CN203522673U - 用于改进电子装置的功率处理的系统 - Google Patents
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Abstract
提供有电子装置，其包括散热装置、耦合于该散热装置并且配置成向场激励器和电池输送电力的一组IGBT。该电子装置还包括设置在散热装置中的温度传感器，以及控制器。该控制器配置成从温度传感器接收温度读数并且基于该温度读数确定该组IGBT中的IGBT中的至少一个的结温。该控制器还配置成至少部分基于结温来降低由IGBT中的每个提供的输出功率。
Description
技术领域
本发明的示范性实施例大体上涉及用于改进例如绝缘栅双极晶体管（IGBT）逆变器等电子装置的功率处理能力的系统。此外，这样的示范性实施例可涉及对绝缘栅双极晶体管（IGBT）逆变器的温度建模、监测和将其降低。
背景技术
例如机车等牵引车辆采用电动牵引马达用于驱动车辆的轮子。在这些车辆中的一些中，马达是交流（AC）马达，其的速度和功率通过改变供应给马达的场绕组的AC电力的频率和电压来控制。通常，电力在车辆系统中的某一点处作为DC电力供应并且之后被转换成由例如逆变器（其包括一组开关，例如IGBT）等电路控制频率和电压幅度的AC电力。在一些系统中，电力可源自耦合于逆变器相臂的电池组。逆变器可配置成采用电池充电模式和电池放电模式操作。在电池充电模式期间，来自场绕组的电能用于对电池充电。在电池放电模式期间，存储到电池的电能用于使马达的场绕组通电。逆变器的功率处理能力至少部分受到IGBT耗散由IGBT中的电流生成的热的能力的限制。因此，具有用于对逆变器中的IGBT的温度建模的改进系统和方法，这将是有益的。改进的温度建模技术可用于通过提高热耗散来提高逆变器的功率处理能力。改进的温度建模技术还可用于提供用于监测操作期间的IGBT温度的技术。
发明内容
简要地，根据本发明的示范性实施例，提供有电子装置，其包括散热装置、耦合于该散热装置并且配置成向场激励器和电池输送电力的一组IGBT。该电子装置还包括设置在散热装置中的温度传感器，以及控制器。该控制器配置成从温度传感器接收温度读数并且基于该温度读数确定该组IGBT中的IGBT中的至少一个的结温。该控制器还配置成至少部分基于结温来降低由IGBT中的每个提供的输出功率。
另一个示范性实施例提供用于车辆的电力系统，其包括散热装置和耦合于该散热装置并且配置成向场激励器和电池提供电力的一组IGBT。示范性电力系统还包括设置在散热装置中的温度传感器，以及控制器。该控制器配置成从温度传感器接收温度读数并且基于该温度读数确定该组IGBT中的IGBT中的至少一个的结温。该控制器还配置成至少部分基于结温来降低由IGBT中的每个提供的输出功率。
另一个示范性实施例提供减少电子装置中的热循环的方法。示范性方法包括从设置在散热装置中的温度传感器接收温度读数并且基于该温度读数确定一组IGBT中的至少一个IGBT的结温。该方法还包括至少部分基于结温来降低由IGBT中的每个提供的输出功率。
附图说明
当下列详细说明参考附图（其中所有图中类似的符号代表类似的部件）阅读时，本发明的这些特征、方面和优势将变得更好理解，其中：
图1是H桥转换器的框图；
图2是根据实施例的双H桥的框图；
图3是示出根据实施例的双H桥的热网络的框图；
图4A-D是示出用于开发用于得到双H桥的热阻抗模型的数据的测试配置的框图；
图5是示出用于测量关于图4和7论述的温度的热偶配置的框图；
图6A-F是示出使用在图4D中示出的测试配置比较随时间的测量温度和计算机建模温度的曲线图；
图7A和B是将估计的冷却曲线与测量的冷却曲线比较的曲线图；
图8是根据实施例使用双H桥的系统的框图；
图9是阶段A、阶段B和阶段C IGBT的输出电压的曲线图；
图10是在图9的输出电压上叠加的预期输出电流的曲线图；
图11是来自单个H桥的输出电流的曲线图；
图12A和B是阶段A或阶段C IGBT的电流波形的曲线图；
图13A-C是示出阶段B的IGBT104和二极管208的电流波形的曲线图；
图14是用于估计阶段A和阶段C IGBT和二极管中的功率损耗的电流和电压波形的曲线图；
图15是用于估计阶段B（共有）IGBT和二极管中的功率损耗的电流和电压波形的曲线图；
图16是具有冷却单元的双H桥的框图；
图17是配置成提供实时散热装置温度读数的双H桥的框图；
图18是操作期间双H桥中的热流的流程图；
图19A-C是对各种测试配置随时间的估计TS_XX-Tinl和实际测量的TS_XX-Tinl的曲线图；
图20是用于估计双H桥中的IGBT的结温的电路的框图；
图21是基于估计的期望冷却的量控制空气流率的双H桥的系统控制器的框图；
图22是基于估计的期望冷却的量控制空气流率的双H桥的系统控制器的框图；
图23是根据实施例用于降低负载电流的控制回路的框图；
图24是根据实施例用于降低负载电流的控制回路的框图；以及
图25是根据本发明示范性实施例可采用逆变器控制电路的柴油电动机车的框图。
具体实施方式
图1是H桥转换器的框图。H桥转换器100可用于将直流（DC）电压转换成方形交流（AC）波形并且在功率电子工业中有着多种应用。在从DC线路供应电力时广泛地采用H桥逆变器100并且变压器用于电路中的电压降低和/或隔离。如在图1中示出的，输入电压102馈送 到一组四个电子开关104，例如IGBT。这些开关104的输出被馈送到变压器108的一次绕组106。H桥转换器100的开关104对给定的输入DC电压102斩波来产生方形波形，其被馈送到变压器108的一次绕组106。产生的方形波形具有等于输入DC电压102的峰值电压。由于变压器108的电感，变压器108的二次绕组110的输出112具有近似AC波形和等于输入DC电压102乘以变压器108的匝数比的峰值电压。通常，在变压器108的二次绕组110中存在整流器，其将二次的近似AC波形整流成减少的幅度（与输入DC电压相比）的DC波形。
图2是根据实施例的双H桥的框图。双H桥200可以是转换器，其包括具有一个共有相臂的两个H桥并且提供两个独立H桥的功能性。在双H桥200中，共有输入电压102被馈送到一组六个电子开关104（例如IGBT）。开关104包括第一相臂（在本文称为“阶段A”202）、第二相臂（在本文称为“阶段B”或“共有”204）和第三相臂（在本文称为“阶段C”206）。每个相臂包括一对开关104。在实施例中，二极管208（称为“续流”或“反激”二极管）可与每个开关并联地设置。阶段A202和阶段B204开关的输出被馈送到第一变压器210。阶段B204和阶段C206开关的输出被馈送到第二变压器212。在实施例中，第一变压器210的输出214用于对电池充电电路供电并且第二变压器212的输出216用于对场激励器供电。双H桥到电池充电电路和场激励器的耦合在下文关于图8进一步论述。
因为对应于三个阶段的三个相臂202、204和206在双H桥中使用，采用三相逆变器的硬件。双H桥可在单个外壳中实现，该单个外壳使用单个散热装置来对开关104提供热耗散。在实施例中，通过强制使空气在散热装置上而冷却散热装置。由于双H桥拓扑，每个相臂中展现的功率损耗具有不同的功率损耗。此外，共有散热装置的强制空气冷却可以导致双H桥的三个相臂周围不均匀的冷却空气流，从而使热阻与三个阶段不均匀中的每个相关。双H桥的功率处理能力大体 上将受到最热相臂的限制。从而，三个阶段的不均匀功率分布和不均匀冷却可使双H桥的整体功率处理能力下降。根据实施例，开发用于分析双H桥的热响应的模型。
热阻抗模型
图3是示出根据实施例的双H桥的热网络的框图。如在图3中示出的，热网络300包括包在双模块302中的三对IGBT，其中每个双模块302被包在套304中，该套304可以是例如由具有碳化硅微粒的铝基组成的金属基复合物。每个套304可耦合于具有导热油脂层的散热装置。散热装置306可例如通过鳍310而与冷却空气流接触。
每个双模块可包括一对IGBT，每个IGBT与它相应的二极管并联耦合。如在图3中示出的，P IGBT312代表在每个相应IGBT中转换成热的总功率，并且P二极管314代表在每个相应二极管中转换成热的总功率。每个IGBT的结到套热阻“Rth(IGBT j-c)”由热阻316表示，并且可近似是每瓦0.024开尔文（K/W）。每个二极管的结到套热阻“Rth(二极管j-c)”由热阻318表示，并且可近似是0.048K/W。散热装置与套之间的结的热阻“Rth(c-h)”由热阻320表示并且可近似是0.018K/W。散热装置的热阻“Rth(散热装置)”由热阻322表示并且对于特定空气流可近似是0.0218K/W。使用热网络300，可以分析不均匀冷却散热装置306的热行为来得到热阻抗模型，其将在每个阶段下最热点到冷却空气的温度之间的温度差描述为空气流的函数。所得结果可以在机车中实时使用。
图4A-D是示出用于开发用于得到双H桥的热阻抗模型的数据的测试配置的框图。如在图4A-D中示出的，双H桥的阶段B在左边，双H桥的阶段C在中间，并且双H桥的阶段A在右边。电压源208用于采用不同的组合向每个阶段的IGBT提供稳态电流Io，用于热测试目的（在图4A-D中示出）。如上文描述的，三个阶段202、204和206中的每个热耦合于相同的散热装置306。
图4A示出测试配置，其中IGBT中的全部六个用相同的电流水 平Io供电。具体地，全部三个阶段串联电耦合在一起。图4B示出测试配置，其中仅阶段B和阶段C串联耦合并且由电流Io供电。图4C示出测试配置，其中仅阶段C和阶段A串联耦合并且由电流Io供电。图4D示出测试配置，其中仅阶段B由电流Io供电并且阶段C和阶段A中的每个由Io/2或用于对阶段B供电的一半电流来供电。
对于图4A-D中的每个测试配置，IGBT是全导通的并且不开关，因此，没有电流流过二极管。温度Ta代表在阶段A202下套304中的最热点处的温度，如由标号210指示的。温度Tb代表在阶段B204下套304中的最热点处的温度，如由标号212指示的。温度Tc代表在阶段C206下套304中的最热点处的温度，如由标号214指示的。此外，Vce A+等于在阶段A202中跨第一IGBT的集电极到发射极电压，Vce A-等于在阶段B204中跨第二IGBT的集电极到发射极电压，并且对于阶段中的每个都有这样的一个。
考虑上文描述的模型，确定阶段中的一个中的电流在双H桥200中的阶段中的每个的最热点下对温度所具有的热效应，这是可能的。假设电流Io施加到阶段B的双IGBT（其中两个IGBT接通），由IGBT对耗散的功率可以根据等式PB=Io*(VceB++VceS-)来计算。由于由阶段B耗散的功率，阶段B的双IGBT的最热点下的温度称为TB1。温差δTB1可以计算为TB1减去空气温度Tair。如果电流Io施加到阶段C，由阶段C IGBT耗散的功率可以根据等式PC=Io*(VceC++VceC-)来计算并且由于阶段C中的功率，阶段B下最热点处的温度TB212称为TB2。相似地，如果电流Io施加到阶段A，由阶段A IGBT耗散的功率可以根据等式PA=Io*(VceA++VceA-)来计算并且由于阶段A中的功率，阶段B下最热点处的温度TB212称为TB3。
在阶段B下由于阶段B、C和A中的电流的热阻提升温度可以根据下面的等式来计算：
δTB1＝RB*PB
δTB2=RBC*PC
δTB3＝RBA*PA
在上文的等式中，RB是在阶段B下由于阶段B中的功率PB引起的热阻提升温度。RBC是在阶段B下由于阶段C中的功率PC引起的热阻提升温度。RBA是在阶段B下由于阶段A中的功率PA引起的热阻提升温度。因此，在阶段B下的总温差δTB可以根据下面的等式来计算：
δTB=RB*PB+RBC*PC+RBA*PA 等式3.1
对阶段A和阶段B重复相同的分析产生：
δTC=RC*PC+RBC*PB+RCA* 等式3.2
δTA=RA*PA+RBA*PC+RBA*PB 等式3.3
在上文的等式中，考虑RCB=RBC、RBA=RAB并且RCA=RAC。此外，热阻大体上可表达为温差除以功率，如在下文的等式3.4中示出的，其中X可以等于A、B或C。
RXt=δTX/PX；其中X=A、B或C 等式3.4
将等式3.4带入等式3.1、3.2和3.3产生：
RAt=δTA/PA=RA+RCA*(PC/PA)+RBA*(PBiPA) 等式3.5
RBt=δTB/PB=RB+RBA*(PA/PB)+RBC*(PC/PB) 等式3.6
RCt=δTC/PC=RC+RBC*(PB/PC)+RCA*(PA/PC) 式3.7
在上文的等式中，RAt代表阶段A的有效热阻，其如果乘以阶段A的总功率（PA）将导致与等式3.3中的那个相同的δTA，其中在三个阶段之中的功率不同。相似的定义应用于RBt和RCt。使用上文描述的等式，热测试可以使用在图4A-C中示出的测试配置来实施。对于测试结果的分析，假设IGBT的部分到部分变化对Vce_sat具有可忽略的影响。因此，考虑在阶段中的每个中耗散的功率由于电流Io将近似相同并且在本文称为Pphase。此外，Pphase是由电流Io确定的已知值。为了确定δTA、δTB、δTC，可使用在下文关于图5示出的 测试配置来进行温度测量。
图5是示出用于测量关于图4和7论述的温度的热偶配置的框图。如在图5中示出的，热偶500可在对应于阶段A202、阶段B204和阶段C206的IGBT模块中的每个下附连到套304。热偶500标记为1-12。在下文描述的测试中，冷却空气流跨双IGBT的全部三个均匀分布，如由箭头502指示的。使用图5的热偶，可对在图4A-C中示出的测试配置中的每个生成热数据。在实施例中，四个热偶设置在每个双IGBT下以便识别阶段下的最热点。对于每个双IGBT，由四个热偶测量的最热温度可在分析中使用。
在图4A中示出的测试配置中，电流Io施加到全部三个阶段。因此，PA=PB=PC=Pphase。在到达稳态后，可以测量在阶段中的每个下的最热点处的套304的温度，并且流过散热装置的空气的温度可以控制在预选水平。使用功率数据和测量的温度数据，热阻RAt、RBt、RCt可以使用等式3.5、3.6和3.7来计算，其简化成：
RAt_inV_TEST=δTA/Pphase=RA+RBA+RCA 等式3.8
RBt_inv_TEST=δTB/Pphase=RB+RBA+RBC 等式3.9
RCt_inV_TEST=δTC/Pphase=RC+RBC+RC.A 等式3.10
在上文的等式中，RAt_inv_TEST、RBt_inv_TEST和RCt_inv_TEST是热阻，对使用在图4A中示出测试配置收集的数据计算RAt、RBt和RCt。对RAt_inv_TEST、RBt_inv_TEST的测试结果在表1和2中示出。如在表1和2中示出的，测试可以不同的电流水平和不同的空气流率重复。
表1：RAt_inv_TEST
表2：RBt_inv_TEST
在图4B中示出的测试配置中，电流Io施加到阶段B204和阶段C206。因此，PB=PC=Pphase并且PA=0。在到达稳态后，可以测量在阶段中的每个下的最热点处的套304的温度，并且可以测量流过散热装置306（图3）的空气的温度。使用功率数据和测量的温度数据，热阻RBt、RCt可以使用等式3.6和3.7来计算，其简化成：
RBt_hb_CB=δTB/Pphase=RB+RBA+RBC 等式3.11
RCt_hb_CB=δTC/Pphase=RC+RBC+RCA 等式3.12
在上文的等式中，RBt_hb_CB和RCt_hb_CB是热阻，对使用在图4B中示出测试配置收集的数据计算RBt和RCt。对RBt_hb_CB的测试结果在表3中示出。如在表3中示出的，测试可以与图4A的测试配置中的相同的电流水平和不同的空气流率重复。
表3：RBt_hb_CB
在图4C中示出的测试配置中，电流Io施加到阶段A202和阶段C206。因此，PA=PC=Pphase并且PB=0。在到达稳态后，可以测量在阶段中的每个下的最热点处的散热装置306的温度，并且可以测量流过散热装置306的空气的温度。使用功率数据和测量的温度数据，热阻RAt、RCt可以使用等式3.5和3.7来计算，其简化成：
RAt_hb_CA=δTA/pphase=RA+RBA+RBA 等式3.13
RCt_hb_CA=δTC/Pphase=RC+RBC+RCA 等式3.14
在上文的等式中，RAt_hb_CA和RCt_hb_CA是热阻，对使用在图4C中示出测试配置收集的数据计算RAt和RCt。对RAt_hb_CA的测试结果在表4中示出。如在表4中示出的，测试可以与图4A和4B的测试配置中的相同的电流水平和不同的空气流率重复。
表4：RAt_hb_CA
基于表1-4中描述的测试数据，将意识到阶段A中的功率未明显影响阶段B测量，因为RBt_inv_TEST近似等于RBt_hb_CB。相似地，阶段B中的功率未明显影响阶段A测量，因为RAt_inv_TEST近似等于RAt_hb_CA。因此，RAB=RBA=0。从而，等式3.8至3.14可以简化成：
RAt_inv=δTA/Pphase=RA+RCA 等式3.15
RRt_inv=δTB/Pphase=RB+RBC 等式3.16
RCt_inv=δTC/Pphase=RC+RBC+RCA 等式3.17
RBt_hb_CB=δTB/Pphase=RB+RBC 等式3.18
RCt_hb_CB=δTC/Pphase=RC+RBC 等式3.19
RAt_hb_CA=δTA/Pphase=RA+RCA 等式3.20
RCt_hb_CA=δTC/Pphase=RC+RCA 等式3.21
使用等式3.15至3.21，可以得到下面的等式3.22至3.27。具体地，组合等式3.17和3.19提供：
RCt_inv-RCt_hb_BC=RCA 等式3.22
组合等式3.20和3.22提供：
RAt_hb_CA-RAC=RA 等式3.23
组合等式3.21和3.22提供：
RCt_hb_CA-RAC=RC 等式3.24
组合等式3.17和3.12提供：
RCt_inv-RCt_hb_CA=RCB 等式3.25
组合等式3.18和3.25提供：
RBt_hb_BC-RBC=RB 等式3.26
而且，为了验证检查，等式3.19和3.25可以组合来提供：
RCt_hb_BC-RCB=RC 等式3.27
等式3.22至3.25可以用于从热测试结果得到参数RA、RB、RC、RCB和RCA。对于上文的热测试中的每个，因为测量（热偶）位于双IGBT的套上而不是散热装置上，校正因子可应用于计算的热阻来说明IGBT模块302的套304与散热装置306（图3）之间的热油脂308。具体地，如上文规定的，RXt_TEST（从测试数据计算的热阻）等于阶段X下的最热点的套温T_TEST减去入口空气温度Tair除以阶段X中的功率PX，其中X可以是A、B或C。从而，如果Po是1IGBT和1二极管的功率耗散（其中Pdioe=0），则套温T_TEST可以根据下面的等式来表达：
T_TEST=Tcase=Tajr+Po*Rth_ch+PX*RXt
在上文的等式中，Rth_ch代表套到散热装置热阻并且Po等于Pphase/2。2*Po替换RX并且对T_TEST-Tair求解产生：
T_TEST-Tair=2*PO*[(Rth_Ch/2)+RXt]
从而，
[T_TEST-Tair]/Pphase=RXt_TEST=(Rth_ch/2)+RXt
如在上文参考图3指出的，Rth_ch可近似等于0.018摄氏度每瓦（Deg.C/W）。从而，基于上文的等式，可根据下面的等式确定RXt，其中X可以是A、B或C：
RXt=RXt_TEST-O.009 等式28
在等式3.28中，RXt_TEST可以使用下面的等式确定，其中MaxTcaseX代表取自套X的热偶500的最大温度：
RXt_TEST=(maxTcaseX-Tair)/(VcelX+Vce2X)*Io 等式3.29
上文描述的校正因子可以应用于从测试数据计算的热阻。那些结果的概况在下文的表5和6中提供。
表5：
| SCFM/AMPs | RCt_inv | RCt_hb_CA | RAt_hb_CA | RBt_hb_BC | RCt_hb_BC |
| 200/200 | 0.048233 | 0.045197405 | 0.056646 | 0.050254 | 0.041724 |
| 60/100 | 0.105912 | 0.090516506 | 0.120405 | 0.103475 | 0.086043 |
表6：
表5示出从具有施加的校正因子的测试数据计算的热阻。将等式3.22至3.25应用于表5的值产生在表6中示出的热阻。为了验证在表6中示出的值，热阻RCA、RCB、RC、RB和RA可用于对在图4D中示出的测试配置计算估计的温度读数。估计的温度读数然后可与对 在图4D中示出的测试配置的测量温度读数比较。估计的温度读数可使用例如根据等式3.1至3.3使用来自表6的测试值编程的
计算机模型而被计算机建模。验证的结果在下文关于图6A-F论述。
图6A-F是示出使用在图4D中示出的测试配置比较随时间的测量温度和计算机建模温度的曲线图。在图6A-F中，计算机建模的温度使用来自表6的热阻的实际（不是平均的）测试值和Vce的数据来计算。另外，上文的热阻抗的热电容（与CX并行的ZX=RX）设置成下面的值：CA=2288焦耳/摄氏度，CB=2565焦耳/摄氏度，CC=3077焦耳/摄氏度，CCA=17,388焦耳/摄氏度，CCB=30,573焦耳/摄氏度。在下文关于图7A和7B进一步描述热容量。
图6A-C将对200SCFM的空气流和200安培的电流Io确定的测量温度与计算机建模温度比较。图6A示出在阶段A下的最热点处的套温Tcase的曲线图。图6B示出在阶段B下的最热点处的套温Tcase的曲线图。图6C示出在阶段C下的最热点处的套温Tcase的曲线图。相似地，图6D-F将对60SCFM的空气流和100安培的电流Io确定的测量温度与计算机建模温度比较。图6D示出在阶段A下的最热点处的套温Tcase的曲线图。图6E示出在阶段B下的最热点处的套温Tcase的曲线图。图6F示出在阶段C下的最热点处的套温Tcase的曲线图。
在图6A-F中的每个中，测量的温度由实线602表示并且计算机建模的温度由虚线604表示。如在图6A-F中示出的，测量的温度和计算机建模温度非常接近。具体地，测量与计算机建模温度之间的差在近似0.4至4.4摄氏度（DegrC）之间变化。从而，将意识到上文描述的热阻和热模型提供适合的用于使双H桥200中的温度建模的方法。
在实施例中，回归技术可用于得到作为冷却空气流率的函数的热阻RCA、RA、RC、RBC和RB等式。可以对在图4A-C中示出的测试配置中的每个收集测试数据。对于每个测试配置，可以200、250、60、35的空气流和0SCFM以及200A、100A和50A的电流Io进行 热测试。而且，为了找到不同双H桥之间的部分到部分变化，已经以空气流200SCFM和200A、100A和50A处测试五个额外的双H桥。从这些测试聚集的数据在下文在表1至14中示出。在表8、10、12、14、16、18和20中，标签S1、S2、S3、S4、S5和S6代表对在测试中使用的不同模型聚集的数据。
表7：RBt_inv
表8：在200SCFM处的RCt_inv
表9：RCt_inv
表10：在200SCFM处的RAt_inv
表11：RAt_inv
表12：在200SCFM处的RBt_inv
表13：RCt_hb_CA_TEST
表14：在200SCFM处的RCt_hb_CA_TEST
从等式3.22至3.77，用于计算RA、RB、RC、RBC和RCA的参数是RCt_inv、RBt_hb_BC、RCt_hb_BC、RAt_hb_CA&RCt_hb_CA。不同双H桥之间的这些参数的部分到部分变化可以使用统计分析来描述。例如，在表8、10、12、14、16、18和20中示出的数据可以输入统计建模软件包，例如这些参数的统计数据在下文在 表21中示出。
表21：
| 参数 | N | 均值 | 中值 | TrMean | StDev | SE_Mean |
| RCt_inv | 6 | 0.04769 | 0.04795 | 0.04769 | 0.00075 | 0.00030 |
| RBt_hb_BC | 6 | 0.04627 | 0.04552 | 0.04627 | 0.00186 | 0.00076 |
| RCt_hb_BC | 6 | 0.04174 | 0.04190 | 0.04174 | 0.00065 | 0.00026 |
| RAt_hb_CA | 6 | 0.05671 | 0.05628 | 0.05671 | 0.00117 | 0.00048 |
| RCt_hb_CA | 6 | 0.04542 | 0.04564 | 0.04542 | 0.00116 | 0.00047 |
统计数据可以用于对参数RCt_inv、RBt_hb_BC、RCt_hb_BC、RAt_hb_CA&RCt_hb_CA中的每个确定规格上限（USL）和对所得的热阻RA、RB、RC、RBC和RCA确定规格上限。例如，使用等式3.22至3.27和对在表21中示出的热阻参数计算的均值和标准偏差，可以应用例如蒙特卡洛分析等统计分析来获得对在200SCFM处的RA、RB、RC、RBC、RCA的均值（μ）和标准偏差（σ）。对在200SCFM处的每个热阻RA、RB、RC、RBC、RCA的均值和标准偏差可以用于使用下面的等式计算在200SCFM处的热阻中的每个的USL。
Z=(USL-μ)/σ
在上文的等式中，Z代表可以在规格上限与均值之间拟合的标准偏差的数量，并且USL、μo和σo代表对于在200SCFM处的特定热阻参数RA、RB、RC、RBC、RCA的规格上限、均值和标准偏差。使用Z=3并且对USL求解提供：
USL=σ*3+μ
使用Z值三确保双H桥设计将足够鲁棒来适应大的部分到部分变化。在表21中，已经对200SCFM冷却识别每个热阻（RA、RCA、RC等）的均值（μo）和标准偏差（σo）。使用这些值和Z=3，可以识别USLRXX_200SCFM。然后，可以识别比率K1=μo/RXX200SCFM、K2=USLRXX200SCFM/RXX200SCFM和K3=σo/RXX200SCFM。使用这些比率，等式3.22至3.27和来自表7、9、11、 13和21的数据，可以识别在所有冷却测试条件处的USLRXX。热阻值RCA的示例计算在下文在表22和23中示出。在该示例中，对热阻RCA的统计分析使用来自表21的数据提供在0.05092的200SCFM处的均值（μo）和在0.00153的200SCFM处的标准偏差（σo）。这些值在下文在表22和23中示出的示例计算中使用。
表22：
表23：
对热阻RA、RB、RC、RBC和RCA中的每个提供上文描述的相同的方法提供在下文在表24中示出的USL值。
表24：
| SCFM | RCA | RA | RC | RBC | RB |
| 200 | 0.008750 | 0.055510 | 0.044130 | 0.006450 | 0.050850 |
[0155]
| 150 | 0.011584 | 0.064519 | 0.051292 | 0.013248 | 0.057547 |
| 100 | 0.016271 | 0.084447 | 0.067135 | 0.020643 | 0.071985 |
| 60 | 0.026626 | 0.112248 | 0.085785 | 0.034592 | 0.094386 |
| 35 | 0.042483 | 0.139661 | 0.111029 | 0.064947 | 0.128310 |
| 0 | 0.283475 | 0.477457 | 0.379574 | 0.738187 | 0.458063 |
对每个热阻RA、RB、RC、RBC和RCA获得的USL值然后可以用于得到热阻中的每个的回归等式。例如，回归技术可以应用于USL值来得到等式用于将每个热阻的USL计算为用于冷却散热装置的空气流率的函数。将回归技术应用于表24的示例数据提供下面的回归等式：
RCA=-0.02328+0.30685/(1+((SCFM/2.216)^0.487)) 等式3.30
RA=-0.05826+0.5357/(1+((SCFM/10.98)^0.46)) 等式3.31
RC=-0.0145+0.394/(1+((SCFM/9.158)^0.568)) 等式3.32
RBC=-0.01547+0.7537/(1+((SCFM/2.198)^0.779)) 等式3.33
RB=0.045607+0.12515*exp(-SCFM/65.l)+0.291*exp(-SCFM/10.6) 等式3.34
在实施例中，可确定阶段中的每个的热电容。为了确定每个阶段的热电容，可使用在图4B和5中描述的测试配置来获得热测试配置。具体地，电流Io可如关于图4B描述的那样施加到阶段B和阶段C双IGBT模块。可以在关闭电流Io后同时继续向散热装置供应空气流地进行温度测量。在实施例中，热冷却测试期间的空气流率可设置成150SCFM和Io=200A。热测试测量限定一组热冷却曲线。使用150SCFM和Io=200A测试的热冷却曲线，识别出散热装置151的热时间常数Tau对于阶段B的热阻抗是151秒。处于与RBt并联的热电容CB然后可以使用下面的等式来确定：
Tau=RBt*CB
在150SCFM（RBt_hb_BC_TEST-0.009）处应用0.058868摄氏度/W的平均RBt值并且对CB求解产生：
CB=151/0.058868=2565焦耳/摄氏度
注意在上文的等式中，RBt的值不是USL值，而是如在表17中 示出的测量测试数据。此外，将测试冷却曲线描述为时间的函数的等式可表达如下：
δTB=(33.8-0.8)*exp(-t/151)+0.8
在上文的等式中，t是时间，并且δTB代表对于给定时间t在阶段B下的温度变化。取自测试数据，33.8degrC是在t=0处的起始温度并且0.8degrC是冷却曲线的最终温度（偏移）。等式基于冷却曲线具有指数形式这一假设。上文的等式可以用于计算估计的冷却曲线，其代表估计的阶段B的温度TB减去随时间的入口空气温度Tinlet。所得的曲线可以与测量冷却曲线比较以便证明它的假设指数行为，如在图7A中示出的。
图7A是将估计的阶段B冷却曲线与测量的阶段B冷却曲线比较的曲线图。具体地，y轴代表阶段B的温度TB减去入口空气温度Tinlet（以摄氏度计）。x轴代表时间t，以秒计。在图7A的曲线图中，对于TB-Tinlet的测量冷却曲线由实线702表示并且对于TB-Tinlet的估计冷却曲线由虚线704表示。基于图7A的曲线图，将意识到估计的冷却曲线与测量的冷却曲线紧密地拟合。也可应用相同的时间常数tau来计算阶段C的估计冷却曲线，如在图7B中示出的。
图7B是将估计的阶段C冷却曲线与测量的阶段B冷却曲线比较的曲线图。具体地，y轴代表阶段C的温度TC减去入口空气温度Tinlet（以摄氏度计）。x轴代表时间t，以秒计。在图7B的曲线图中，对于TB-Tinlet的测量冷却曲线由实线702表示并且对于TB-Tinlet的估计冷却曲线由虚线704表示。基于图7B的曲线图，将意识到估计的冷却曲线与测量的冷却曲线紧密地拟合。也应用对于阶段B得到的相同时间常数Tau来预测阶段C的冷却。热时间常数Tau对于全部的阶段相同，这是合理的，因为全部三个阶段耦合于相同的散热装置，其对每个阶段提供相同的热质。
基于上文的描述，将意识到在给定空气流率处的热时间常数Tau对于每个阶段将是相同的。另外，Tau可根据下面的等式来确定，其
中Rth代表热阻并且Cth代表热电容：
Tau=Rth*Cth
对热电容Cth求解产生：
Cth=Tau/Rth
如果用不同的空气流率操作双H桥，每个阶段的热电容Cth将仍然是常数，但Tau和Rth将改变。从而，对于任何空气流率，CB将等于2565J/degrC，但RBt将从RBt(150SCFM)改变并且因此Tau将从151秒改变。对于在150SCFM的空气流率处的不同阶段，示出Tau仍然是151秒。因为RAt与RBt（其与RCt不同）不同，则CB将与CC（其将与CA不同）不同。对阶段C和阶段A热电容CC和CA求解产生：
CC=Tau/RCt_hb_BC_TEST-0.009=151/0.049078=3077J/degrC
CA=Tau/RAt_hb_CA_TEST_0.009=151/0.065987=2288J/degrC
使用上文开发的热阻抗模型，可以在各种加载条件和空气流率下确定能适用于双H桥的阶段中的每个的热阻和热电容值。这些值然后可用于预测正常操作期间双H桥的热行为。能够预测操作期间双H桥的热行为，这可以实现对双H桥和关联的控制电路的许多有用改进。例如，可开发改进的通风和过热保护技术，如在下文参考图21-24进一步描述的。识别用于估计各种相关热阻抗的等式，我们将开发进程来估计每个阶段中的功率耗散并且将这两个组合而估计每个阶段中IGBT的结温。
结温估计模型
图8是根据实施例使用双H桥的系统的框图。如在图8中示出的，双H桥的阶段A202的输出通过变压器804和一对硅控整流器（SCR）806耦合于场绕组802。双H桥的阶段C206的输出通过变压器810和电池充电电路（例如二极管812、电容器814和感应器816）耦合于电池808。阶段B输出是电池808和场绕组802两者所共有的并且耦合于变压器804和810两者。阶段A IGBT的输出电压在本文称为 Va，阶段B IGBT的输出电压在本文称为Vb，并且阶段C IGBT的输出电压在本文称为Vc。在图8中示出的双H桥配置对电池808和场绕组802提供DC输入电压Vlink的隔离和降低两者，但仅电压降低用于场绕组802。在操作期间，可切换IGBT来产生在图9中示出的波形。
图9是阶段A、阶段B和阶段C IGBT的输出电压的曲线图。在图9的曲线图中，线902代表阶段B的输出电压Vb+。阶段A或B的电压由输出线904表示并且称为Vj+，其中j可以等于A或B。Vb+与Vj+之间的差是变压器（变压器804或810，其取决于哪个阶段有效）的一次绕组中的电压并且在本文称为Vprim并且由线906表示。在实施例中，两个输出波形908的期间T可以是近似1/600秒。由线910指代的时间ton代表对应的IGBT被接通并且将输出电流传导到变压器804或810的时间的量。
图10是叠加在图9的输出电压上的预期输出电流的曲线图。在图10的曲线图中，虚线1002代表阶段B的电流输出Ib+。阶段A或B的电流输出由虚线1004表示并且称为Ij+，其中j可以等于A或B。Ib+和Ij+的总和是变压器（804或810，其取决于哪个阶段有效）的一次绕组中的电流并且在本文称为Iprim并且由线1006表示。另外，阴影区域代表模块的续流二极管208中的电流。在实施例中，可确定IGBT104和二极管208中的电流波形的特性以便提供用于预测每个阶段的IGBT104对中的不均匀功率损耗。基于得到的功率损耗模型，对于每个阶段的IGBT104的结温可被建模。
图11是来自单个H桥的输出电流的曲线图。图11的曲线图将关于图1和8描述，其中输出112（图1）可耦合于变压器804或810（图8）的一次绕组。给定例如在图1中示出的H桥100等H桥配置，输出112处的平均负载电流将等于变压器804或810的二次绕组中的平均电流并且可通过测量来确定。使用已知的平均负载电流，变压器的一次绕组中的平均电流可以通过下面的等式获得：
Ipr_average=(IIoad_av/n)+Imagn 等式4.1
在上文的等式中，Ipr_average代表变压器804或810的一次绕组中的平均电流，n等于变压器的匝数比，并且Imagn代表变压器804或810的磁化电流。在实施例中，n对于对应于电池808的变压器810是近似2.875并且n对于对应于场绕组802的变压器804是近似6.33。此外，磁化电流Imagn对于变压器804和810两者是近似30安培。变压器804或810的一次绕组中的平均电流在图11中由线1102示出。
此外，对于单个时期T，变压器的一次绕组中的平均电流Ipr_average将在H桥的两个阶段之间划分，从而产生I_phase1_average（由线1104表示）和I phase_2average（由线1106表示）。从而，在整个时期T上单个阶段的平均电流将等于Ipr_average的一半，其称为Ik并且由线1108表示。此外，对于单个阶段的电流波形的实际形状由线1108和1110示出，其中线1108代表IGBT104中的电流并且线1110代表二极管208中的电流。对于双H桥200的阶段A和阶段C的电流波形在下文参考图12-15进一步描述。
图12A是对于阶段A或阶段C IGBT104的电流波形的曲线图。如在图12A中示出的，电流波形可包括第一部分1202，其特征在于电流以速率a上升并且第二部分的特征在于电流以速率b上升。速率a和b可通过使用下面的等式获得：
a=di/dt=Vdc/[Lleak] 等式4.2
b=di/dt=Vdc/[Lleak+Lmagn][Lload*n2] 等式4.3
在上文的等式中，Lleak代表变压器804或810（近似23μH）（近似29μH）的一次绕组的漏感，Lmagn是变压器804（近似26mH）或810（近似4.9mH）的磁化电感，Lload是变压器804（近似0.22H）或810（近似1mH）所遇见的负载的电感，并且n是变压器804或810的匝数比（参加图8）。对对应于电池808的阶段C IGBT的速率a和b的示例在表25中示出。对对应于场绕组802的阶段A IGBT的速率a和b的示例在表26中示出。
表25：电池
表26：场
基于对于在表25和26中示出的速率a和b的结果，可以意识到对于链路电压Vdc102（图8）的所有值，a比b大得多。因此，在图12A中示出的电流波形可以简化成在图12B中示出的电流波形。如在图12B中示出的，第一部分1202的斜率假设为无穷的。
图13A-C是示出阶段B的IGBT104和二极管208的电流波形的曲线图。参考图10，Iprim（由线1006表示的）示出阶段A或阶段C（这取决于哪个阶段被激活）的一次绕组中的电流。因为阶段B是共有的，将意识到Iprim的+ve部分流过B+IGBT并且Iprim的-ve部分流过B-IGBT。阶段B中的电流的形状可以在图13A-C中描述。
如在图13A中示出的，在IGBT接通的时候（t=0），IGBT中的电流上升到Ix1302。在IGBT104的导通时间ton期间，IGBT104中的电流以速率b上升到Iy1304。在IGBT104在时间ton910处接通时，IGBT104中的电流下降至零并且二极管208中的电流上升到Iy1304。二极管中的电流然后以速率-b下降至零，并且在经过时间t3（其由线路1306指代）后到达零。通过阶段B的IGBT的平均电流可以使用下面的等式确定：
IBave=Io*ton+Iod*[其他阶段的二极管实施的时间] 等式4.4
在上文的等式中，IBave是通过阶段B的平均电流，Io是Ix&Iy的平均，其是在ton期间阶段A或C中的IGBT中的平均电流。Iod 是在二极管导通时间期间通过阶段A或C中的二极管的平均电流。在两个情况下，该电流也经过阶段B的IGBT。
因为-b的下降速率di/dt是固定的，对于二极管电流的形状存在三个可能的情形。如本文使用的，t3等于半个期间T/2减去IGBT导通时间ton。此外，tf（由线1308指代的）限定为Iy（二极管的初始电流）减小至零将花费的时间，并且等于Iy/b。时间t4（未示出）限定为二极管携带电流的t3期间的时间。此外，tz（未示出）限定为在双IGBT中的另一IGBT104接通时二极管中的电流的幅度。第一个情形在图13A中示出，其示出其中二极管电流在半个期间T/2处到达零的情况。也就是说，t4等于t3等于tf。在T/2处，双IGBT中的另一IGBT接通。在图13A中示出的情形中，在双IGBT中的另一IGBT104接通时二极管中没有剩余电流。也就是说，tz等于0。此外，将注意Ipr_diode在tf=t3处变成最大。
图13B示出二极管电流的第二情形，其中tf小于t3。在图13B中示出的情形中，t4等于tf并且Iz等于零。从而，对于阶段A和C两者，IGBT电流对Ipr_av的贡献可根据下面的等式来确定：
Ipr_av_igbt=Io*ton*f 等式4.5
对于阶段A和C两者，二极管电流对Ipr_av的贡献可根据下面的等式来确定：
Ipr_av_diode=Iod*tf*f 等式4.6
通过二极管的平均电流可以使用下面的等式来确定：
Iod=(Iy+Iz)/2=Iy/2 等式4.7
图13C示出二极管电流的第三情形，其中tf大于t3。在图13C中示出的情形中，t4等于t3并且Iz是非零值，其代表在T/2的末端处剩余的电流，该电流是将被切断的电流。对于阶段A和C两者，IGBT电流对Ipr_av的贡献可根据上文的等式4.5来确定。在图13C中示出的情形中，通过二极管的平均电流可以使用下面的等式来确定：
Iod=(Iy+Iz)/2→Iz=2*Iod-Iy，其中Iz＞0 等式4.8
在图13C中示出的情形中，对于阶段A和C两者，二极管电流对Ipr_av的贡献可根据下面的等式来确定：
Ipr_av_diode=Iod*t3*f=[Iy-b*t3/2]*t3*f 等式4.9
基于上文描述的三个情形，可以意识到如果tf小于或等于t3则t4等于tf。此外，如果阶段B IGBT在零电流处切断，将没有切断损耗并且阶段A或阶段C二极管没有Err损耗。
从上文的等式4.1可以意识到如果期望的电流Iload_av是已知的，可以计算值Ipr_average。Ipr_average的一半将来自一个阶段（50%打开）。因此，
IPr_av/2=Ik=Ipr_av_igbt+Ipr_av_diode 等式4.10
此外，电流Iy还可以表达为Io的函数，如在下文的等式中示出的：
Iy=Io+b*(ton/2) 等式4.11
关于Ipr_av_diode，如果tf小于或等于t3，等式4.6和4.7产生：
Ipr_av_diode=(Iy/2)*tf*f 等式4.12
如果tf大于t3，等式4.9产生：
Ipr_av_diode=(Iy_b*t3/2)*t3*f 等式4.13
因为Iy是Io的函数并且通过定义Iy-b*tf=0可以获得下面的等式：
tf=Iy/b=[Io+(ton/2)]/b
上文的等式具有两个未知数，Io和ton，因此采用上文示出的形式无法对它求解。然而，如果tf≥t3，则指示ton足够大，与Ix的水平和速率b组合，在半个时期到期之前对于要消失的通过二极管电流不存在足够的t3时间（T/2-ton）。低压、高电流操作并且t4=t3，显然是这种情况。另一方面，如果tf<t3，则指示ton不足够大，与Ix的水平和速率b（并且因此与Iy）组合，在半个时期到期之前对于要消失的通过二极管电流存在足够的t3时间（T/2-ton）。高压操作并且t4=tf显然是这种情况。
还将意识到对于t4=t3（tf≥t3），Ipr_av_diode的计算是非常准确的。为了解决在识别Ipr_av_diode（以及来自这里的Io）中两个未知 数的问题，对于t4=tf（tf<t3的情况），值Iod可略微被过高估计，这将导致略微高估Ipr_av_diode。在计算Iod=Iy-b*t4/2中通过使用t4=min(t3,tf)，可以确保Iod的持续时间是正确的。因此，仅在估计Io（以及因此Iod的水平）中是高估。通过使t4接近t3，Ipr_av_diode的计算在tf≥t3时将是非常准确的，并且在tf<t3时被略微高估。因此，在估计Io时使用t4+t3。这产生下面的等式：
tf=t3=t4=T/2-ton=1/(2*f)-ton 等式4.14
ton=(Vprim/Vdc)*0.5/fr 等式4.15
Vprim=Vload*n 等式4.16
在示范性实施例中，Vload_batt=80V，T/2=1/1200秒（fr=600Hz）并且可根据下面的等式计算Vload field：
Vload_field=O.161 Ohms*Ifield 等式4.16a
从而，已知负载中的Ifield和Ibatt水平，等式4.16a可以用于找到Vload_field或可使用Vload_batt=80V。通过等式4.15使用这些值，可以对电池和场激励情况两者确定ton。假定Iy=Io+b*ton/2并还假定Iy=Iod+b*t4/2产生：
Iod=Io+(b/2)*(ton-t4) 等式4.17
使用等式4.14：
Iod=lo+(b/2)*[ton-1/(2*f)+ton]→
等式4.18
lod=lo-(b/2))*[(1/(2*f)-2*ton]
从等式4.5、4.9和4.10：
0.5*Ipr_av=Ik=Io*ton*f+Iod*t4*f
从等式4.18和4.14代入tf产生：
0.5*Ipr_av=Ik=
Io*ton*f+[Io-(b/2))*[(1/(2*f)-2*ton]+[1/(2*f)-ton]*f
A 等式4.19
往回参考等式4.3，已知：
b=VdC/[Lleak+Lmagn][Lload*n2]
从等式4.1：
Ipr_average=(Iload_av/n)+Imagn
从而，等式4.19仅具有一个未知数Io。操纵表达式并且对Io求解产生：
Ik=f*{[Io/(2*f)]-(b/2))*I(1/(2*f)-2*ton]*[(1/(2*f)-ton]}→
Ik=Io/(2)-(b*f)*[(1/(2*f)-2*ton]*[(1/(2*f)-ton]→ 等式4.20
Io=2*Ik+b*f*[(1/(2*f)-2*ton]*[(1/(2*f)-ton]
电池充电示例
等式4.2可以用于使用电池充电电路的稳态规格来确定Ix和Iy（图13A-C）的值，该电池充电电路包括电池808（图8）。对于电池充电电路的示例值在下文在表27中示出。
表27：
在表27中，Ibatt是平均电池电流并且Vdc是链路电压102。另 外，在表27中示出的计算对于变压器810使用80伏的电池电压Vload_batt、600Hz的频率和2.875的变压器匝数比n。使用这些值，如在表27中示出的那样计算a和b的值。使用在表27中示出的a和b的值，可以确定在表28中示出的值。
表28：
基于来自表28的值，将注意随着Vlink变得更高，ton变得更小，并且t3变得更长。而且，对于更高的Vlink值，t3>tf并且t4=t3。从而，对于这些更高的Vlink水平，Iz变成零，因为二极管电流在半个时期到期之前消失。因为对于更高的Vlink水平t4=tf，t4+ton<半个期 间=0.0008333秒。另外，峰Iy值（其中IGBT切断）最大（284A1500V）。为了验证来自上文的表的Io、ton、Iod和t4的精确度，这些值可用于估计平均负载电流（Isec_av），如在下文在表29中示出的。
表29：
如上文论述的，每当t3>tf=t4（上文的Vlink=1300V和1500V的情况）时，负载可以被略微高估。这导致Ibatt=Isec_av的略微高估，在上文在表29中示出。在所有其他情况（Vlink250V接近1300V的情况）下，估计是非常准确的。
场激励示例
等式4.2可以用于对场激励电路使用稳态值而确定Ix和Iy（图13A-C）的值，该场激励电路包括场绕组802（图8）。电池充电电路的示范性值在下文在表30中示出。
表30：
| 325 | 52.325 | 700 | 331.39 | 40.66 | 24112987 | 27306.93 |
| 200 | 32.2 | 400 | 203.93 | 30.79 | 13778849 | 15603.96 |
| 175 | 28.175 | 300 | 178.44 | 28.82 | 10334137 | 11702.97 |
| 125 | 20.125 | 250 | 127.46 | 24.87 | 8611781 | 9752.48 |
在表30中，I_av_field是场绕组中的平均电流并且Vdc是链路电压102。另外，在表30中示出的计算对于变压器804（图8）使用80伏的电池电压Vload_batt、600Hz的频率和6.33的变压器匝数比n。使用这些值，计算a和b的值，如在表30中示出的。使用在表30中示出的a和b的值，可以确定在表31中示出的值。
表31：
基于来自表30和31的值，将注意，因为Lb是大的（25.63mH），速率b对于Vlink的所有操作范围是小的。这也可以从Ix、Io、Iy（靠近）的相对值看到。因为b是小的，对于Vlink的所有操作范围，tf>t3。从而，t4总是大于t3除非期望的场电流太低，并且因此ton变得非常短。为了证实来自上文的表的Io、ton、Iod和t4的精确度，这些值可用于估计平均负载电流（Isec_av），如在下文在表32中示出的。
表32：
| 125 | 1500 | 68.255 | 7E-05 | 2.900 | 7.6E-04 | 21.9699 | 49.736842 | 125.00 |
| 400 | 1300 | 98.560 | 3E-04 | 15.461 | 5.7E-04 | 31.118 | 93.157895 | 400.00 |
| 400 | 875 | 93.672 | 4E-04 | 21.832 | 4.4E-04 | 24.747 | 93.157895 | 400.00 |
| 325 | 700 | 81.634 | 4E-04 | 19.324 | 4.4E-04 | 21.334 | 81.315789 | 325.00 |
| 200 | 400 | 61.516 | 4E-04 | 15.682 | 4.1E-04 | 15.108 | 61.578947 | 200.00 |
| 175 | 300 | 570257 | 5E-04 | 17.028 | 3.4E-04 | 11.787 | 57.631579 | 175.00 |
| 125 | 250 | 49.698 | 4E-04 | 12.669 | 4.1E-04 | 12.200 | 49.736842 | 125.00 |
如在表32中示出的，因为tf总是大于t3，在估计Iod中没有误差，并且因此在估计I_av_field中没有误差。使用Vbatt、Vdc（=Vlink）、Ibatt（=I_av_batt）和If（=I_av_field）的值并且使用在表29至32中示出的等式，可构造计算机模型来估计ton_batt、Ipr_av_bat、ton_f和Ipr_av_f的值。对ton_batt、Ipr_av_bat、ton_f和Ipr_av_f估计的值代表H桥控制器已知的信息，从而，计算机模型可用于非实时估计。具体地，使用上文得到（并且在表28至32中重复）的等式，Vdc和对ton_batt、Ipr_av_bat、ton_f和Ipr_av_f估计的值可用于估计阶段电流参数Ix_B、Iss_B、Iz_B、Ix_batt、Iy_batt、Iz_batt、t4_batt、Id_batt（Ido）、Iss_batt、Ix_f、Iy_f、Iz_f、t4_f、Id_f（Ido）和Iss_f。阶段电流参数然后可用于确定IGBT104的功率损耗估计。
图14是用于估计阶段A和阶段C IGBT和二极管中的功率损耗的电流和电压波形的曲线图。在接通处，IGBT损耗将使用Econ(Ix)从Ix计算。在切断处，IGBT损耗将使用Ecoff(Iy)从Iy计算。在导通期间，IGBT损耗将使用作为Iss的函数的参数计算，其中使用Vce(Iss)，Iss=Io（从等式4.20）。使用阶段A作为示例，在导通时期期间，IGBT功率损耗、IGBT Pss可以使用下面的等式来找到：
IGBT Pss PoA=IssA*Vce(IssA)
在上文的等式中，PoA是在ton期间的功率损耗，并且PoA在剩余的时期期间是零。从而，对于整个时期，平均功率：
PssA=IssA*Vce(IssA)*tonA*fr(瓦)
IGBT PswA：能量/脉冲=[Econ(Ix_A)+Ecoff(Iy_a)]并且fr=脉冲每秒→
PswA=[Eon(Ix_A)+Eoff(Iy_A)]*fr[焦耳/秒=瓦]
阶段A和阶段C二极管在反向恢复处的功率损耗可使用Err(Iz)从Iz计算。在导通期间，可使用作为Ido的函数的参数计算二极管损耗，其中使用Err(Ido)，Ido={(Iz+Iy)/2}。使用阶段A作为示例：
二极管Pd=VfA(IdA)*[dA*(t4_A)*fr
二极管PrrA=ErrA(IzA)*fr
图15是用于估计阶段B（共有）IGBT和二极管中的功率损耗的电流和电压波形的曲线图。在接通处，IGBT损耗将使用以下来计算：
Ix_B=IX_f+IX_batt
在切断处，IGBT损耗将从以下计算：
IZ_B=IZ_f+IZ_balt
在导通（稳态）期间，损耗将从在图15中示出的块5、6、7和8的平均值计算。考虑通过两个变压器804和810的平均电流经过阶段B持续T/2：
ISS_B=IPr_av_batt+IPr_av_f
使用上文的等式，对阶段B IGBT的切断损耗IGBT Poff可使用下面的等式来计算：
ICBT Poff=fr*EoffB(Iz_B)
对于阶段B IGBT的接通损耗IGBT Pon可使用下面的等式来计算：
ICBT Pon=fr*EonB(IX_B)
对于阶段B IGBT的稳态损耗（导通态）IGBT Pss可使用下面的等式来计算：
IGBT Pss=IssB*Vce(IssB)*0.5其中(0.5=(T/2)/T)
此外，在阶段B中，每个IGBT104导通持续整半个周期。从而，没有电流通过阶段B的二极管，并且因此，阶段B中没有与二极管关联的损耗。
双H桥优化
基于关于图15和16描述的等式以及在等式3.30至3.34中描述的散热装置参数，可构造双H桥的全热行为的计算机模型。该计算机模型可用于分析双H桥的热特性来确定双H桥的功率处理能力是否满足由牵引车辆或其他谈论中的电系统的规格指定的性能。双H桥期望的示范性参数特性在下文在表33和34中示出。表33示出用于最大稳态操作条件的通用电气公司机车的示范性规格。表34示出用于最大瞬态条件的EVOLUTION机车的示范性规格。
表33：EVOLUTION机车的热额定值（稳态）：
表34：EVOLUTION机车的最大负载（电流极限）瞬态条件
双H桥的全热行为的计算机模型可以用于基于任何规格确定IGBT104的结温Tj。作为示例，EVOLUTION机车的规格在表33和34中示出。在该特定示例中，可以考虑可允许IGBT104的结温Tj在49DegrC（Tair=49DegrC+来自组成的预热5DegrC+来自风机/风室的预热7℃=61℃）环境处操作时多达130DegrC（使用的BT是Tj=150DegrC）。这将允许130DegrC-61DegrC=69DegrC的最大热循环，这将不限制长寿命的装置。此外，对于目前的建模，H桥可以配置成提供用于将本实施例的改进双H桥与次优双H桥配置比较的基础。具体地，双H桥可配置成使得阶段A用于对电池808供电并且阶段C用 于对场绕组802供电。使用表33的热额定值指南作为输入，计算机模型对次优双H桥设计提供结温（在表35中示出）。
表35：使用热额定值（稳态）指南作为输入
可以从表35意识到对于Vlink=Vdc=1500，双H桥的结温TjA超出期望的最大温度130DegrC。使用表34的电流极限（瞬态最大条件）作为输入，计算机模型提供在表36中示出的结温。
表36：使用最大负载（电流极限）瞬态条件作为输入
基于上文的数据可以看到，如果环境空气温度是高的，对于等于1300V或以上的Vlink，结温TjA和TjB可超出130DegrC的期望结温极限。响应于超出130DegrC的期望结温指南，双H桥控制器可配置成降低供应给负载的电流，如在下文关于图23&24进一步描述的。基于来自表35和36的数据，降低可在下面的条件发生：在 Vlink=1500V并且If=450A处，双H桥可以传递多至240A电池电流而没有降低。在Vlink=1500V并且If=125A处，双H桥可以传递多至260A电池电流而没有降低。在Vlink=1300V并且If=380A处，双H桥可以传递多至1250A场电流而没有降低。此外，Vlink=1000V是双H桥可以在高环境空气温度处操作时满足期望性能特性所在的最大电压。在表35和36中示出的结果可参考图16更好地理解。
图16是具有冷却单元的双H桥的框图。如在图16中示出的，双H桥包括耦合于散热装置306的双IGBT模块302，每个双IGBT模块1600对应于阶段A202、阶段B204或阶段C206中的一个。冷却单元包括一个或多个扇1602，其通过风室1606而向双IGBT1600提供冷却空气1604的流。对于在表35和36中示出的结温，阶段A建模为向电池充电电路提供电力并且阶段B建模为向场激励器提供电力。
如在图16中示出的，冷却单元还包括脉管1608，其配置成将空气流朝双IGBT模块1600引导。由于该配置，阶段C206接收最多空气并且阶段A202接收最少空气。这导致阶段A的总有效Rth是三个阶段中最大的并且阶段C的总有效Rth是三个阶段中最小的。此外，基于表35和36的数据可以看到电池的功率损耗（PA）在其中双H桥设计超出130DegrC的结温指南的情况下是最大的那个。从而，在散热装置上由具有最大Rth的阶段施加最大功率。根据实施例，如果具有最小Rth的阶段（阶段C）用于控制双H桥的电池充电器部分并且具有最大Rth的阶段（阶段A）用于控制场激励，双H桥的热能力可提高。也就是说，双H桥的热能力可通过更换控制Ibatt和Ifield的阶段而提高。因此可以更改用于确定结温的热模型。使用表33的热额定值（稳态）规格作为对改进双H桥设计的热模型的输入，可以计算在表37中示出的结温。
表37：在更换后
如在表37中示出的，通过在阶段C操作电池充电器并且在阶段A操作场激励器，对于阶段中的全部的结温低于130DegrC结温指南。此外，从表37可以看到在新的双H桥设计中，TjA总是小于TjB和TjC。从而，在双H桥中使用的通风和热保护可仅基于阶段B和阶段C。
估计双H桥中的结温
图17是配置成提供实时散热装置温度读数的双H桥的框图。如在图17中示出的，双H桥200可以包括温度传感器1700，例如设置在散热装置306中热敏电阻。在实施例中，单个温度传感器1700可在阶段B和阶段C双IGBT302之间设置在散热装置中。来自温度传感器1700的温度读数可发送到双H桥200的系统控制器1702。基于温度传感器读数，系统控制器1702可计算阶段A和阶段B双IGBT的结温。这样，系统控制器1702可以确定结温是否在对于可靠操作的规定温度指南内。如果结温超出规定温度指南，系统控制器1702可采取步骤来保护IGBT，例如通过降低到双IGBT的命令信号来提供减少的输出电流。用于基于单个热敏电阻的温度读数确定对于每个阶段的结温的技术可参考图17而更好地理解。
图18是在操作期间双H桥中的热流的流程图。如在图18中示出的，温度传感器（由点1802表示）由3个不同的源PA、PB和PCA加热，其中PA、PB和PCA分别是阶段A、B和C的总功率。热敏电阻1802处的温度（TS）与冷却空气的温度（Tair）之间的温差可使用下面的等式来确定：
TSair=dTS=dTS_B+dTS_C+dTS_A= 等式5.1
PB*RSairB+PC*RSairC+PA*RSairA
在上文的等式中，TSair代表热敏电阻（传感器）位置1802处的温度（TS）与冷却空气的温度（Tair）之间的温差，并且PB*RSairB、PC*RSairC和PA*RSairA是阶段B、C和A对传感器温度（TS）减去Tair的贡献。从等式5.1可以对不同的测试配置检查Tair的值。在图4A中示出的测试配置（其中PB=PC=PA=Pph）中：
TSair_inv=Pph*(RSairB+RSairC+RSairA)→
TSair_inv/Pph=RSairB+RSairC+RSairA
在上文的等式中，TSair_inv代表在具有图4A的配置的测试中传感器位置1802处的温度减去Tair。基于上文的等式，温度传感器位置与环境空气（RSair_inv）之间的总热阻可从下面的等式确定：
RSair_inv=RSairB+RSairC+RSairA 等式5.2
在图4C中示出的测试配置（其中PC=PA=Pph，并且PB=0（仅阶段A和C被供电））中，
TSair_AC=Pph*(RSairC+RSairA)→
Tsair_AC/Pph=RSairC+RSairA
在上文的等式中，TSair_AC代表在具有图4C的配置（阶段A和C被供电）的测试中传感器位置1802处的温度减去Tair。基于上文的等式，温度传感器位置与环境空气（RSair_AC）之间的总热阻可从下面的等式确定：
Rsair_AC=RSairC+RSairA 等式5.3
在图4B中示出的测试配置（其中PC=PB=Pph，并且PA=0（仅阶段B 和C被供电））中，
TSair_BC=Pph*(RSairC+RSairB)→TSair_BC/Pph=RSairC+RSairB
在上文的等式中，TSair_BC代表在具有图4B的配置（阶段B和C被供电）的测试中传感器位置1802处的温度减去Tair。基于上文的等式，温度传感器位置与环境空气（RSair_BC）之间的总热阻可从下面的等式确定：
RSair_BC=RSairC+RSairB 等式5.4
将等式5.2至5.4组合，可以确定等式5.1的参数并且其在下文示出。
RSairB=RSair_inv-RSair_AC 等式5.5
RSairA=RSair_inv-RSair_BC 等式5.6
RSairC=RSair BC-RSairB 等式5.7
RSairC=RSair_AC-RSairA 等式5.8
对于在图4A-4C中示出的测试配置中的每个，可以使用温度传感器1700的顶部上的热偶来进行热测量。使用来自温度传感器1700的测量热数据，可以对每个测试配置使用下面的等式来确定传感器到环境空气之间的热阻：
对于该配置RSair_config=(TS-Tair)/PphaSe
在上文的等式中，RSair_config是对于特定测试配置的温度传感器与环境空气之间的热阻。对每个测试配置的示范性RSair_config在下文在表39-41中示出。
表39：RSair_inv
| 35 | 0.130332261 | 0.134432142 | 0.1323822 | |
| 0 | not equalized | 0.733645188 | 0.7436452 |
表40：RSair_BC（仅B和C被供电）
表41：RSair_CA（A和C被供电）
因为RSair代表温度传感器1700与冷却空气之间的热阻、IGBT和散热装置情况之间的热阻，油脂308的Rth_ch不是计算上文的值中的因子。从而，从这些值中扣除0.009℃/W的校正因子。使用来自表39-41的RSair值并且应用等式5.5至5.8，或获得RSairB、RSairC和RSairC1以及RSairA的值，如在下文在表42中示出的。
表42：
为了验证上文的方法和结果，对于每个阶段的平均值可取自测试数据，以便估计TS-Tair(Est TS-Tair)。TS-Tair估计可与TS-Tair(Test_TS-Tair)的测试测量值（其基于温度传感器1700）比较，如在下文在表43中示出的。
表43：
除在图3A-C中示出的三个测试配置外，还对在图4D中示出的测试配置采集测试数据，其中通过阶段B的电流在它经过其他两个阶段时分成50%-50%。来自表42的RSair值、RSairB、RSairA和RSairC1在下文在表44中示出。
表44：
| 200 | 0.0102594 | 0.0035121 | 0.0188435 |
| 60 | 0.030324 | 0.014999 | 0.041761 |
使用上文对于RSairB、RSairA和RSairC1的值，可计算对TS-Tair(Est TS-Tair)的估计值并且可基于从传感器1700对图4D的测试配置聚集的温度数据而与对TS-Tair(Test_TS-Tair)的测量值比较。示范性结果在下文在表45中示出。
表45：
基于在表43和45中示出的数据，将意识到本文描述的方法提供δ传感器温度(TS-Tair)的准确预测。因此，得到的对于RSairB、RSairA和RSairC的值可在基于温度传感器读数确定IGBT的结温中使用，如在下文进一步描述的。在实施例中，可对热阻值RSairB、RSairA和RSairC得到规格上限（USL）。从等式5.5、5.6和5.7，可意识到对于RSairB、RSairC和RSairA的USL将取决于RSair_inv、RSair_AC和RSair_BC的USL。为了确定对于RSair_inv、RSair_AC和RSair_BC的值，如上文论述的那样使用六个额外的双H桥装置来计算RSair_inv、RSair_AC和RSair_BC的值。从这些测试聚集的数据在下文在表47、49和51中示出。
表47：RSair_inv
| SCFM | 200 | 100 | 50 | Rsair_inv | |
| 200 | S1 | 0.033011569 | 0.032218474 | 0.026652874 | 0.03261502 |
| 150 | S2 | 0.036732436 | 0.036769253 | 0.034668714 | 0.03605680 |
| 100 | S3 | 0.034199689 | 0.032248306 | 0.029707583 | 0.03205186 |
| 60 | S4 | 0.036543014 | 0.036066996 | 0.03397417 | 0.03552806 |
| 35 | S5 | 0.035988094 | 0.036365532 | 0.03455658 | 0.03563674 |
| 0 | S6 | 0.037171053 | 0.036365532 | 0.036180573 | 0.03657239 |
表49：RSair_BC
表51：RSair_AC
| RSair_CA | |||||
| SCFM | 200 | 100 | 50 | Rsair_CA | |
| 200 | S 1 | 0.024150006 | 0.023149978 | 0.019766947 | 0.022356 |
| 150 | S2 | 0.022408928 | 0.021706019 | 0.O17528 | 0.020548 |
| 100 | S3 | 0.022526434 | 0.021490945 | 0.019240927 | 0.021086 |
| 60 | S4 | 0.022393 | 0.021638007 | 0.O17024725 | 0.020352 |
| 35 | S5 | 0.022958567 | 0.022227875 | 0.021483666 | 0.022223 |
在表47、49和51中，标签S1、S2、S3、S4、S5和S6代表对在测试中使用的不同双H桥聚集的数据。可以使用统计分析来描述不同双H桥之间的这些参数的部分到部分变化。例如，在表47、49和51中示出的数据可以输入例如
等统计建模软件包内，来获得在200 SCFM的空气流率处RSair_inV、RSair_AC和RSair_BC的均值(μ)和标准偏差(σ)。对于这些参数的统计数据在下文在表52中示出。
表52：
使用在上文关于表22和23概述的统计过程，对在200 SCFM处的每个Rsair_config的均值和标准偏差可以用于使用下面的等式来计算对应的USL：
Z=(USL·μ)/σ
使用Z=3并且对USL求解提供：
USL＝σ*3+μ
Rsair_inv的USL的示例计算在下文在表53和54中示出。
表53：
表54：
| RSair_inv*K1 | RSair_inv*K2 | RSair_inv*K3 | (USL-μ)/σ | ||
| SCFM | RSair_inv | μ | USL RSair_inv | σ | Z |
| 200 | 0.032615 | 0.0.3474 | 0.040470 | 0.0019100 | 3 |
| 150 | 0.041526 | 0.04423 | 0.051527 | 0.0024318 | 3 |
| 100 | 0.056167 | 0.05983 | 0.069694 | 0.0032893 | 3 |
| 60 | 0.087084 | 0.09276 | 0.108057 | 0.0050998 | 3 |
| 35 | 0.132382 | 0.14101 | 0.164265 | 0.0077526 | 3 |
| 0 | 0.743645 | 0.79210 | 0.922744 | 0.0435493 | 3 |
对RSair_AC和RSair_BC使用相同的程序，获得在下文在表55中示出的结果。
表55：
| SCFM | USL RSair_inv | USl RSair_AC | USL RSair_BC |
| 200 | 0.040470 | 0.0237900 | 0.0292860 |
| 150 | 0.051527 | 0.0302239 | 0.0370320 |
| 100 | 0.069694 | 0.0394719 | 0.0489714 |
| 60 | 0.108057 | 0.0604018 | 0.0725380 |
| 35 | 0.164265 | 0.0934398 | 0.1083922 |
| 0D | 0.922744 | 0.4947244 | 0.5900462 |
可以基于对于在表55中示出的RSair_inv、RSair_AC和RSair_BC 的USL并且使用等式5.5-5.7来计算对于RSairB、RSairC和RSairA的USL。从等式5.5可以确定对于RSairB的USL，如在下文在表56中示出的。
表56：RSairB=RSair_inv-Rsair_AC
从等式5.7可以确定对于对于RSairC的USL，如在下文在表57中示出的。
表57：RSairC-RSairB
| SCFM | USL RSair_BC | USL RSairB | USL RSairC |
| 200 | 0.0292860 | 0.016680 | 0.012606 |
| 150 | 0.0370320 | 0.021303 | 0.015729 |
| 100 | 0.0489714 | 0.030223 | 0.018749 |
| 60 | 0.0725380 | 0.047656 | 0.024883 |
| 35 | 0.1083922 | 0.070825 | 0.037567 |
| 0 | 0.5900462 | 0.428020 | 0.162026 |
从等式5.6可以确定对于RSairA的USL，如在下文在表58中示出的。
表58：R5air_inv-RSairBC
| SCFM | USL RSair_inv | USL RSair_BC | USL RSairA |
| 200 | 0.040470 | 0.0292860 | 0.011184 |
[0398]
| 150 | 0.051527 | 0.0370320 | 0.014495 |
| 100 | 0.069694 | 0.0489714 | 0.020723 |
| 60 | 0.108057 | 0.0725380 | 0.035519 |
| 35 | 0.164265 | 0.1083922 | 0.055873 |
| 0 | 0.922744 | 0.5900462 | 0.332698 |
将回归技术应用于在表56-58中示出的数据，可获得回归等式，其将RSairA、RSairB和RSairC描述为空气流率的函数。将曲线拟合技术应用于在表56中示出的数据产生：
RSairB=0.0115+0.3845*EXP(-SCFM/13.23)+
等式5.9
0.066*EXP(-SCFM/78.6)
将曲线拟合技术应用于在表57中示出的数据产生：
RSaiiC＝6.47E-3+0.1406*EXP(-SCFM/16.23)+
0.0257*EXP(-SCFM/139.8) 等式5.10
将将曲线拟合技术应用于在表58中示出的数据产生：
RSairA=7.14E-3+0.301+EXP(-SCFM/13.93)+
0.044*EXP(-SCFM/83.67) 等式5.11
在实施例中，可确定温度传感器位置TS（1802）与冷却空气的温度（Tair）之间的热电容并且在本文将其称为CSair_A、CSair_B和CSair_C。首先，从在表59中示出的对150SCFM的平均测试数据确定：
表59：热电容（CSair_B、CSair_C和CSair_C）
对于图4C的测试配置（阶段A和C被供电）：
Po*ZSair_CA=Po*[RSairC‖(1/CCs)]+RSairA‖(1/CCs)
并且ZSair_CA=RSair_CA‖(1/CCAS)，则：
如果时间常数RSair_C*CSair_C=RSair_A*CSair_A等于τ0，则：
从上文，因为RSair_C+RSair_A=0.0236763+0.0047235=0.02839998=RSair_CA，可以确定时间常数τ0对于RSair_CA、RSair_C和RSair_A是相同的。相似地，对于图4B的测试配置（阶段B和C被供电），RSair_C+RSair_B=0.0236763+0.0131241=0.0368004=RSair_BC。从而，τ0对于RSair_BC、RSair_C和RSair_B是相同的。相似地对于图4A中的测试配置，RSair_C+RSair_B+RSair_A=0.0236763+0.0131241+0.0047235=0.0415239=RSair_inv。因此，可以看到，对于相同的空气流，τ0对于RSair_inv、RSair_C、RSair_B和RSair_A是相同的。
为了测试τ0对于RSair_inv、RSair_C、RSair_B和RSair_A是相同的这一假设，被供电C和A、被供电B和C以及被供电C和A（逆变器）的热电容可以通过收集在14A-C中示出的对于测试配置中的每个的测试数据而确定。从对于测试配置中的每个的测试数据，可对150SCFM、TS_XX减去Tinl的200A标绘冷却曲线，其中TS_XX是对于特定测试配置“XX”的传感器的温度，并且Tinl是冷却入口空气的温度。从冷却曲线可获得下面的热时间常数。
τ_inv=196秒
τ_BC=196秒
τ_CA=196秒
值TS_XX-Tinl可使用下面的等式来估计：
TS_XX-Tinl=（起始温度-结束温度）*exp(-t/τ)+结束温度
然后可将对TS_XX-Tinl的估计值与测试数据比较，如在图19A-C中示出的。
图19A-C是对各种测试配置随时间的估计TS_XX-Tinl和实际测 量的TS_XX-Tinl的曲线图。图19A示出对图4B的测试配置（阶段B和C被供电）的估计和测量值。图19B示出对图4C的测试配置（阶段C和A被供电）的估计和测量值。图19C示出对图4A的测试配置（阶段A、B和C被供电）的估计和测量值。可以从图19A-C的曲线图意识到对于TS_XX-Tinl的估计值是实际测量值的非常接近的近似。
使用上文示出的热时间常数的平均值（196秒、190秒、186秒）提供：
τ_inv=τ_BC=τ_CA=τ_A=τ_B=τ_C=l90秒
并且考虑到τ=Rth*Cth可以使用来自表59的对于150SCFM的平均测试数据来计算热电容，如在下文示出的：
CSair_B=190/0.0131241→CSair_B=14,477J/degrC 等式5.12
CSair_A=190/0.0047253→CSair_A=40,209J/degrC 等式5.13
CSair_C=190/0.0236763→CSair_C=8,025J/deSrC 等式5.14
基于上文的数据，将意识到阶段A的热容量对传感器的温度变化的影响比来自阶段B和C的热容量的影响要弱得多，因为热敏电阻位于阶段B和C之间。
在上文得到的热阻和热电容可以用于确定ZSairA、ZSairB和ZSairC的热阻抗。在实施例中，热阻抗可用于基于来自温度传感器的读数产生用于确定IGBT104的结温的计算机模型。
为了确定结温，可确定温度传感器1700与每个阶段情况之间的温差。如在上文论述的，TA=在阶段A中的装置下的散热装置温度热点，TB=在阶段B中的装置下的散热装置温度热点，并且TC=在阶段C中的装置下的散热装置温度热点。TA、TB和TC可以使用RCA=RAC=0根据等式3.1、3.2和3.3来确定。因此：
TA=PA*RA+PC*RAC+Tair
TB=PB*RB+PC*RBC+Tair
TC=PC*RC+PB*RBC+PA*RCA+Tair
在上文的等式中，PA、PB、PC分别是在阶段A、B、C中通过 IGBT和二极管两者的功率损耗。此外，可使用等式3.30至3.34基于空气流率来确定热阻参数RA、RB、RC、RCA和RCB。对于这些参数的USL的概况在表24中示出。
可使用Tsensor得到对于TA、TB和TC的等式。使用Tsensor得到的对于TA、TB和TC的值在本文分别称为TAS、TBS和TCS。基于本文提供的描述，已知：
TB=TSair+Tair+TBS=PB*RB+PC*RBC+Tair
TSair=RSairA*PA+RSairB*PB+RSairC*PC
将这些等式组合产生：
TBS=(RB-RSairB)*PB+(RBC-RSairC)*PC-RSairA*PA
PB对阶段B的贡献可表达为：
RB-RSairB=RB_BS 等式5.15
PC对阶段C的贡献可表达为：
RBC-RSairC=RC_BCS 等式5.16
从而，对于TBS的等式可表达为：
TBS=RB_BS*PB+RC_BCS*PC-RSairA*PA 等式5.17
相似地，关于TCS，基于本文提供的描述已知：
TC=TSair+Tair+TCS==PC*RC+PB*RCB+PA*RCA+Tair
从而，TCS变成：
TCS=(RCB-RSairB)*PB+(RC-RSairC)*PC+(RCA-RSairA)*PA
并且如果
来自阶段B的PB对阶段C的贡献可表达为：
(RCB-RSairB)=RB_CBS 等式5.18
PC对阶段C的贡献可表达为：
(RC-RSairC)=RC_CS 等式5.19
来自阶段A的PA对阶段C的贡献可表达为：
(RCA-RSairA)=RA_CAS 等式5.20
从而，对于TBS的等式可表达为：
TCS=RB_CBS*PB+RC_CS*PC+RA_CAS*PA 等式5.21
相似地，关于TAS，基于本文提供的描述已知：
TA=TSair+Tair+TAS==PA*RA+PC*RAC+Tair
TSair=RSairA*PA+RSairB*PB+RSairC*PC
将这些等式组合产生：
TAS=(RA-RSairA)*PB+(RBC-RSairC)*PC-RSairB*PB
PA对阶段A的贡献可表达为：
(RA-RSairA)=RA_AS 等式5.22
来自阶段C的PC对阶段A的贡献可表达为：
(RBC-RSairC)=RA_ACS 等式5.23
从而，对于TAS的等式可表达为：
TAS=RA_AS*PA+RA_ACS*PC-RSairB*PB 等式5.24
为了验证在上文示出的等式5.17、5.21和5.24，对于RCA、RCB、RC、RB、RA、RSairB、RSairA和RSairC的测试值可用于获得对于RB_BS、RC_BCS、RC_CS、RB_CBS、RA_CAS、RA_AS和RA_ACS的值，如在下文在表62和63中示出的。
表62：来自原始数据（不是USL）
表63：来自原始数据（不是USL）的新参数
基于等式5.17、5.21和5.24，可获得对于TAS、TBS和TCS的估计值并且将其与测量测试结果比较，如在下文在表64-69中示出的。具体地，表64和65示出对于在图4B中示出的测试配置（用相等的电流对阶段B和C供电）的估计和测量值。表66和67示出对于在图4A中示出的测试配置（用相等的电流对所有阶段供电）的估计和测量值。表68和69示出对于在图4D中示出的测试配置（阶段B中全电流，阶段A和C中半电流）的估计和测量值。
表64：仅对BC供电
表65：
表66：用相等的电流对A、B、C供电
表67：
表68：100-50-50套
表69：
基于上文提供的数据，可以看到TA、TB和TC的估计值非常接近测量温度值。此外，可对参数RB_BS、RC_BCS、RB_CBS、RC_CS、RA_CAS、RA_AS和RA_ACS开发USL值和回归等式。如之前的，对于这些参数的USL值可以用于避免高估这些参数，并且从而避免低估结温。
对于RCA、RA、RC、RBC和RB的USL值在上文在表24中示出。对于RSairA、RSairB和RSairC的USL值在上文在表57-58中示出。对于RCA、RA、RC、RBC、RB、RSairA、RSairB和RSairC的 USL值可以用于使用等式5.15、5.16、5.18、5.19、5.20、5.22和5、23来确定对于RB_BS、RC_BCS、RB_CBS、RC_CS、RA_CAS、RA_AS和RA_ACS的USL值。例如，等式5.15可以用于获得对于RB_BS的USL值，如在下文在表71中示出的。
表71：RB_BS=RB-RSairB
等式5.16可以用于获得对于RC_BCS的USL值，如在下文在表72中示出的。
表72：RC_BCS=RBC-RSairC
等式5.18可以用于获得对于RB_CBS的USL值，如在下文在表73中示出的。
表73：RB_CBS=RCB-RSairB
等式5.19可以用于获得对于RC_CS的USL值，如在下文在表74中示出的。
表74：RC_CS=RC-RSairC
等式5.20可以用于获得对于RA_CAS的USL值，如在下文在表74中示出的。
表75：RA_CAS=RCA-RSairA
等式5.22可以用于获得对于RA_AS的USL值，如在下文在表76中示出的。
表76：RA_AS=RA-RSairA
等式5.23可以用于获得对于RA_ACS的USL值，如在下文在表77中示出的。
表77：RA_ACS=RBC-RSairC
在实施例中，回归技术可应用于对上文的参数获得的USL值。使用在上文在表71至77中示出的示例数据，可获得下面的回归等式：
RB_BS=0.0312+0.0693*EXP(-SCFM/24.88)+
0.022*EXP(-SCFM/99.5) 等式5.25
RC_BCS=-2.66E-2+0.5682*EXP(-SCFM/10.37)+ 等式5.26
0.0396*EXP(-SCFM/302)
RB_CBS=-0.00929+0.31975*EXP(-SCFM/7.8) 等式5.27
RC_CS=0.0299+0.0895*EXP(-SCFM/S9.1)+
0.087*EXP(-SCFM/13.5) 等式5.28
RA_CAS=-2.19E-3-0.0418*EXP(-SCFM/18)-
0.018*EXP(-SCFM/46.29) 等式5.29
RA_AS=4.63E-02+0.1356*EXP(-SCFM/57)-
0.0358*EXP(-SCFM/84.5) 等式5.30
RA_ACS=-1.84E-2+0.0338*EXP(-SCFM/200.6)+
0.5032*EXP(-SCFM/11.4) 等式5.31
关于热电容，对于在150SCFM处等于190秒的热时间常数τ并且测试数据，可以提供在表78中示出的数据。
表78：对于SCFM=150:τ=190秒
将从表78意识到尽管ve Rth示出冷却影响，-ve Cth不具有物理意义，因此这些Cth是零，从而指示即刻影响（Cth=0j/degrC）。此外，尽管RA_CAS使用在150SCFM上的测试数据表现为小的数，它对于所有SCFM的USL是负数。从而，CA_CAS也应该视为零。这将使阶段之间的相间电容等于零。在本文得到的热阻抗函数可用于确 定实时结温。例如，上文描述的热阻抗函数可编程到系统控制器1702（图17）内。
图20是用于估计双H桥中的IGBT的结温的电路的框图。本领域内技术人员将意识到在图20中示出的功能块和装置可包括硬件元件（其包括电路）、软件元件（其包括存储在非暂时性机器可读介质上的计算机代码）或硬件和软件元件的组合。另外，结温估计电路2000的功能块和装置只是可在本发明的示范性实施例中实现的功能块和装置的一个示例。本领域内技术人员将容易地能够基于对于特定应用的设计考虑而限定具体功能块。
估计的结温可用于控制双H桥的操作的各种方面。在实施例中，可基于估计的结温修改施加的负载电流，例如通过修改用于确定双H桥的控制信号。在实施例中，估计的结温可在控制牵引马达的过程中使用，双H桥操作地耦合到该牵引马达用于对马达供电。在实施例中，估计的结温可用于控制操作地耦合于双H桥的冷却单元。在实施例中，可基于估计的结温修改双H桥的空间、热和/或电拓扑。
如在图20中示出的，到结温估计电路2000的输入可包括对于阶段中的每个中的IGBT和二极管的功率、空气流率和空气的环境温度。结温估计电路2000的输出可以是阶段中的每个的IGBT的结温。结温估计电路2000进行的结温计算可基于上文描述的热阻抗等式。在实施例中，结温估计电路2000可包括开关2002。在其中图20代表由控制逻辑卡中的微处理器实时估计三个不同阶段的IGBT的结温（TjA、TjB和TjC）的框图的实施例中，估计电路中的该开关可由软件进行。如果温度传感器1700正确地操作，开关可处于位置1中。如果温度传感器1700未正确地操作，开关可处于位置2中。
为了验证结果是直接从Tair估计TjB、TjC和TjA（在下文指示为TjBS、TjCS和TjAS，用于指示结果是通过估计传感器温度而获得）并且将其与通过估计TSair和到传感器的δTBcase、到传感器的δTCcase和到传感器的δTAcase而获得的值比较。测试的结果在下文 在表79中示出。对于在表79中示出的测试结果，Vbatt=80伏并且Tair=61DegrC。
表79：
如可以从表79中的数据看到的，两组结果在几摄氏度内，从而证明用于确定结温的等式提供双H桥转换器的热行为的非常好的估计。在实施例中，实时、测量或估计的结温可由双H桥控制器使用来控制双H桥关联的冷却单元的空气流率。
发展的功率电子半导体已经提供具有减少的功率耗散和提高的结温（Tj）能力的装置，例如IGBT。最新几代的绝缘栅双极晶体管（IGBT）具有大大减少的功率耗散，从而导致处理更多功率的能力。然而，提高的功率处理能力施加了一些额外的约束。当操作IGBT的结的温度上限增加时，它还使装置的热循环增加，这可以导致在长期缺乏额外的防护内可靠性长期降低。
一般，存在两个限制IGBT的热循环能力的因子，即，基板焊接和接合线，这两者都由于热循环而经受疲劳。基板焊接可靠性部分取决于基板的材料。在实施例中，基板焊接可使用称为“AlSiC”的金属基复合物，其包括具有碳化硅微粒的铝基并且提供更多的热循环耐久性。为了使将芯片互连在IGBT封装件内部的铝线的耐久性增加， 线可被涂覆。
图21是基于估计的期望冷却的量而控制空气流率的双H桥的系统控制器的框图。该双H桥控制器（如称为辅助逻辑控制器（ALC））可实时计算IGBT的结温，它控制并且确定需要的冷却水平（以每分钟标准立方英尺“SCFM”计）。双H桥控制器可确定将使热循环减少并且从而使IGBT模块中的热疲劳减少的需要的冷却水平。期望的冷却水平可从个体双H桥控制器（ALC）传递到系统控制器，其旋转系统中所有个体转换器的更大的需要冷却水平，并且使用该冷却水平作为基础来向装置风机（其他空气流）的控制器提供命令。
如在图21中示出的，双H桥控制器将信号dTBjc、dTCjc、PB和PC发送到系统控制器，其中dTBjc=套B与空气的温差并且dTCjc=套C与空气的温差。
系统控制器基于由ALC接收的信号估计每个阶段下的散热装置与冷却空气之间需要的有效热阻RB*和RC*。RB*和RC*的值可与上文描述的RBt和RCt相似但略微大于它们，因为RBt和RCt是通过允许三σ公差（Z=3）而直接从测试数据得到。为了与模拟的余下部分一致，RB*和RC*从RB、RBC、RC和RCA（其借助于统计建模而具有它们的标准偏差）的USL得到，从而对于RB*和RC*导致较大的值。
从等式3.1：
TB-Tair=dTB=RB*PB+RBC*PC+RBA*PA
在等式3.1中，RBA等于零，因为PA对dTB没有明显的贡献。
从而：
TB-Tair=dTB=RB*PB+RBC*PC
从等式3.2：
TC-Tair=dTC=RC*PC+RBC*PB+RCA*PA
对于RCA、RA、RC、RBC和RB的USL值在表24中示出。为了简化对RB*的计算，因为RB＞＞RBC，功率Po=max(PB,PC)可用于估计期望的RthB_ha（期望的RB*）。应用该简化产生：
TB-Tair=RB**Po=RB*P0+RBC*P0=Po*(RB+RBC)对RB*求解产生：
RB*=RB+RBC 等式7.1
因此：
RB**Po=RB*Po+RBC*Po=Po*(RB+RBC)
相似地，对于RC*，因为PA<maX(PB，PC)，RC*可简化成：
RC*=RC+RBC+RCA 等式7.2
可开发对于RB*和RC*的USL值，并且将其在下文在表81和82中示出。
表81：等式7.1：RB*=RB+RBC
| SCFM | USL RB | USL RBC | USL RB* |
| 200 | 0.050850 | 0.006450 | O.057300 |
| l50 | 0.057547 | 0.013248 | 0.070795 |
| 100 | 0.071985 | 0.020643 | 0.092628 |
| 60 | 0.094386 | 0.034592 | 0.128977 |
| 35 | 0.128310 | 0.064947 | 0.193258 |
| 0 | 0.458063 | 0.738187 | 1.196250 |
表82：等式7.2：RC*=RC+RBC+RCA
| SCFM | USL RC | USL RBC | USL RCA | USL RC* |
| 200 | 0.044130 | 0.006450 | 0.008750 | 0.059330 |
| l50 | 0.051292 | 0.013248 | 0.011584 | 0.076125 |
| 100 | 0.067135 | 0.020643 | 0.016271 | 0.104049 |
| 60 | 0.085785 | 0.034592 | 0.026626 | 0.147003 |
| 35 | 0.111029 | 0.064947 | 0.042483 | 0.218460 |
| 0 | 0.379574 | 0.738187 | 0.283475 | 1.401236 |
基于来自表81和82的值，将注意到在O scFM的空气流率处的 USL值似乎是离群值。将期望的空气流率描述为RB*和RC*的函数的回归等式可通过将回归技术应用于对于RC*和RB*的的USL值而开发。将这样的技术应用于在表81和82中产生的示范性USL数据产生：
req.SCFM_B=36.43+769.62*EXP(-RB*/0.037) 等式7.3
reqSCFM_C=34.95+591.2*EXP(-RC*/0.0465) 等式7.4
在上文的等式中，SCFM_B和SCFM_C分别是对阶段B和C的可靠操作所期望的空气流值。如在图21中示出的，系统控制器可配置成应用上文示出的回归等式以在它的控制器下控制施加于双H桥的空气流。
阶段B或阶段C的功率耗散在本文可称为PX，其中X可以等于B或C。阶段A或阶段B的结温在本文可称为TjX，其中X可以等于A或B，并且可以表达为：
TjX=Tair+dTha+dTch+dTjC
在上文的等式中，dTha代表散热装置与空气之间的温差，dTch代表IGBT套与散热装置之间的温差，并且dTjc代表IGBT的结与它的套之间的温差。参数dTha和dTch可以表达如下：
dTha=PX*RX*
dTch=(PX/2)*0.018=PX*0.009
从而，对于TjX的等式可以表达为：
TjX-Tair=PX*RX*+dTXjc+PX*O.009 等式7.5
对RX*求解产生：
RX*=[(TjX-Tair)-dTXJc]/PX-0.009 等式7.6
从而，RB*和RC*的值可以基于适合于特定应用的规定最大热循环指南而计算。在实施例中，阶段B中的最大热循环（TjX-Tair）可规定为近似64.6degrC，并且阶段C中的最大热循环（TjX-Tair）可规定为近似68.5degrC，其产生：
RB*=(64.5-dTBJC)/PB-0.009 等式7.7
RC*=(68.5-dTCjc)/PC-0.009 等式7.8
为了解释使用的循环水平（64.5和68.5），参见下文的表84和85。
图21代表基于等式7.3、7.4、7.7和7.8的在由双H桥实时估计需要的空气流（SCFM）用于可靠操作中使用的逻辑图。对于Vbatt=80V、Tair=61degrC（Tamb=49degrC）在额定值（稳态条件）处运行结温模拟产生在下文在表83中示出的结温。注意表中的“空气流”代表可以在规定的Vlink值处获得的最大空气流。
表83：对于Vbatt=80V、Tair=61degrC（Tamb=49degrC）在额定值（稳态条件）处的模拟
| Vlink | Air Flow | lbatt | lfield | PB | PC | PA | TjB | TjC | TjA |
从上文可以确定Vlink、Ifield和Ibattery的最坏情况的稳态操作组合，如在下文在表84和85中示出的。具体地，对于阶段B的最坏情况的稳态操作组合在表84中示出，并且对于阶段C的最坏情况的稳态操作组合在表85中示出。
表84：
表85：
[在上文提供的示例中，在其中阶段B耗散是PB并且TBj与套B之间的热差是dTBjc的任何操作点处，由等式7.7给出的RB*值将提供小于或等于64.5degrC的热循环。相似地，在其中阶段C耗散是PC 并且TCj与套C之间的热力差是dTCjc的任何操作点处，由等式7.7给出的RC*值将提供小于或等于68.5degrC的热循环。
如在图21中示出的，参数RB*可用于通过等式7.3确定描述的SCFM_B，并且参数RC*可用于通过等式7.4确定期望的SCFM_C。系统控制器可旋转两个值中较大的以便对这两个阶段提供期望的空气流。如上文描述的，阶段C将总是比阶段A和阶段B更冷。
为了测试上文描述的策略，图21的系统可例如使用Matlab而被计算机建模。使图21的系统建模产生在表86中示出的测试结果，其在全范围的Tair中对于稳态指南而获得。
表86：100%的SFC降低
在表86中，自左边的第二列指示来自装置风机的可用空气流。如在表86中示出的，如果reqSCFM>可用SCFM，则施加可用空气流。还可以从表86中的数据看到使用等式7.7和7.3计算的期望空气流（reqSCFM）将相同，多至Vlink=1300V。然而，在1300V以上使用这两个等式，它将导致高估期望的空气流。然而，在1300V以上，风机将接近于最大可用空气流或在最大可用空气流处操作，也就是说，198SCFM。基于这些观察，在图21中示出的系统可以被简化，如在图22中示出的。
图22是基于估计的期望冷却的量控制空气流率的双H桥的系统控制器的框图。如在图22中示出的，双H桥发送期望的冷却水平（dTjc）和单一功率（P）。双H桥包括用于确定dTjc和P的值是基于阶段B还是阶段C的逻辑。例如，如果PB大于PC，则dTjc和P基于阶段B。否则，dTjc和P基于阶段C。因为系统控制器从双H桥控制器接收两个信号，系统控制器电路可被简化，如在图22中示出的。
为了验证图22的系统未限制双H桥的能力，系统可以在Vlink≥1300V处将系统建模，因为已经示出在1300V以下，两个技术提供相同的结果。对于20degrC的环境空气温度（Tair=32degrC）得到在1300V、1400V和1500V处的双H桥的能力，并且其基于上68.5degrC以上的热循环不可取这一事实。从而，通过对给定的Vlink固定两个电流中的一个的最大负载并且另一个指导热循环近似等于68.5degrC而将下面的测试情况建模。上文的测试在图21中示出的原始系统里并且在图22中示出的简化系统里重复。测试的结果在下文在表87中示出。
表87：用原始方法和新提出的简化方法重复上文的：
基于在表27中示出的结果，可以看到使用任一系统在双H桥的“能力”中没有差异。然而，简化的系统将对其中PB<PC的两个情况（前两行）计算更大的需要的空气流。然而，因为该示例中的最大可用空气流率是198SCFM，两个系统表现相同。
实施另外的测试情况（在下文在表88中示出）来确定图22的系统是否将在PB<PC时计算更大的期望空气流。
表88：
如在表88中示出的，在1300V以上的一些实例处，当PB<PC时，简化的系统将高估期望的空气流率，但在这些高压处需要的空气流将大体上大于198SCFM的最大可用空气流率。检查Vlink≥1300V和PB<PC的不同情形，在198SCFM以下的需要空气流率相差小于6-7SCFM，这是不明显的。对在1500V的Vlink处的最大（稳态）电流 进行额外的测试，其在下文在表89中示出。
表89
如在表89中示出的，因为需要的空气流率reqSCFM在198SCFM的规格上限处，在这两个技术之间在TjB、TjB-Tair、TjC、Tjc-Tair中没有变化。基于上文描述的技术，可以看到图22的简化系统似乎与图21的系统相同地从1300V及以下进行。另外，在1300V以上，在两个系统的期望空气流率reqSCFM估计之间没有明显的差异。
双H桥的IGBT的热保护
在实施例中，系统控制器可配置成在系统故障（例如提供冷却空气的风机失效、风室中的空气泄露、隧道操作等）情况下热保护双H桥的IGBT。例如，负载电流可如下文描述的那样降低来减少热循环。
作为示例，在双H桥的最大稳态操作条件下，最大Tjc-Tair可规定为68.5degrC。这可例如在If=125A、Ibatt=300A、Tair=61degrC（Tamb=49degrC）在1500dc、TjC=129.41degrC并且TCHs=112.32 degrC处发生。在该示例中，TCHs近似是TjC的85%并且它由温度传感器1700（图17）测量。此外，可规定1.5degrC的容错来说明温度传感器1700的公差，其可近似是1.3%。从而，在该示例中的最大循环温度将是68.5+1.5=70degrC。从而，Tj=70+Tair。在61degrC的最大Tair处，Tjmax=131degrC。将意识到上文示出的值是示范性的并且可根据实际实现来调整，该实际实现可基于系统的地理位点而改变。例如，对于具有Tamb=55degrC的地区，Tair max=55+5+7=67degrC，其产生137degrC的Tjmax。
基于上文提供的示范性值，系统可配置使得关于Tj的降低直到Tj≥137degrC才开始。当Tj-Tair大于70degrC（calc Tj>131degrC）时，ALC（辅助逻辑控制器）可发出IGBT正变热的指示，并且直到Tj-Tair=76degrC（Tj=137degrC）才采取另外的行动。在实施例中，该阶段对于具有Tamb=55degrC的地区将省略。
在实施例中，IGBT的热循环能力是δTj=71degrC的75000个热循环和δTj=86degrC的30000个热循环。然而，将意识到本技术的实施例可包括具有不同热能力的IGBT。基于δTj=86degrC和Tair=61degrC，双H桥控制器可配置成在Tj=147degrC或Tj-Tair=86degrC处停止脉动。这提供在下文示出的降低：
137degrC＜=Tj＜147degrC，大小10degrC或
76degrC＜=Tj-Tair＜86degrC，大小10degrC
在实施例中，对于具有Tamb=55degrC的地区，双H桥控制器可配置成在147degrC处停止脉动并且最大δ循环将是Tj-Tair=80degrC。注意对于Tj=150degrC的绝对USL。这提供在下文示出的降低：
137degrC＜=Tj＜147degrC，大小10degrC或
7OdeSrC＜=Tj-Tair＜80degrC，大小10degrC
本技术的实施例可在下文参考图23和24而更好理解。
图23是根据实施例用于降低负载电流的控制回路的框图。该控制回路可在系统控制器中实现。如在图23中示出的，负载电流（或 功率）可通过减少Ibatt命令2300而降低，该Ibatt命令2300从系统控制器发送到双H桥控制器（ALC）。独立于应用，在到达触发双H桥的保护性关断之前，从我们开始降低Ibatt的水平存在试图将Tj控制在上文规定的水平内的10度的范围。在实施例中，将对于Tj>137degrC降低Ibatt命令。例如，在Tj<137degrC处，没有发生降低并且新的Ibatt命令2300等于原始Ibatt命令2302。在Tj=137+δTdegrC处，新的Ibatt命令2300等于原始Ibatt命令2302的1-(δT/12)倍。在Tj略微小于147degrC处，新的Ibatt命令2300等于原始Ibatt命令2302的1-(δT/12)倍（原始Ibatt命令2302的16.7%）。另外，因为控制回路具有等于原始Ibatt命令的16.7%的最小Ibatt，双H桥控制器（ALC）可在阶段A或阶段B中在Tj≥147degrC时切断双H桥的操作。使用Tj作为用于确定降低的参数可在隧道操作或其中环境空气温度比起平常是最高的其他情形期对热循环提供适合的保护。
图24是根据实施例用于降低负载电流的控制回路的框图。该控制回路可在系统控制器中实现。如在图23中示出的，负载电流（或功率）可通过减少Ibatt命令2300而降低，该Ibatt命令2300从系统控制器发送到双H桥控制器（ALC）。在图24的控制回路中，用于确定降低的控制参数是Tj-Tair而非仅仅是Tj。使用Tj-Tair可在冷却单元例如由于冷却系统的故障或被阻挡的扇等而未高效操作的情况下对热循环提供适合的保护。在图24中示出的控制回路的实施例中，将对于Tj-Tair>76degrC降低Ibatt命令。例如，在Tj-Tair<76degrC处，没有进行降低并且新的Ibatt命令2300等于原始Ibatt命令2302。在Tj-Tair略微小于86degrC处，新的Ibatt命令2300将降低到原始Ibatt命令2302的(10/12)倍（原始Ibatt命令的16.7%）。另外，因为控制回路具有等于原始Ibatt命令的16.7%的最小Ibatt，双H桥控制器（ALC）可在阶段B或阶段C中在Tj-Tair>86degrC时切断双H桥控的操作。
图25是根据实施例可采用双H桥的柴油电动机车的框图。以简 化的部分横截面图示出的机车大体上由标号2500指代。多个牵引马达（在图25中不可见）位于驱动轮2502后面并且以驱动关系耦合于轴2504。多个辅助马达（在图25中不可见）位于机车上的不同位点中，并且与类似风机或散热器扇的各种辅助负载耦合。马达可以是交流（AC）电动马达。机车2500可包括多个电逆变器电路，例如上文描述的双H桥转换器，用于控制到马达的电力。电力电路至少部分位于装置间隔2506中。逆变器208的控制电子装置和场控制204以及其他电子部件可设置在装置间隔2506的机架中持有的电路板上。控制电路可包括上文描述的双H桥控制器（ALC）和系统控制器。在装置间隔2506内，在功率转换中使用的高功率IGBT半导体装置可安装到空气冷却的散热装置2508。
要理解上文的说明意在说明性而非限制性。例如，上文描述的实施例（和/或其的方面）可互相结合使用。另外，可做出许多修改以使特定情况或材料适应本发明的教导而没有偏离它的范围。然而本文描述的材料的尺寸和类型意在说明本发明的实施例，它们绝不是限制性的而是在本质上是示范性的。当回顾上文的描述时，许多其他的实施例对于本领域内技术人员将是明显的。本发明的范围因此应该参考附上的权利要求与这样的权利要求拥有的等同物的全范围而确定。
在附上的权利要求中，术语“包含”和“在…中”用作相应术语“包括”和“其中”的易懂语的等同物。此外，在下列权利要求中，术语“第一”、“第二”、“第三”、“上部”、“下部”、“底部”、“顶部”、“上”、“下”等仅仅用作标签，并且不意在对它们的对象施加数值或位置要求。此外，下列权利要求的限制没有采用部件加功能格式书写并且不意在基于35U.S.C§112的第六段解释，除非并且直到这样的权利要求限定明确地使用后跟功能描述而无其他结构的短语“用于...的部件”。
如本文使用的，采用单数列举的并且具有单词“一”在前的元件或步骤应该理解为不排除复数个所述元件或步骤，除非这样的排除明 确地陈述。此外，对“一个实施例”的引用不意在解释为排除也包含列举的特征的另外的实施例的存在。此外，除非相反地明确陈述，“包括”或“具有”具有特定性质的元件或多个元件的实施例可包括不具有该性质的另外的这样的元件。
因为可采用上文描述的方法做出某些改变而不偏离本文牵涉的本发明的精神和范围，规定上文的描述或在附图中示出的主旨中的全部应该仅解释为说明本文的发明性概念的示例并且不应解释为限制本发明。
Claims (16)
1.一种电子装置，包括：
散热装置；
一组IGBT，其耦合于所述散热装置并且配置成向场激励器和电池输送电力；
温度传感器，其设置在所述散热装置中；以及
控制器，其配置成：
从所述温度传感器接收温度读数并且基于所述温度读数确定该组IGBT中的IGBT中的至少一个的结温；以及
至少部分基于所述结温来降低由所述IGBT中的每个提供的输出功率。
2.如权利要求1所述的电子装置，其中，所述控制器配置成如果所述结温大于近似137摄氏度则降低所述输出功率。
3.如权利要求1所述的电子装置，其中，所述控制器配置成确定环境空气温度并且至少部分基于所述结温与所述环境空气温度之间的温差来降低所述输出功率。
4.如权利要求3所述的电子装置，其中，所述控制器配置成如果所述温差大于近似76摄氏度则降低所述输出功率。
5.如权利要求1所述的电子装置，其中，所述控制器从系统控制器接收IGBT命令并且其中降低所述输出功率包括至少部分基于来自所述系统控制器的IGBT命令和所述结温生成新的IGBT命令。
6.如权利要求1所述的电子装置，其中，该组IGBT包括配置成向所述场激励器提供电力的第一双IGBT、配置成向电池提供电力的第二双IGBT和对所述场激励器和电池充电器共有的第三双IGBT。
7.如权利要求6所述的电子装置，其中，所述控制器配置成基于所述第二双IGBT或所述第三双IGBT的结温来降低所述输出功率。
8.如权利要求6所述的电子装置，其中，所述温度传感器包括设置在所述第二与第三双IGBT之间的单个温度传感器。
9.一种用于车辆的电力系统，包括：
散热装置；
一组IGBT，其耦合于所述散热装置并且配置成向场激励器和电池提供电力；
温度传感器，其设置在所述散热装置中；以及
控制器，其配置成：
从所述温度传感器接收温度读数并且基于所述温度读数确定该组IGBT中的IGBT中的至少一个的结温；以及
至少部分基于所述结温来降低由IGBT中的每个提供的输出功率。
10.如权利要求9所述的电力系统，其中，所述控制器配置成如果所述结温大于近似137摄氏度则降低所述输出功率。
11.如权利要求9所述的电力系统，其中，所述控制器配置成确定环境空气温度并且至少部分基于所述结温与所述环境空气温度之间的温差来降低所述输出功率。
12.如权利要求11所述的电力系统，其中，所述控制器配置成如果所述温差大于近似76摄氏度则降低所述输出功率。
13.如权利要求9所述的电力系统，其中，所述控制器从系统控制器接收IGBT命令并且其中降低所述输出功率包括至少部分基于来自所述系统控制器的IGBT命令和所述结温生成新的IGBT命令。
14.如权利要求9所述的电力系统，其中，该组IGBT包括配置成向所述场激励器提供电力的第一双IGBT、配置成向电池提供电力的第二双IGBT和对所述场激励器和电池充电器共有的第三双IGBT。
15.如权利要求14所述的电力系统，其中，所述控制器配置成基于所述第二双IGBT或所述第三双IGBT的结温来降低所述输出功率。
16.如权利要求14所述的电力系统，其中，所述温度传感器包括设置在所述第二与第三双IGBT之间的单个温度传感器。
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