Eingang empfängt
einen Strom von dem negativen Eingangszweig und umgekehrt. Die Steuerung
der Hysterese wird dann durch Modulation des Rückkopplungsstroms mit Hilfe eines
externen Steuersignals erreicht. Somit stellt die vorliegende Erfindung
einen Komparator mit einer gesteuerten einstellbaren Hysterese bereit,
die durch ein externes Signal gesteuert wird.
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Der
Komparator wird in einer Demodulatorstufe eines RFID-Transponders
verwendet werden. Der RFID-Transponder weist eine Antenne für den Empfang
eines ein amplitudenmoduliertes Abwärtsdatensignal enthaltenden
HF-Signals und eine mit der Antenne gekoppelten Demodulationsstufe
für den
Empfang eines abgeleiteten HF-Signals, das von dem empfangenen HF-Signal
abgeleitet ist, auf. Die Demodulationsstufe umfasst ein erstes Filter
zur Extraktion eines Feldstärkesignals
aus einem aus dem empfangenen HF-Signal abgeleiteten HF-Signal, das die Feldstärke des
empfangenen HF-Signals wiederspiegelt. Ein zweites Filter kann zur
Extraktion des modulierten Abwärtsdatensignalbestandteils
aus dem abgeleiteten HF-Signal vorgesehen sein. Es wird ein Demodulator
bereitgestellt, der mit dem zweiten Filter gekoppelt ist, um das
modulierte Abwärtssignal
zur Demodulation des modulierten Abwärtsdatensignalbestandteils
zu empfangen, und der mit dem ersten Filter gekoppelt ist, um dieses
Feldstärkesignal
zu empfangen, so dass der Demodulator so eingerichtet ist, dass
er als Reaktion auf das Feldstärkesignal
einen Demodulationsempfindlichkeitsparameter verändert. Der Demodulationsempfindlichkeitsparameter
ist die eingangssignalbezogene Hysterese des Komparators. An dem
Sender in der Abwärtsstufe
des Transponders wird ein HF-Signal empfangen. Das HF-Signal wird
in zwei Bestandteile aufgeteilt – einen ersten Bestandteil,
den Feldstärkesignalbestandteil,
der ein sich langsam ändernder
DC-Bestandteil ist, und einen zweiten Bestandteil, der der modulierte
Abwärtsdatensignalbestandteil
ist. Der Feldstärkebestandteil
wird durch das erste Filter extrahiert, und der Abwärtsdatensignalbestandteil
wird durch das zweite Filter extrahiert. Bevor das HF-Signal durch
die beiden entsprechenden Filter in die beiden Bestandteile aufgeteilt
wird, wird es von der Demodulationsstufe in ein abgeleitetes HF-Signal umgewandelt.
Der Demodulator ist dann so eingerichtet, dass er die beiden abgetrennten
Bestandteile des abgeleiteten HF-Signals empfängt. Unter Verwendung des Feldstärkesignals
kann der Demodulator dann den Demodulationsempfindlichkeitsparameter
gemäß dem von
dem abgeleiteten HF-Signal
extrahierten Feldstärkesignal
verändern.
Somit wird das Feldstärkesignal
(als Anzeige der Stärke
des Empfangssignals (RSSI)) zur Demodulation des modulierten Abwärtsdatensignalbestandteils
des abgeleiteten HF-Signals verwendet. Die vorliegende Erfindung
bietet den Vorteil eines Demodulators, der in einem Tief-Submikrometer-Prozess
realisiert werden kann, zum Beispiel in einem 13-MHz-Transponder,
der in Anwendungen wie Objekterkennung und elektronische Identifikationssysteme
verwendet wird. Dieser Demodulator kann unter den Bedingungen, die
derartige niedrige Tief-Submikrometer-Prozesse erfordern, mit einem
wesentlich kleineren Antennenbegrenzerschwellwert arbeiten. Es ist
nicht mehr notwendig, die Demodulation unter Verwendung des Antennenspannungsamplitudenverlaufs
durchzuführen,
wie es bei Bauformen nach dem Stand der Technik erforderlich ist.
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Vorzugsweise
ist ein Begrenzer zwischen die Antenne und die Demodulationsstufe
gekoppelt. Der Begrenzer kann so eingerichtet sein, dass er schnell
genug arbeitet, um Amplitudenschwankungen in einem begrenzten internen
Versorgungsspannungssignal auf Grund des in dem empfangenen HF-Signal enthaltenen modulierten
Abwärtsdatensignals
zu unterdrücken.
Das erste Filter und das zweite Filter können mit einem Eingang des
Begrenzers gekoppelt sein, um ein internes Steuersignal des Begrenzers,
das die durch den Begrenzer zu verhindernden Amplitudenschwankungen
widerspiegelt, als abgeleitetes HF-Signal zu empfangen. Das modulierte
Abwärtsdatensignal
ist ein sich äußerst schnell änderndes
Hochfrequenzsignal, das die relevanten Daten in dem empfangenen
HF-Signal trägt.
Der Begrenzer gestattet es, dass die Spannung dieses Signals auf
ein solches Maß begrenzt
wird, dass sie dann durch einen Gleichrichtungsschaltkreis gleichgerichtet
und als internes Versorgungsspannungssignal für den Transponder verwendet
werden kann. Somit ist das abgeleitete HF-Signal in Wirklichkeit
das interne Steuersignal des Begrenzers, das die Amplitudenschwankungen widerspiegelt.
Dieses Signal kann der Demodulationsstufe direkt zugeführt werden;
d. h. dem ersten Filter und dem zweiten Filter. Anders ausgedrückt, der
Begrenzer wird zur Anregung der Demodulationsstufe verwendet. Die
Verwendung eines derart schnellen Begrenzers bedeutet, dass jegliche
Modulationsabfälle
in dem für
eine Demodulation verwendbaren Antennenspannungsamplitudenverlauf
nicht aufrechterhalten werden. Dies bedeutet, dass die Amplitudenverlaufsdemodulation
gemäß Bauformen
nach dem Stand der Technik nicht mehr benötigt wird.
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Der
Begrenzer umfasst vorzugsweise einen zwischen die Antenne und den
Massepegel gekoppelten NMOS-Transistor. Das Gate-Potential des NMOS-Transistors wird
dann so gesteuert, dass es die Ausgangsspannung des Begrenzers begrenzt.
Des Weiteren können
der Eingang des ersten Filters und der Eingang des zweiten Filters
mit dem Gate des NMOS-Transistors gekoppelt sein. Die Eingangsquelle
für die
Demodulationsstufe ist dann die Gate-Spannung des NMOS-Transistors
in dem Begrenzer.
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Der
obenstehend beschriebene Demodulator umfasst einen Komparator gemäß der vorliegenden
Erfindung, und der Demodulationsempfindlichkeitsparameter ist eine
eingangssignalbezogene Hysterese des Komparators. Der Demodulator
enthält
dann eine für
eine Empfindlichkeitssteuerung verwendete Anzeige der Stärke des
Empfangssignals, die durch einen Feldstärkesignaleingang bereitgestellt
wird. Dieses Verfahren der Empfindlichkeitssteuerung stellt die
Unabhängigkeit
von der Feldstärke
sicher. Der Komparator implementiert eine Hysterese, die abhängig von
dem aus dem ersten Filter ausgegebenen Feldstärkesignal ist und als Signalempfindlichkeitssteuerung
verwendet wird. Das Hysteresefenster wird vergrößert, wenn der DC-Offset des
abgeleiteten HF-Signals (des Feldstärkesignals) hoch ist und umgekehrt.
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Vorzugsweise
umfasst die einstellbare Arbeitsstromquelle des Komparators zwei
Transistoren, deren Gates miteinander gekoppelt sind, damit sie
gemeinsam durch eine Steuerspannung gesteuert werden können. Die
Hysteresesteuerung, die durch Anlegen des einstellbaren Arbeitsstroms
an die mit der differenziellen Eingangsstufe gekoppelten Knoten
durchgeführt
wird, wird durch Anlegen einer einzelnen Steuerspannung an einen
Knoten, der die Gates der beiden eine einstellbare Arbeitsstromquelle
bildenden Transistoren miteinander verbindet, erreicht. Hierdurch
wird es ermöglicht,
dass die Modulation des gespiegelten Laststroms an beiden Knoten
unter Verwendung lediglich eines Steuersignals erreicht werden kann.
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Weitere
Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform und aus den beigefügten Zeichnungen.
Es zeigen:
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1 einen
vereinfachten Schaltplan eines Komparators gemäß der Erfindung;
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2 einen
vereinfachten Graphen, der das Komparatorausgangssignal als eine
Funktion der Komparatoreingangsspannung darstellt;
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3 einen
Graphen der Hysteresespannung des Komparators gemäß der Erfindung
als eine Funktion des Steuerstroms; und
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4 ein
vereinfachtes Schaltbild der Abwärtsstufe
eines RFID-Transponders
mit einem Komparator gemäß der Erfindung.
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1 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan des Komparators gemäß der Erfindung.
Der Komparator hat eine durch zwei NMOS-Transistoren MN1 und MN2
implementierte differenzielle Eingangsstufe. Die Transistoren haben
miteinander verbundene Source-Anschlüsse, die an ihrem Zusammenschaltungsknoten
mit einer masseseitigen Stromquelle Iscr,
die ebenfalls mit Masse verbunden ist, verbunden sind. Die Drain-Anschlüsse der
Transistoren MN1 und MN2 sind mit den Knoten N2 bzw. N1 sowie mit
den Drain-Anschlüssen der
als Diode geschalteten PMOS-Transistoren MP3 bzw. MP4 verbunden.
Die Transistoren MP3 und MP4 bilden eine differenzielle Last und
sind in Stromspiegelanordnungen mit entsprechenden PMOS-Transistoren MP6
bzw. MP7 verbunden. Die Transistoren MP3 und MP6 sowie die Transistoren
MP7 und MP4 haben alle ihre Source-Anschlüsse miteinander verbunden.
Das Verhältnis
von MP3 zu MP6 und MP4 zu MP7 ist 1:A. Gate-Anschlüsse der Transistoren MP3 und
MP6 sind genauso miteinander verbunden wie die Gate-Anschlüsse der
Transistoren MP7 und MP4, um eine Stromspiegelkonfiguration mit
einem Verhältnis
von A bereitzustellen. Eine Zusammenschaltung der Gate-Anschlüsse der
Transistoren MP3 und MP6 ist mit dem Knoten N2 verbunden, und ein
Zusammenschaltungsknoten der Gate-Anschlüsse der Transistoren MP7 und
MP4 ist mit dem Knoten N1 verbunden. Die Drains der Transistoren
MP6 und MP4; d. h. eines PMOS-Transistors aus jeder Stromspiegelstufe,
sind mit dem Knoten N1 verbunden, und die Drain-Anschlüsse der Transistoren MP3 und
MP7 sind mit dem Knoten N2 verbunden. Ein den Drain des Transistors
MP6 mit dem Knoten N1 verbindender Knoten ist mit dem Drain-Anschluss
eines NMOS-Transistors MN8 verbunden, und ein den Knoten N2 mit
dem Drain-Anschluss des Transistors MP7 verbindender Knoten ist
mit dem Drain-Anschluss eines NMOS-Transistors MN9 verbunden. Die
Transistoren MN8 und MN9 bilden eine einstellbare Arbeitsstromquelle,
die so eingerichtet ist, dass sie den Knoten N1 bzw. N2 mit einem
Arbeitsstrom Icntl unter Arbeitsspannung setzt,
und sie haben miteinander verbundene Gate-Anschlüsse, die so betrieben werden
können,
dass sie eine Steuerspannung Bias_Icntl empfangen,
wobei die Source-Anschlüsse
der Transistoren MN8 und MN9 mit Masse verbunden sind.
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Die
Gate-Anschlüsse
der durch die Transistoren MN1 und MN2 gebildeten differenziellen
Eingangsstufe können
so betrieben werden, dass sie die differenziellen Eingangssignale
InN bzw. InP empfangen. Die Ausgangsspannung der ersten, die Transistoren
MN1 und MN2 umfassenden differenziellen Eingangsstufe wird an dem
Knoten N2 bzw. N1 ausgegeben. Die von den als Diode geschalteten
Lasttransistoren MP3 bzw. MP4 ausgegebenen Lastströme I3 und
I4 werden an den entsprechenden Stromspiegeltransistoren MP6 und MP7
gespiegelt, die die Ströme
I6 und I7 erzeugen, die den Knoten N1 bzw. N2 zugeführt werden.
Die Ströme I6
und I7 stellen eine positive Rückkopplung
für die
die Transistoren MN1 und MN2 umfassende differenzielle Eingangsstufe
bereit. Dies führt
zu der Erzeugung einer Hysteresespannung Vhyst.
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2 zeigt
einen Graphen, der das Ausgangssignal des Komparators Coup als eine
Funktion der Eingangsspannung des Komparators VIN darstellt.
Der Ausgang des Komparators COUT schwankt
zwischen 1 und –1,
was den Logikpegeln ,1' bzw.
,0' entspricht.
Die Hysteresespannung Vhyst ist die Differenz
zwischen den Werten der Eingangsspannung VIN,
bei denen der Logikausgang des Komparators COUT von
,1' auf ,0' und umgekehrt umschaltet,
und ist ein Maß für die Empfindlichkeit
des Komparators. Wenn der Komparator einen höheren Empfindlichkeitsgrad
haben muss, sollte das Hysteresefenster kleiner gemacht werden;
d. h. die Hysteresespannung Vhyst sollte
verringert werden. Wenn der Komparator andererseits lediglich eine
geringe Empfindlichkeit haben muss, sollte das Hysteresefenster
vergrößert werden,
was eine Erhöhung
der Hysteresespannung Vhyst bedeutet. Die
Hysterese des Komparators wird durch Anlegen des Arbeitsstroms Icntl von den Transistoren M8 und M9, der
von der Steuerspannung Bias_Icntl abgeleitet
ist, an den Knoten N1 bzw. N2 gesteuert. Der Arbeitsstrom Icntl moduliert den positiven Rückkopplungsstrom
von dem Ausgang der Transistoren M6 und M7 zu den entsprechenden
Knoten N2 und N1. Dies führt
zu einer Veränderung
der Hysteresespannung Vhyst, und die Empfindlichkeit
des Komparators kann gemäß der benötigten Anwendung
eingestellt werden.
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Untenstehend
wird eine Schaltkreisanalyse zur Bestimmung des Auslösepunkts
der Hysteresespannung Vhyst angeführt. In
dem Anfangszustand des Komparators ist der Transistor MN1 leitend,
und der Transistor MN2 des differenziellen Paars ist gesperrt. Die
Signaleingabe wird dann von einem Pegel unter InN auf einen Pegel über InM
angehoben. Die bedeutet, dass I1 =
I3 – Icntl (1)und I6 = A·I3, (2)wobei A das
Weiten/Längen-Verhältnis von
MP6 zu MP3 und von MP7 zu MP4 ist.
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Der
Auslösepunkt
wird erreicht, wenn der Transistor MN2 den Gesamtstrom des Rückkopplungspfads durch
den Transistor MP6 übernimmt,
dann sind I2 = I6 – Icntl (3) I2 = A·I3 – Icntl (4)und I5 = I1 + 12 (5)wobei
I5 der masseseitige Strom des differenziellen Paars der Transistoren
MN1 und MN2 ist. Dann sind I5 = I3 – Icntl + A·I3 – Icntl (6) I5 = I3·(1
+ A) – 2·Icntl (7) I5 = (I1 + Icntl)(1 +
A) – 2·Icntl (8) -> I1
= (I5 – Icntl(A – 1))/(1
+ A) (9) -> I2
= I5 – I1 (10)
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Dies
ergibt
mit β = 1/2·K'·W/L, wobei K' technologiespezifisch
ist, und wobei Vgs1(I
cntl) und Vgs2(I
cntl) die Gate-Source-Spannungen des differenziellen
Paars der Eingangstransistoren MN1 bzw. MN2 sind.
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Die
Hysteresespannung Vhyst als eine Funktion
des Arbeitsstroms Icntl wird dann definiert
durch: Vhyst(Icntl) := 2(Vgs2(Icntl) – Vgs1(Icntl)) (13)
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3 zeigt
einen Graphen der Hysteresespannung Vhyst als
eine Funktion des Steuer-(Vor-)Stroms Icntl,
der von der aus den Transistoren MN8 und MN9 bestehenden Arbeitsstromquelle
bereitgestellt wird, für
A = 5, I5 = 5 × 10–6 A,
und β =
3·10–4 A/V2. Es ist ersichtlich, dass die Hysteresespannung
Vhyst erhöht werden kann, indem der Arbeitsstrom
Icntl erhöht wird (wodurch das Hysteresefenster
größer und
die Komparatorempfindlichkeit geringer wird), und umgekehrt verringert
werden kann, indem der Arbeitsstrom Icntl verringert
wird (wodurch das Hysteresefenster kleiner und die Komparatorempfindlichkeit
höher wird).
Somit sollte der Arbeitsstrom Icntl verringert
werden, wenn man für
den Komparator eine erhöhte
Empfindlichkeit wünscht,
was eine Verringerung der Steuerspannung Bias_Icntl,
die den Gates der Transistoren MN8 bzw. MN9 zugeführt wird,
bedeutet. Folglich kann man durch Steuerung der Komparatorhysterese,
oder anders ausgedrückt
durch Steuerung der Empfindlichkeit des als Ein-Bit-Analog-Digital-Wandler arbeitenden
Komparators, indem lediglich die Steuerspannung Bias_Icntl verändert wird,
eine feldstärkeabhängige Korrektur
erreichen, selbst wenn die Signalzustandsanforderungen des Antennensignals
auf Grund von Feldstärkeschwankungen
um mehrere Größenordnungen
schwanken.
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4 zeigt
den Abwärtsstreckenteil
eines RFID-Transponders mit einem Komparator gemäß der Erfindung mit einer Begrenzerschaltung 1 und
einer Demodulationsstufe DEMOD. Eine Antennenspule Antenne kann
so betrieben werden, dass sie ein HF-Signal empfängt und ist mit einem Spannungsabgriff
RF gekoppelt. Die Begrenzerschaltung 1 hat einen NMOS-Transistor
MN0, dessen Drain-Anschluss mit dem Spannungsabgriff RF und dessen
Source-Anschluss mit Masse verbunden sind. Der Gate-Anschluss des
Transistors MN0 ist mit dem Drain eines PMOS-Transistors MP1 verbunden,
dessen Source mit dem Spannungsabgriff RF verbunden ist. Der Drain
des Transistors MP1 ist in Reihe mit einem Widerstand R2 geschaltet.
Der Widerstand R2 ist ebenfalls mit Masse verbunden. Ein Widerstand
R1 ist in Reihe mit einer Diode D1 geschaltet, so dass der Widerstand
mit dem Spannungsabgriff RF gekoppelt ist und die Diode mit Masse
verbunden ist, so dass sie in einer Richtung von dem Widerstand
R1 nach Masse in Durchlassrichtung vorgespannt wird. Ein Knoten, der
den Widerstand R1 und die Diode D1 miteinander verbindet, ist mit
dem Gate-Anschluss
des Transistors MP1 verbunden. Ein Knoten, der den Gate-Anschluss
des Transistors MN0, den Drain-Anschluss des Transistors MP1 und
den Widerstand R2 miteinander verbindet, ist mit der Demodulationsstufe
DEMOD verbunden. Dieser Knoten bildet einen Spannungsknoten DRF.
Der Spannungsknoten DRF ist mit einem Bandpass-Verstärkungsstufen-Filter 3 und
einem Tiefpassfilter 4 verbunden. Das Tiefpassfilter 4 ist
mit dem Steuereingang eines Komparators COMP verbunden, und die
Bandpass-Verstärkungsstufe 3 ist
direkt mit einem Eingang des Komparators COMP verbunden. Der andere
Eingang des Komparators COMP ist über einen Widerstand R3 mit
dem Ausgang der Bandpassverstärkungsstufe
verbunden, und ein den Widerstand R3 und den Komparatoreingang,
an den er angeschlossen ist, miteinander verbindender Knoten ist
mit einem Kondensator C1 verbunden, der ebenfalls mit Masse verbunden
ist. Die den Widerstand R3 und den Kondensator C1 umfassende Anordnung
ist so konfiguriert, dass sie einem Eingang des Komparators einen
Durchschnittswert des Ausgangssignals der Bandpass-Verstärkungsstufe 3 bereitstellt,
um diesen mit dem an dem anderen Eingang des Komparators COMP eingegebenen
Istwert der Bandpass-Verstärkungsstufe 3 zu
vergleichen. Der Ausgang des Komparators ist so eingerichtet, dass
er das demodulierte Abwärtsdatensignal
RX bereitstellt.
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Die
Begrenzerschaltung 1 ist ebenfalls mit einem Gleichrichter 6 und
einem Bufferkondensator C2 verbunden. Ein Knoten, der den Gleichrichter 6 und
den Kondensator C2 miteinander verbindet, ist der Versorgungsspannungsknoten
Vcc.
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Wenn
an der Antenne ein HF-Signal empfangen wird, wird dadurch eine Spannung
in dem Spannungsabgriff RF induziert. Die Begrenzungsschaltung,
die die Begrenzungstransistoren MN0 und MP1 enthält, arbeitet äußerst schnell,
um Amplitudenschwankungen auf Grund des in dem empfangenen HF-Signal
enthaltenen, modulierten Abwärtsdatensignals
zu unterdrücken.
Der Begrenzer 1 schaltet den Transistor MN0 durch, wenn
die Spannung eine vorbestimmte Grenze überschreitet. Da der Transistor
MN0 eine zusätzliche
Last ist, fließt
Strom durch den Transistor MN0, und die Spannung an dem Spannungsabgriff
RF wird verringert. Hierdurch wird eine begrenzte Spannung bereitgestellt,
die dann durch den Gleichrichter 6 gleichgerichtet und durch
den Kondensator C2 gebuffert wird, um an dem Spannungsabgriff Vcc
eine begrenzte interne Versorgungsspannung bereitzustellen.
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Gleichzeitig
stellt die Begrenzerschaltung 1 unter Verwendung der Gate-Spannung des mit
der Bandpass-Verstärkungsstufe 3 und
dem Tiefpassfilter 4 in der Demodulationsstufe DEMOD gekoppelten
Transistors MN0 ein abgeleitetes HF-Signal DRF bereit, das von dem
empfangenen HF-Signal abgeleitet ist und in Wirklichkeit die Gate-Spannung
des Transistors MN0 ist. Das Bandpassfilter 3 verstärkt den
modulierten Teil der Gate-Spannung des Begrenzers, der das amplitudenmodulierte
Abwärtsdatensignal
DDS (das Hochfrequenzsignal, das Datenbestandteile des empfangenen
HF-Signals trägt)
ist. Der feldstärkeabhängige DC-Offset
des empfangenen HF-Signals und ein überlagertes 13-MHz-Trägersignal
werden herausgefiltert. Das Bandpassfilter 3 verschiebt
ebenfalls das Signal auf einen geeigneten Arbeitspunkt. Der Komparator
COMP vergleicht dann das Ausgangssignal des Bandpassfilters 3,
das die Gate-Istspannung des Transistors MN0 in dem Begrenzer 1 darstellt,
mit dem Durchschnittswert des amplitudenmodulierten Abwärtsdatensignals
DDS, DDSAV. Wenn der Istwert des modulierten
Abwärtsdatensignals
DDS unter den Durchschnittswert DDSAV fällt, gibt
der Komparator COMP ein demoduliertes Ausgangssignal RX aus, das
den gedämpften
Zustand der Antennenspannung an dem Spannungsabgriff RF darstellt.
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Die
Empfindlichkeit des Komparators COMP muss unabhängig von der Feldstärke bzw.
dem Abstand zwischen dem Transponder und einer Leseeinheit sein.
Die Amplitude des modulierten Abwärtsdatensignals DDS schwankt
jedoch tatsächlich
mit der Feldstärke.
Wenn der RFID-Transponder nahe an der Lese/Schreibeinheit ist, ist
die Feldstärke
hoch, die Amplitudenschwankung ist groß, und der Rauschpegel ist
im Vergleich zu der Amplitude des Signals klein. In diesem Fall
wird eine verringerte Empfindlichkeit benötigt. Andererseits ist die
Amplitude des Signals klein, und das Rauschen ist im Vergleich zu
der Maximalamplitude stark, wenn der Transponder weiter weg von
der Lese/Schreibeinheit ist. Dies bedeutet, dass eine feldstärkeabhängige Korrektur
benötigt
wird. Die feldstärkeabhängige Korrektur
wird unter Verwendung des Feldstärkesignalbestandteils
FSS des empfangenen HF-Signals bereitgestellt. Das Tiefpassfilter 4 filtert
den Feldstärkesignalbestandteil
FSS aus dem abgeleiteten HF-Signal DRF heraus, so dass es lediglich
den feldstärkeabhängigen DC-Offset
von dem abgeleiteten HF-Signal DRF (der Gate-Spannung des Transistors MN0 in dem
Begrenzerschaltkreis 1) liefert. Durch Herausfiltern des
modulierten Abwärtsdatensignals
DDS und des Trägerfrequenzteils
des empfangenen HF-Signals werden lediglich die Feldstärkeinformationen
aufrechterhalten. Der Transkonduktanz-Operationsverstärker 5, der ein optionales
Strukturelement ist, überträgt die von
dem Tiefpassfilter 4 ausgegebenen Feldstärkesignalbestandteile
FSS in einen feldstärkeabhängigen Strom,
der dann zur Korrektur der Empfindlichkeit des Komparators COMP
verwendet wird. Der Komparator COMP implementiert über die
von dem Feldstärkesignalbestandteil
FSS bereitgestellte Signalempfindlichkeitssteuerung eine Hysterese,
die von dem Ausgangssignal des OTA 4 abhängt. Das
Hysteresefenster wird vergrößert, wenn
der DC-Offset der Begrenzerspannung hoch ist und umgekehrt. Bei
einer hohen Feldstärke
hat der Istwert an dem Bandpassfilter 3 eine hohe Amplitude.
Die Umwandlung in das digitale demodulierte Signal RX, das von dem Komparator
COMP ausgegeben wird, wird in diesem Beispiel mit einer verringerten
Empfindlichkeit (einem vergrößerten Hysteresefenster)
durchgeführt,
das die höhere
Amplitude des Istwerts kompensiert. Bei einer niedrigen Feldstärke hat
das abgeleitete HF-Signal
DRF einen niedrigen DC-Offset und eine niedrige Amplitude des modulierten
Abwärtsdatensignals
DDS. Die Empfindlichkeit des Komparators kann durch Verringerung des
Hysteresefensters erhöht
werden. Die Steuerung der Komparatorempfindlichkeit wird dann mitkoppelnd durchgeführt. Folglich
wird unabhängig
von der Feldstärke
eine stabile Demodulatorempfindlichkeit bereitgestellt. Das zur
Steuerung des Komparators COMP verwendete Empfindlichkeitssteuersignal
wird von dem empfangenen HF-Signal abgeleitet, folglich ist es eine
Empfangsstärkeanzeige,
die ebenfalls für
andere Zwecke zum Beispiel für
die Ladungspumpensteuerung verwendet werden kann.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung obenstehend unter Bezugnahme auf eine
bestimmte Ausführungsform
beschrieben wurde, ist diese nicht auf diese Ausführungsform
beschränkt,
und dem Fachmann fallen zweifellos weitere Alternativen ein, die
innerhalb des beanspruchten Schutzumfangs der Erfindung liegen.
