JP6106099B2 - 電子デバイスの電力操作を改善するシステムおよび方法 - Google Patents

Description

本発明の例示的な実施形態は、一般に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）インバータなどの電子デバイスの電力操作能力を改善するシステムおよび方法に関する。さらに、そのような例示的な実施形態は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）インバータの温度のモデル化、監視、および低減に関するであろう。

たとえば機関車などの牽引車両は、車両のホイールを駆動するために電気牽引モータを用いる。これらの車両のいくつかでは、モータは、モータの界磁巻線へ供給されるＡＣ電力の周波数および電圧を変動させることによって速度および電力が制御される交流（ＡＣ）モータである。一般に、電力は車両システム内のある点でＤＣ電力として供給され、その後、ＩＧＢＴなどの１組のスイッチを含むインバータなどの回路によって、制御された周波数および電圧振幅のＡＣ電力に変換される。いくつかのシステムでは、電力は、インバータのレッグに結合された電気バッテリのバンクから導出することができる。インバータは、バッテリ充電モードおよびバッテリ放電モードで動作するように構成することができる。バッテリ充電モード中は、界磁巻線からの電気エネルギーを使用して、バッテリを充電する。バッテリ放電モード中は、バッテリに蓄積された電気エネルギーを使用して、モータの界磁巻線を付勢する。インバータの電力操作能力は、ＩＧＢＴ内の電流によって生成される熱を放散するＩＧＢＴの能力によって、少なくとも部分的に制限される。したがって、インバータ内のＩＧＢＴの温度をモデル化する改善されたシステムおよび方法を有することが有益であろう。改善された温度モデル化技法を使用して、熱放散を改善することによって、インバータの電力操作能力を改善することができる。また、改善された温度モデル化技法を使用することで、動作中にＩＧＢＴ温度を監視する技法を提供することができる。

米国特許第２００９／０７２７７０号明細書

簡単に言うと、本発明の例示的な実施形態によれば、ヒートシンクと、ヒートシンクに結合され、励磁器およびバッテリへ電力を送達するように構成された１組のＩＧＢＴとを含む電子デバイスが提供される。この電子デバイスはまた、ヒートシンク内に配置された温度センサと、コントローラとを含む。コントローラは、温度センサから温度読取値を受け取り、温度読取値に基づいて、この１組のＩＧＢＴのうちの少なくとも１つのＩＧＢＴに対する接合温度を判定するように構成される。コントローラはまた、接合温度に少なくとも部分的に基づいて、ＩＧＢＴのそれぞれによって提供される出力電力を低下させるように構成される。

別の例示的な実施形態は、ヒートシンクと、ヒートシンクに結合され、励磁器およびバッテリへ電力を送達するように構成された１組のＩＧＢＴとを含む車両向けの電力システムを提供する。例示的な電力システムはまた、ヒートシンク内に配置された温度センサと、コントローラとを含む。コントローラは、温度センサから温度読取値を受け取り、温度読取値に基づいて、この１組のＩＧＢＴのうちの少なくとも１つのＩＧＢＴに対する接合温度を判定するように構成される。コントローラはまた、接合温度に少なくとも部分的に基づいて、ＩＧＢＴのそれぞれによって提供される出力電力を低下させるように構成される。

別の例示的な実施形態は、電子デバイス内の熱サイクルを低減させる方法を提供する。この例示的な方法は、ヒートシンク内に配置された温度センサから温度読取値を受け取るステップと、温度読取値に基づいて、１組のＩＧＢＴのうちの少なくとも１つのＩＧＢＴの接合温度を判定するステップとを含む。この方法はまた、接合温度に少なくとも部分的に基づいて、ＩＧＢＴのそれぞれによって提供される出力電力を低下させるステップを含む。

本発明の上記その他の特徴、態様、および利点は、添付の図面を参照しながら以下の詳細な説明を読めば、よりよく理解されるであろう。図面全体にわたって、同じ文字は同じ部分を表す。

Ｈブリッジコンバータのブロック図である。 実施形態によるダブルＨブリッジのブロック図である。 実施形態によるダブルＨブリッジの熱回路網を示すブロック図である。 ダブルＨブリッジに対する熱インピーダンスモデルを導出するために使用されるデータを展開させるための試験構成を示すブロック図である。 ダブルＨブリッジに対する熱インピーダンスモデルを導出するために使用されるデータを展開させるための試験構成を示すブロック図である。 ダブルＨブリッジに対する熱インピーダンスモデルを導出するために使用されるデータを展開させるための試験構成を示すブロック図である。 ダブルＨブリッジに対する熱インピーダンスモデルを導出するために使用されるデータを展開させるための試験構成を示すブロック図である。 図４および図７に関連して論じる温度を測定するための熱電対構成を示すブロック図である。 図４Ｄに示す試験構成を使用する測定温度とコンピュータモデル化温度との比較を時間とともに示すグラフである。 図４Ｄに示す試験構成を使用する測定温度とコンピュータモデル化温度との比較を時間とともに示すグラフである。 図４Ｄに示す試験構成を使用する測定温度とコンピュータモデル化温度との比較を時間とともに示すグラフである。 図４Ｄに示す試験構成を使用する測定温度とコンピュータモデル化温度との比較を時間とともに示すグラフである。 図４Ｄに示す試験構成を使用する測定温度とコンピュータモデル化温度との比較を時間とともに示すグラフである。 図４Ｄに示す試験構成を使用する測定温度とコンピュータモデル化温度との比較を時間とともに示すグラフである。 推定冷却曲線と測定冷却曲線とを比較するグラフである。 推定冷却曲線と測定冷却曲線とを比較するグラフである。 実施形態によるダブルＨブリッジを使用するシステムのブロック図である。 位相Ａ、位相Ｂ、および位相ＣのＩＧＢＴの出力電圧のグラフである。 図９の出力電圧に予想出力電流を重ね合わせたグラフである。 単一のＨブリッジからの出力電流のグラフである。 位相Ａまたは位相ＣのＩＧＢＴに対する電流波形のグラフである。 位相ＢのＩＧＢＴ１０４およびダイオード２０８に対する電流波形を示すグラフである。 位相ＢのＩＧＢＴ１０４およびダイオード２０８に対する電流波形を示すグラフである。 位相ＢのＩＧＢＴ１０４およびダイオード２０８に対する電流波形を示すグラフである。 位相Ａおよび位相ＣのＩＧＢＴならびにダイオード内の電力損失を推定するために使用される電流および電圧波形のグラフである。 位相Ｂ（共通）のＩＧＢＴおよびダイオード内の電力損失を推定するために使用される電流および電圧波形のグラフである。 冷却ユニットを有するダブルＨブリッジのブロック図である。 リアルタイムのヒートシンク温度読取値を提供するように構成されたダブルＨブリッジのブロック図である。 動作中のダブルＨブリッジにおける熱流の流れ図である。 様々な試験構成に対する推定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌおよび実際の測定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌを時間とともに示すグラフである。 様々な試験構成に対する推定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌおよび実際の測定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌを時間とともに示すグラフである。 様々な試験構成に対する推定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌおよび実際の測定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌを時間とともに示すグラフである。 ダブルＨブリッジ内のＩＧＢＴの接合温度を推定する回路のブロック図である。 推定される所望の冷却量に基づいて空気流量を制御するダブルＨブリッジに対するシステムコントローラのブロック図である。 推定される所望の冷却量に基づいて空気流量を制御するダブルＨブリッジに対するシステムコントローラのブロック図である。 実施形態による負荷電流を低下させるために使用される制御ループのブロック図である。 実施形態による負荷電流を低下させるために使用される制御ループのブロック図である。 本発明の例示的な実施形態によるインバータ制御回路を用いることができるディーゼル電気機関車のブロック図である。

図１は、Ｈブリッジコンバータのブロック図である。Ｈブリッジコンバータ１００は、直流（ＤＣ）電圧を方形の交流（ＡＣ）波形へ変換するために使用することができ、電力電子業界で様々な適用分野を有する。Ｈブリッジコンバータ１００は、電力がＤＣ線から供給されるときに広く用いられ、回路内の電圧の低減および／または分離には変圧器が使用される。図１に示すように、ＩＧＢＴなどの１群の４つの電子スイッチ１０４へ入力電圧１０２が送出される。スイッチ１０４の出力は、変圧器１０８の１次巻線１０６へ送出される。Ｈブリッジコンバータ１００のスイッチ１０４は、所与の入力ＤＣ電圧１０２を裁断して方形の波形を生成し、この波形が変圧器１０８の１次巻線１０６へ送出される。生成された方形の波形は、入力ＤＣ電圧１０２に等しいピーク電圧を有する。変圧器１０８のインダクタンスのため、変圧器１０８の２次巻線１１０の出力１１２は、ほぼＡＣの波形と、入力ＤＣ電圧１０２に変圧器１０８の巻数比を乗じた値に等しいピーク電圧とを有する。通常、変圧器１０８の２次巻線１１０内には整流器が存在し、この整流器は、２次巻線のほぼＡＣの波形を、入力ＤＣ電圧に比べて振幅が低減されたＤＣ波形へ整流する。

図２は、実施形態によるダブルＨブリッジのブロック図である。ダブルＨブリッジ２００は、１つの共通のレッグを有する２つのＨブリッジを含み、２つの別個のＨブリッジの機能性を提供するコンバータとすることができる。ダブルＨブリッジ２００では、ＩＧＢＴなどの１群の６つの電子スイッチ１０４へ、共通の入力電圧１０２が送出される。スイッチ１０４は、本明細書で「位相Ａ」２０２と呼ぶ第１のレッグと、本明細書で「位相Ｂ」または「共通」２０４と呼ぶ第２のレッグと、本明細書で「位相Ｃ」２０６と呼ぶ第３のレッグとを含む。各レッグは、１対のスイッチ１０４を含む。一実施形態では、「フリーホイール」または「フライバック」ダイオードと呼ばれるダイオード２０８を、各スイッチと並列に配置することができる。位相Ａ２０２および位相Ｂ２０４のスイッチの出力は、第１の変圧器２１０へ送出される。位相Ｂ２０４および位相Ｃ２０６のスイッチの出力は、第２の変圧器２１２へ送出される。一実施形態では、第１の変圧器２１０の出力２１４を使用してバッテリ充電回路に電力供給し、第２の変圧器２１２の出力２１６を使用して励磁器に電力供給する。ダブルＨブリッジとバッテリ充電回路および励磁器の結合については、図８に関連して以下でさらに論じる。

ダブルＨブリッジ内では３つの位相に対応する３つのレッグ２０２、２０４、および２０６が使用されるため、３相インバータのハードウェアが用いられる。ダブルＨブリッジは、スイッチ１０４に対する熱放散を提供するために単一のヒートシンクを使用する単一の筐体内で実施することができる。実施形態では、ヒートシンクは、ヒートシンク上へ空気を流すことによって冷却される。ダブルＨブリッジのトポロジのため、各レッグ内で示される電力損失は、異なる電力損失を有する。さらに、空気を流して共通のヒートシンクを冷却する結果、ダブルＨブリッジの３つのレッグの周りの冷却空気流が不均等になり、３つの位相のそれぞれに関係する熱抵抗が不均一になる可能性がある。ダブルＨブリッジの電力操作能力は通常、最高温のレッグによって制限される。したがって、電力分布が不均等になり、３つの位相の冷却が不均等になることで、ダブルＨブリッジの全体的な電力操作能力を低減させることがある。実施形態によれば、ダブルＨブリッジの熱応答を分析するモデルが展開される。
熱インピーダンスモデル
図３は、実施形態によるダブルＨブリッジの熱回路網を示すブロック図である。図３に示すように、熱回路網３００は、デュアルモジュール３０２に入れられた３対のＩＧＢＴを含み、各デュアルモジュール３０２はケース３０４内に密閉される。ケース３０４は、たとえば炭化ケイ素粒子を有するアルミニウムマトリックスからなる金属マトリックス複合材料とすることができる。各ケース３０４は、熱伝導性のグリース層３０８でヒートシンク３０６に結合することができる。ヒートシンク３０６は、たとえばフィン３１０を通じて、冷却空気の流れに接触することができる。

各デュアルモジュールは、１対のＩＧＢＴを含むことができ、各ＩＧＢＴは、それぞれのダイオードと並列に結合される。図３に示すように、Ｐ ＩＧＢＴ３１２は、それぞれの対応するＩＧＢＴ内で熱に変換される全電力を表し、Ｐ Ｄｉｏｄｅ３１４は、それぞれの対応するダイオード内で熱に変換される全電力を表す。各ＩＧＢＴの接合とケースの熱抵抗「Ｒｔｈ（ＩＧＢＴ ｊ−ｃ）」は熱抵抗３１６によって表され、約０．０２４ケルビン／ワット（Ｋ／Ｗ）とすることができる。各ダイオードの接合とケースの熱抵抗「Ｒｔｈ（Ｄｉｏｄｅ ｊ−ｃ）」は熱抵抗３１８によって表され、約０．０４８Ｋ／Ｗとすることができる。ヒートシンクとケースとの間の接合の熱抵抗「Ｒｔｈ（ｃ−ｈ）」は熱抵抗３２０によって表され、約０．０１８Ｋ／Ｗとすることができる。ヒートシンクの熱抵抗「Ｒｔｈ（ｈｅａｔｓｉｎｋ）」は熱抵抗３２２によって表され、特有の空気流に対して約０．０２１８Ｋ／Ｗとすることができる。熱回路網３００を使用することで、不均等に冷却されたヒートシンク３０６の熱的挙動を分析して、各位相下の最高温部と冷却空気の温度の温度差を空気流の関数として説明する熱インピーダンスモデルを導出することができる。その結果は、機関車内でリアルタイムに使用することができる。

図４Ａ〜Ｄは、ダブルＨブリッジに対する熱インピーダンスモデルを導出するために使用されるデータを展開させる試験構成を示すブロック図である。図４Ａ〜Ｄに示すように、ダブルＨブリッジの位相Ｂは左側に位置し、ダブルＨブリッジの位相Ｃは中央に位置し、ダブルＨブリッジの位相Ａは右側に位置する。図４Ａ〜Ｄに示すように、電圧源２０８を使用して、熱試験の目的で使用される定常電流Ｉｏを各位相のＩＧＢＴに異なる組合せで提供する。上記のように、３つの位相２０２、２０４、および２０６はそれぞれ、同じヒートシンク３０６に熱結合される。

図４Ａは、ＩＧＢＴの６つがすべて同じレベルの電流Ｉｏで電力供給される試験構成を示す。具体的には、３つの位相はすべて、直列でともに電気的に結合される。図４Ｂは、位相Ｂおよび位相Ｃのみが直列に結合され、電流Ｉｏによって電力供給される試験構成を示す。図４Ｃは、位相Ｃおよび位相Ａのみが直列に結合され、電流Ｉｏによって電力供給される試験構成を示す。図４Ｄは、位相Ｂが電流Ｉｏによって電力供給され、位相Ｃと位相Ａがそれぞれ、Ｉｏ／２、すなわち位相Ｂに電力供給するために使用される電流の２分の１によって電力供給される試験構成を示す。

図４Ａ〜Ｄの各試験構成に対して、ＩＧＢＴは完全にオンであり、切り換わることはなく、したがって、ダイオードに電流は流れない。温度Ｔａは、参照番号２１０によって示すように、位相Ａ２０２下のケース３０４内で最高温部の温度を表す。温度Ｔｂは、参照番号２１２によって示すように、位相Ｂ２０４下のケース３０４内で最高温部の温度を表す。温度Ｔｃは、参照番号２１４によって示すように、位相Ｃ２０６下のケース３０４内で最高温部の温度を表す。さらに、Ｖｃｅ Ａ＋は、位相Ａ２０２の第１のＩＧＢＴの両端間のコレクタ−エミッタ電圧に等しく、Ｖｃｅ Ａ−は、位相Ａ２０２の第２のＩＧＢＴの両端間のコレクタ−エミッタ電圧に等しく、それぞれの位相に対しても同様である。

上記のモデルを考慮すると、１つの位相の電流がダブルＨブリッジ２００内のそれぞれの位相の最高温部の温度に与える熱効果を判定することが可能である。両方のＩＧＢＴがオンに切り換えられた状態で、電流Ｉｏが位相ＢのデュアルＩＧＢＴに印加されるものとすると、この１対のＩＧＢＴから放散される電力は、等式ＰＢ＝Ｉｏ^*（ＶｃｅＢ＋ ＋ ＶｃｅＢ−）に従って算出することができる。位相Ｂによって放散される電力による位相ＢのデュアルＩＧＢＴの最高温部の温度をＴＢ１と呼ぶ。温度差δＴＢ１は、ＴＢ１から空気の温度Ｔａｉｒを引いた値として算出することができる。電流Ｉｏが位相Ｃに印加される場合、位相ＣのＩＧＢＴによって放散される電力は、等式ＰＣ＝Ｉｏ^*（ＶｃｅＣ＋ ＋ ＶｃｅＣ−）に従って算出することができ、位相Ｃの電力による位相Ｂの最高温部の温度ＴＢ２１２をＴＢ２と呼ぶ。同様に、電流Ｉｏが位相Ａに印加される場合、位相ＡのＩＧＢＴによって放散される電力は、等式ＰＡ＝Ｉｏ^*（ＶｃｅＡ＋ ＋ ＶｃｅＡ−）に従って算出することができ、位相Ａの電力による位相Ｂの最高温部の温度ＴＢ２１２をＴＢ３と呼ぶ。

次いで、位相Ｂ、Ｃ、およびＡの電流により位相Ｂ下の温度を上昇させる熱抵抗は、以下の等式に従って計算することができる。

δＴＢ１＝ＲＢ^*ＰＢ
δＴＢ２＝ＲＢＣ^*ＰＣ
δＴＢ３＝ＲＢＡ^*ＰＡ
上記の等式で、ＲＢは、位相Ｂの電力ＰＢにより位相Ｂ下の温度を上昇させる熱抵抗である。ＲＢＣは、位相Ｃの電力ＰＣにより位相Ｂ下の温度を上昇させる熱抵抗である。ＲＢＡは、位相Ａの電力ＰＡにより位相Ｂ下の温度を上昇させる熱抵抗である。したがって、位相Ｂ下の全温度差δＴＢは、以下の等式に従って算出することができる。

δＴＢ＝ＲＢ^*ＰＢ＋ＲＢＣ^*ＰＣ＋ＲＢＡ^*ＰＡ 等式３．１
位相Ａおよび位相Ｂに対して同じ分析を繰り返すことで、以下の式が得られる。

δＴＣ＝ＲＣ^*ＰＣ＋ＲＢＣ^*ＰＢ＋ＲＣＡ^* 等式３．２
δＴＡ＝ＲＡ^*ＰＡ＋ＲＢＡ^*ＰＣ＋ＲＢＡ^*ＰＢ 等式３．３
上記の等式では、ＲＣＢ＝ＲＢＣ、ＲＢＡ＝ＲＡＢ、およびＲＣＡ＝ＲＡＣであることが考慮される。さらに、熱抵抗は通常、以下の等式３．４に示すように、温度差を電力で割った値として表すことができ、ここでＸはＡ、Ｂ、またはＣに等しいものとすることができる。

ＲＸｔ＝δＴＸ／ＰＸ、ただしＸ＝Ａ、Ｂ、またはＣ 等式３．４
等式３．１、等式３．２、および等式３．３に等式３．４を代入することで、以下の式が得られる。

ＲＡｔ＝δＴＡ／ＰＡ＝ＲＡ＋ＲＣＡ^*（ＰＣ／ＰＡ）＋ＲＢＡ^*（ＰＢ／ＰＡ） 等式３．５
ＲＢｔ＝δＴＢ／ＰＢ＝ＲＢ＋ＲＢＡ^*（ＰＡ／ＰＢ）＋ＲＢＣ^*（ＰＣ／ＰＢ） 等式３．６
ＲＣｔ＝δＴＣ／ＰＣ＝ＲＣ＋ＲＢＣ^*（ＰＢ／ＰＣ）＋ＲＣＡ^*（ＰＡ／ＰＣ） 等式３．７
上記の等式では、ＲＡｔは位相Ａに対する実効熱抵抗を表し、位相Ａの全電力（ＰＡ）を掛けた場合、３つの位相を流れる電力が異なる等式３．３の場合と同じδＴＡが得られる。同様の定義がＲＢｔおよびＲＣｔにも当てはまる。上記の等式を使用することで、図４Ａ〜Ｃに示す試験構成を使用して熱試験を行うことができる。試験結果の分析のため、ＩＧＢＴの部分ごとの変動は、Ｖｃｅ＿ｓａｔに無視できるほどの影響しか与えないものとする。したがって、電流Ｉｏによりそれぞれの位相で放散される電力はほぼ同じであり、本明細書でＰｐｈａｓｅと呼ばれることが考慮される。さらに、Ｐｐｈａｓｅは、電流Ｉｏによって判定される既知の値である。温度δＴＡ、δＴＢ、δＴＣを判定するために、図５に関連して以下に示す試験構成を使用して、温度測定を行うことができる。

図５は、図４および図７に関連して論じる温度を測定する熱電対構成を示すブロック図である。図５に示すように、位相Ａ２０２、位相Ｂ２０４、および位相Ｃ２０６に対応するそれぞれのＩＧＢＴモジュールにおいて、ケース３０４に熱電対５００を取り付けることができる。これらの熱電対５００を１〜１２のラベルで示す。下記の試験では、冷却空気流は、矢印５０２によって示すように、デュアルＩＧＢＴの３つすべてにわたって均等に分散されていた。図５の熱電対構成を使用することで、図４Ａ〜Ｃに示すそれぞれの試験構成に対する熱データを集めることができる。一実施形態では、各デュアルＩＧＢＴにおいてその位相の最高温部を識別するために、４つの熱電対が配置される。各デュアルＩＧＢＴに対して、４つの熱電対によって測定される最高温の温度を分析で使用することができる。

図４Ａに示す試験構成では、電流Ｉｏは３つの位相すべてに印加される。したがって、ＰＡ＝ＰＢ＝ＰＣ＝Ｐｐｈａｓｅである。定常に到達した後、それぞれの位相の最高温部のケース３０４の温度を測定することができ、ヒートシンクを流れる空気の温度を、事前に選択されたレベルで制御することができる。電力データおよび測定温度データを使用することで、等式３．５、等式３．６、および等式３．７を使用して、熱抵抗ＲＡｔ、ＲＢｔ、ＲＣｔを算出することができ、以下のように簡約される。

ＲＡｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴ＝δＴＡ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＡ＋ＲＢＡ＋ＲＣＡ 等式３．８
ＲＢｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴ＝δＴＢ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＢ＋ＲＢＡ＋ ＲＢＣ 等式３．９
ＲＣｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴ＝δＴＣ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＣ＋ＲＢＣ＋ＲＣＡ 等式３．１０
上記の等式では、ＲＡｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴ、ＲＢｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴ、およびＲＣｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴは、図４Ａに示す試験構成を使用して収集されたデータに対して算出される熱抵抗ＲＡｔ、ＲＢｔ、およびＲＣｔである。ＲＡｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴ、ＲＢｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴに対する試験結果を、表１および表２に示す。表１および表２に示すように、試験は、異なる電流レベルおよび異なる空気流量で繰り返すことができる。

図４Ｂに示す試験構成では、電流Ｉｏは位相Ｂ２０４および位相Ｃ２０６に印加される。したがって、ＰＢ＝ＰＣ＝ＰｐｈａｓｅおよびＰＡ＝０である。定常に到達した後、それぞれの位相の最高温部のケース３０４の温度を測定することができ、ヒートシンク３０６（図３）を流れる空気の温度を測定することができる。電力データおよび測定温度データを使用することで、等式３．６および等式３．７を使用して、熱抵抗ＲＢｔおよびＲＣｔを算出することができ、以下のように簡約される。

ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＣＢ＝δＴＢ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＢ＋ＲＢＡ＋ＲＢＣ 等式３．１１
ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＢ＝δＴＣ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＣ＋ＲＢＣ＋ＲＣＡ 等式３．１２
上記の等式では、ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＣＢおよびＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＢは、図４Ｂに示す試験構成を使用して収集されたデータに対して算出される熱抵抗ＲＢｔおよびＲＣｔである。ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＣＢに対する試験結果を、表３に示す。表３に示すように、試験は、図４Ａの試験構成と同じ電流レベルおよび空気流量で繰り返すことができる。

図４Ｃに示す試験構成では、電流Ｉｏは位相Ａ２０２および位相Ｃ２０６に印加される。したがって、ＰＡ＝ＰＣ＝ＰｐｈａｓｅおよびＰＢ＝０である。定常に到達した後、それぞれの位相の最高温部のヒートシンク３０６の温度を測定することができ、ヒートシンク３０６を流れる空気の温度を測定することができる。電力データおよび測定温度データを使用することで、等式３．５および等式３．７を使用して、熱抵抗ＲＡｔおよびＲＣｔを算出することができ、以下のように簡約される。

ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡ＝δＴＡ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＡ＋ＲＢＡ＋ＲＢＡ 等式３．１３
ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡ＝δＴＣ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＣ＋ＲＢＣ＋ＲＣＡ 等式３．１４
上記の等式では、ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡおよびＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡは、図４Ｃに示す試験構成を使用して収集されたデータに対して算出される熱抵抗ＲＡｔおよびＲＣｔである。ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡに対する試験結果を、表４に示す。表４に示すように、試験は、図４Ａおよび図４Ｂの試験構成と同じ電流レベルおよび空気流量で繰り返すことができる。

表１〜４に記載の試験データに基づいて、ＲＢｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴがＲＢｔ＿ｈｂ＿ＣＢにほぼ等しいため、位相Ａの電力は、位相Ｂの測定にそれほど影響を与えないことが理解されよう。同様に、ＲＡｔ＿ｉｎｖ＿ＴＥＳＴがＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡにほぼ等しいため、位相Ｂの電力は、位相Ａの測定にそれほど影響を与えない。したがって、ＲＡＢ＝ＲＢＡ＝０である。したがって、等式３．８〜３．１４は、以下のように簡約することができる。

ＲＡｔ＿ｉｎｖ＝δＴＡ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＡ＋ＲＣＡ 等式３．１５
ＲＢｔ＿ｉｎｖ＝δＴＢ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＢ＋ＲＢＣ 等式３．１６
ＲＣｔ＿ｉｎｖ＝δＴＣ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＣ＋ＲＢＣ＋ＲＣＡ 等式３．１７
ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＣＢ＝δＴＢ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＢ＋ＲＢＣ 等式３．１８
ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＢ＝δＴＣ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＣ＋ＲＢＣ 等式３．１９
ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡ＝δＴＡ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＡ＋ＲＣＡ 等式３．２０
ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡ＝δＴＣ／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＣ＋ＲＣＡ 等式３．２１
等式３．１５〜３．２１を使用して、以下の等式３．２２〜３．２７を導出することができる。具体的には、等式３．１７と等式３．１９を組み合わせることで、以下の式が提供される。

ＲＣｔ＿ｉｎｖ−ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＢＣ＝ＲＣＡ 等式３．２２
等式３．２０と等式３．２２を組み合わせることで、以下の式が提供される。

ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡ−ＲＡＣ＝ＲＡ 等式３．２３
等式３．２１と等式３．２２を組み合わせることで、以下の式が提供される。

ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡ−ＲＡＣ＝ＲＣ 等式３．２４
等式３．１７と等式３．２１を組み合わせることで、以下の式が提供される。

ＲＣｔ＿ｉｎｖ−ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡ＝ＲＣＢ 等式３．２５
等式３．１８と等式３．２５を組み合わせることで、以下の式が提供される。

ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＢＣ−ＲＢＣ＝ＲＢ 等式３．２６
また、認証チェックのために、等式３．１９と等式３．２５を組み合わせて、以下の式を提供することができる。

ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＢＣ−ＲＣＢ＝ＲＣ 等式３．２７
等式３．２２〜３．２５を使用して、熱試験結果からパラメータＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＣＢ、およびＲＣＡを導出することができる。上記の熱試験のそれぞれに対して、測定（熱電対）がヒートシンク上ではなくデュアルＩＧＢＴのケース上に位置していたため、算出された熱抵抗に補正係数を適用して、ＩＧＢＴモジュール３０２のケース３０４とヒートシンク３０６との間の熱グリース３０８（図３）を相殺することができる。具体的には、上記のように、ＲＸｔ＿ＴＥＳＴ（試験データから算出される熱抵抗）は、位相Ｘ下の最高温部のケース温度Ｔ＿ＴＥＳＴから吸気温度Ｔａｉｒを引いた値を、位相Ｘの電力ＰＸで割った値に等しく、ここでＸはＡ、Ｂ、またはＣとすることができる。したがって、Ｐｏが１つのＩＧＢＴおよび１つのダイオードの電力放散であり、Ｐｄｉｏｄｅ＝０である場合、ケース温度Ｔ＿ＴＥＳＴは、以下の式に従って表すことができる。

Ｔ＿ＴＥＳＴ＝Ｔｃａｓｅ＝Ｔａｉｒ＋Ｐｏ^*Ｒｔｈ＿ｃｈ＋ＰＸ^*ＲＸｔ
上式で、Ｒｔｈ＿ｃｈはケースとヒートシンクの熱抵抗を表し、ＰｏはＰｐｈａｓｅ／２に等しい。ＰＸに２^*Ｐｏを代入し、Ｔ＿ＴＥＳＴ−Ｔａｉｒについて解くことで、以下の式が得られる。

Ｔ＿ＴＥＳＴ−Ｔａｉｒ＝２^*Ｐｏ^*［（Ｒｔｈ＿ｃｈ／２）＋ＲＸｔ］
したがって、以下の式が得られる。

［Ｔ＿ＴＥＳＴ−Ｔａｉｒ］／Ｐｐｈａｓｅ＝ＲＸｔ＿ＴＥＳＴ＝（Ｒｔｈ＿ｃｈ／２）＋ＲＸｔ
図３に関連して上述したように、Ｒｔｈ＿ｃｈは、０．０１８℃／ワット（℃／Ｗ）にほぼ等しいものとすることができる。したがって、上式に基づいて、ＲＸｔは、以下の式に従って判定することができ、ＸはＡ、Ｂ、またはＣとすることができる。

ＲＸｔ＝ＲＸｔ＿ＴＥＳＴ−０．００９ 等式３．２８
等式３．２８では、ＲＸｔ＿ＴＥＳＴは、以下の等式を使用して判定することができ、ここでＭａｘＴｃａｓｅＸは、ケースＸの熱電対５００（図５）から得られる最大温度を表す。

ＲＸｔ＿ＴＥＳＴ＝（ｍａｘＴｃａｓｅＸ−Ｔａｉｒ）／（Ｖｃｅ１Ｘ＋Ｖｃｅ２Ｘ）^*Ｉｏ 等式３．２９
上記の補正係数は、試験データから算出される熱抵抗に適用することができる。これらの結果の概要を、以下の表５および表６に提供する。

表５は、補正係数が適用された試験データから算出される熱抵抗を示す。等式３．２２〜３．２５を適用することで、表５の値から表６に示す熱抵抗が得られる。表６に示す値を認証するために、熱抵抗ＲＣＡ、ＲＣＢ、ＲＣ、ＲＢ、およびＲＡを使用して、図４Ｄに示す試験構成に対する推定温度読取値を算出することができる。次いで、推定温度読取値は、図４Ｄに示す試験構成に対する測定温度読取値と比較することができる。推定温度読取値は、たとえば表６からの試験値を使用して等式３．１〜３．３に従ってプログラムされたＭａｔｌａｂ（登録商標）コンピュータモデルを使用して、コンピュータモデル化することができる。この認証の結果について、図６Ａ〜Ｆに関連して以下に論じる。

図６Ａ〜Ｆは、図４Ｄに示す試験構成を使用して、測定温度とコンピュータモデル化温度の比較を時間とともに示すグラフである。図６Ａ〜Ｆでは、コンピュータモデル化温度は、表６からの熱抵抗に対する実際の（平均化されていない）試験値およびＶｃｅに対する試験データを使用して算出された。さらに、上記の熱インピーダンス（ＣＸと並列のＺＸ＝ＲＸ）の熱容量は、ＣＡ＝２２８８ジュール／℃、ＣＢ＝２５６５ジュール／℃、ＣＣ＝３０７７ジュール／℃、ＣＣＡ＝１７，３８８ジュール／℃、ＣＣＢ＝３０，５７３ジュール／℃という値に設定された。これらの熱容量について、図７Ａおよび図７Ｂに関連して以下でさらに説明する。

図６Ａ〜Ｃは、測定温度と、２００ＳＣＦＭの空気流および２００アンペアの電流Ｉｏに対して判定されたコンピュータモデル化温度とを比較する。図６Ａは、位相Ａの最高温部におけるケース温度Ｔｃａｓｅのグラフを示す。図６Ｂは、位相Ｂの最高温部におけるケース温度Ｔｃａｓｅのグラフを示す。図６Ｃは、位相Ｃの最高温部におけるケース温度Ｔｃａｓｅのグラフを示す。同様に、図６Ｄ〜Ｆは、測定温度と、６０ＳＣＦＭの空気流および１００アンペアの電流Ｉｏに対して判定されたコンピュータモデル化温度とを比較する。図６Ｄは、位相Ａの最高温部におけるケース温度Ｔｃａｓｅのグラフを示す。図６Ｅは、位相Ｂの最高温部におけるケース温度Ｔｃａｓｅのグラフを示す。図６Ｆは、位相Ｃの最高温部におけるケース温度Ｔｃａｓｅのグラフを示す。

図６Ａ〜Ｆのそれぞれにおいて、測定温度を実線６０２で表し、コンピュータモデル化温度を破線６０４で表す。図６Ａ〜Ｆに示すように、測定温度およびコンピュータモデル化温度は、非常に近接している。具体的には、測定温度とコンピュータモデル化温度の差は、摂氏約０．４〜４．４度（℃）で変動する。したがって、上記の熱抵抗および熱モデルは、ダブルＨブリッジ２００内の温度をモデル化するのに適した方法を提供することが理解されよう。

一実施形態では、回帰技法を使用して、熱抵抗ＲＣＡ、ＲＡ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＢに対する等式を、冷却空気の流量の関数として導出することができる。図４Ａ〜Ｃに示す試験構成のそれぞれに対して、試験データを収集することができる。各試験構成に対して、２００、１５０、１００、６０、３５、および０ＳＣＦＭの空気流ならびに２００Ａ、１００Ａ、および５０Ａの電流Ｉｏで、熱試験を実行することができる。また、異なるダブルＨブリッジ間の部分ごとの変動を見つけるために、空気流２００ＳＣＦＭならびに２００Ａ、１００Ａおよび５０Ａで、５つの追加のダブルＨブリッジモジュールが試験された。これらの試験から集められたデータを、以下で表１〜１４に示す。表８、表１０、表１２、表１４、表１６、表１８、および表２０では、ラベルＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、およびＳ６は、試験で使用される異なるモジュールに対して集められたデータを表す。

等式３．２２〜３．７７から、ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＣＡを計算するために使用されるパラメータは、ＲＣｔ＿ｉｎｖ、ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＢＣ、ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＢＣ、ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡ、およびＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡである。異なるダブルＨブリッジ間のこれらのパラメータの部分ごとの変動について、統計的分析を使用して説明することができる。たとえば、表８、表１０、表１２、表１４、表１６、表１８、および表２０に示すデータは、Ｍｉｎｉｔａｂ（登録商標）などの統計モデル化パッケージ内へ入力することができる。これらのパラメータに対する統計データを、以下で表２１に示す。

この統計データを使用して、パラメータＲＣｔ＿ｉｎｖ、ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＢＣ、ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＢＣ、ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡ、およびＲＣｔ＿ｈｂ＿ＣＡのそれぞれに対する仕様上限（ＵＳＬ）、ならびにその結果得られる熱抵抗ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＣＡに対する仕様上限を判定することができる。たとえば、等式３．２２〜３．２７ならびに表２１に示す熱抵抗パラメータに対して算出される平均および標準偏差を使用することで、モンテカルロ分析などの統計的分析を適用して、２００ＳＣＦＭのＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、ＲＣＡに対する平均（μ）および標準偏差（σ）を得ることができる。２００ＳＣＦＭの各熱抵抗ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、ＲＣＡに対する平均および標準偏差を使用することで、以下の等式を使用して、２００ＳＣＦＭの熱抵抗のそれぞれに対するＵＳＬを算出することができる
Ｚ＝（ＵＳＬ−μ）／σ
上記の等式で、Ｚは、仕様上限と平均値との間に適合できる標準偏差の数を表し、ＵＳＬ、μｏ、およびσｏは、２００ＳＣＦＭの特有の熱抵抗パラメータＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、ＲＣＡに対する仕様上限、平均、および標準偏差を表す。Ｚ＝３を使用し、ＵＳＬについて解くことで、以下の式が提供される。

ＵＳＬ＝σ^*３＋μ
３のＺ値を使用することで、ダブルＨブリッジ設計が部分ごとの大きな変動に対応するのに十分に頑丈であることを確実にする。表２１では、各熱抵抗（ＲＡ、ＲＣＡ、ＲＣなど）の平均（μｏ）および標準偏差（σｏ）は、２００ＳＣＦＭの冷却に対して識別されている。これらの値およびＺ＝３を使用することで、ＵＳＬＲＸＸ＿２００ＳＣＦＭを識別することができる。次いで、Ｋ１＝μｏ／ＲＸＸ２００ＳＣＦＭ、Ｋ２＝ＵＳＬＲＸＸ２００ＳＣＦＭ／ＲＸＸ２００ＳＣＦＭ、およびＫ３＝σｏ／ＲＸＸ２００ＳＣＦＭの比を識別することができる。これらの比、等式３．２２〜３．２７、ならびに表７、表９、表１１、表１３、および表２１からのデータを使用することで、試験されたすべての冷却条件のＵＳＬＲＸＸを識別することができる。熱抵抗値ＲＣＡの例示的な計算を、以下で表２２および表２３に示す。この例では、表２１からのデータを使用する熱抵抗ＲＣＡに対する統計的分析により、０．０５０９２の２００ＳＣＦＭの平均（μｏ）および０．００１５３の２００ＳＣＦＭの標準偏差（σｏ）が提供された。これらの値は、以下で表２２および表２３に示す例示的な計算で使用された。

熱抵抗ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＣＡのそれぞれに対して上記の同じ方法を使用することで、以下で表２４に示すＵＳＬ値が提供される。

次いで、各熱抵抗ＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＣＡに対して得られるＵＳＬ値を使用して、熱抵抗のそれぞれに対する回帰式を導出することができる。たとえば、ＵＳＬ値に回帰技法を適用して、ヒートシンクを冷却するために使用される空気流量の関数として各熱抵抗のＵＳＬを算出する等式を導出することができる。表２４の例示的なデータに回帰技法を適用することで、以下の回帰式が提供された。

ＲＣＡ＝−０．０２３２８＋０．３０６８５／（１＋（（ＳＣＦＭ／２．２１６）＾０．４８７）） 等式３．３０
ＲＡ＝−０．０５８２６＋０．５３５７／（１＋（（ＳＣＦＭ／１０．９８）＾０．４６）） 等式３．３１
ＲＣ＝−０．０１４５＋０．３９４／（１＋（（ＳＣＦＭ／９．１５８）＾０．５６８）） 等式３．３２
ＲＢＣ＝−０．０１５４７＋０．７５３７／（１＋（（ＳＣＦＭ／２．１９８）＾０．７７９）） 等式３．３３
ＲＢ＝０．０４５６０７＋０．１２５１５^*ｅｘｐ（−ＳＣＦＭ／６５．１）＋０．２９１^*ｅｘｐ（−ＳＣＦＭ／１０．６） 等式３．３４
一実施形態では、それぞれの位相に対する熱容量を判定することができる。各位相の熱容量を判定するために、図４Ｂおよび図５に記載の試験構成を使用して、熱試験温度を得ることができる。具体的には、図４Ｂに関連して記載した位相Ｂおよび位相ＣのデュアルＩＧＢＴモジュールに、電流Ｉｏを印加することができる。空気流をヒートシンクへ引き続き供給しながら、電流Ｉｏをオフにした後、温度測定を行うことができる。一実施形態では、熱冷却試験中の空気流量は、１５０ＳＣＦＭおよびＩｏ＝２００Ａに設定することができる。熱試験測定は、１組の熱冷却曲線を定義する。１５０ＳＣＦＭおよびＩｏ＝２００Ａの試験に対して熱冷却曲線を使用することで、位相Ｂの熱インピーダンスに対してヒートシンクの熱時定数τが１５１秒であることが識別された。次いで、以下の式を使用して、ＲＢｔと並列に位置する熱容量ＣＢを判定することができる。

τ＝ＲＢｔ^*ＣＢ
０．０５８８６８℃／Ｗの１５０ＳＣＦＭの平均ＲＢｔ値（ＲＢｔ＿ｈｂ＿ＢＣ＿ＴＥＳＴ−０．００９）を適用し、ＣＢについて解くことで、以下の式が得られる。

ＣＢ＝１５１／０．０５８８６８＝２５６５ジュール／℃
上記の等式では、ＲＢｔの値はＵＳＬ値ではなく、表１７に示す測定試験データであることに留意されたい。さらに、試験冷却曲線を時間の関数として記述する等式は、次のように表すことができる。

δＴＢ＝（３３．８−０．８）^*ｅｘｐ（−ｔ／１５１）＋０．８
上式で、ｔは時間であり、δＴＢは、所与の時間ｔに対する位相Ｂの温度の変化を表す。試験データから、３３．８℃は、ｔ＝０の開始温度であり、０．８℃は、冷却曲線の最終温度（オフセット）である。この式は、冷却曲線が指数形式を有するという仮定に基づく。上記の等式を使用して、位相Ｂの推定温度ＴＢから吸気の温度Ｔｉｎｌｅｔを引いた値を時間ｔとともに表す推定冷却曲線を算出することができる。仮定した指数の挙動を証明するには、図７Ａに示すように、この結果得られる曲線と、測定冷却曲線とを比較することができる。

図７Ａは、位相Ｂの推定冷却曲線と位相Ｂの測定冷却曲線とを比較するグラフである。具体的には、ｙ軸は、位相Ｂの温度ＴＢから吸気の温度Ｔｉｎｌｅｔを引いた値を℃単位で表す。ｘ軸は、時間ｔを秒単位で表す。図７Ａのグラフでは、ＴＢ−Ｔｉｎｌｅｔに対する測定冷却曲線を実線７０２で表し、ＴＢ−Ｔｉｎｌｅｔに対する推定冷却曲線を破線７０４で示す。図７Ａのグラフに基づいて、推定冷却曲線は測定冷却曲線に密接に適合することが理解されよう。図７Ｂに示すように、同じ時定数τを適用して、位相Ｃに対する推定冷却曲線を算出することもできる。

図７Ｂは、位相Ｃの推定冷却曲線と位相Ｂの測定冷却曲線とを比較するグラフである。具体的には、ｙ軸は、位相Ｃの温度ＴＣから吸気の温度Ｔｉｎｌｅｔを引いた値を℃単位で表す。ｘ軸は、時間ｔを秒単位で表す。図７Ｂのグラフでは、ＴＢ−Ｔｉｎｌｅｔに対する測定冷却曲線を実線７０２で表し、ＴＢ−Ｔｉｎｌｅｔに対する推定冷却曲線を破線７０４で示す。図７Ｂのグラフに基づいて、推定冷却曲線は測定冷却曲線に密接に適合することが理解されよう。したがって、位相Ｂに対して導出される同じ時定数τを適用して、位相Ｃの冷却を予測することもできる。３つの位相はすべて同じヒートシンクに結合され、それによって各位相に対して同じ熱量を提供するため、熱時定数τがすべての位相に対して同じであることは適当である。

上記の説明に基づいて、所与の空気流量における熱時定数τは、各位相に対して同じであることが理解されよう。さらに、τは、以下の式に従って判定することができ、ここでＲｔｈは熱抵抗を表し、Ｃｔｈは熱容量を表す。

τ＝Ｒｔｈ^*Ｃｔｈ
熱容量Ｃｔｈについて解くことで、以下の式が得られる。

Ｃｔｈ＝τ／Ｒｔｈ
ダブルＨブリッジが異なる空気流量で動作される場合、各位相の熱容量Ｃｔｈは一定のままであるが、τおよびＲｔｈは変化する。したがって、ＣＢは任意の空気流量に対して２５６５Ｊ／℃に等しいが、ＲＢｔはＲＢｔ（１５０ＳＣＦＭ）から変化し、したがってτは１５１秒から変化する。１５０ＳＣＦＭの空気流量で位相が異なる場合、τは１５１秒のままであることが分かる。ＲＡｔはＲＢｔとは異なり、ＲＢｔはＲＣｔとは異なるため、ＣＢはＣＣとは異なり、ＣＣはＣＡとは異なる。位相Ｃおよび位相Ａの熱容量ＣＣおよびＣＡについて解くことで、以下の式が得られる。

ＣＣ＝τ／ＲＣｔ＿ｈｂ＿ＢＣ＿ＴＥＳＴ−０．００９＝１５１／０．０４９０７８＝３０７７Ｊ／℃
ＣＡ＝τ／ＲＡｔ＿ｈｂ＿ＣＡ＿ＴＥＳＴ−０．００９＝１５１／０．０６５９８７＝２２８８Ｊ／℃
上記で展開させた熱インピーダンスモデルを使用することで、様々な負荷条件および空気流量でダブルＨブリッジの位相のそれぞれに適用できる熱抵抗および熱容量に対する値を判定することができる。次いで、これらの値を使用して、正常動作中のダブルＨブリッジの熱的挙動を予測することができる。動作中のダブルＨブリッジの熱的挙動を予測できることで、ダブルＨブリッジおよび関連する制御回路に対する複数の有用な改善を可能にすることができる。たとえば、図２１〜２４に関連して以下でさらに説明するように、改善された通気および温度過昇防止技法を展開させることができる。様々な関連する熱インピーダンスを推定する等式を識別した後、本発明者らは、各位相における電力放散を推定する処理を展開させ、２つを組み合わせることで、各位相におけるＩＧＢＴの接合温度を推定する。
接合温度推定モデル
図８は、実施形態によるダブルＨブリッジを使用するシステムのブロック図である。図８に示すように、ダブルＨブリッジの位相Ａ２０２の出力は、変圧器８０４および１対のシリコン制御整流器（ＳＣＲ）８０６を通って界磁巻線８０２に結合される。ダブルＨブリッジの位相Ｃ２０６の出力は、変圧器８１０、ならびにダイオード８１２、キャパシタ８１４、およびインダクタ８１６などのバッテリ充電回路を通って、バッテリ８０８に結合される。位相Ｂの出力は、バッテリ８０８と界磁巻線８０２の両方に共通であり、両方の変圧器８０４および８１０に結合される。位相ＡのＩＧＢＴの出力電圧を、本明細書ではＶａと呼び、位相ＢのＩＧＢＴの出力電圧を、本明細書ではＶｂと呼び、位相ＣのＩＧＢＴの出力電圧を、本明細書ではＶｃと呼ぶ。図８に示すダブルＨブリッジ構成では、バッテリ８０８および界磁巻線８０２に対してＤＣ入力電圧Ｖｌｉｎｋの分離と低減の両方が提供されているが、界磁巻線８０２には電圧の低減のみが使用される。動作中、図９に示す波形を生成するように、ＩＧＢＴを切り換えることができる。

図９は、位相Ａ、位相Ｂ、および位相ＣのＩＧＢＴの出力電圧のグラフである。図９のグラフでは、線９０２は、位相Ｂの電圧出力Ｖｂ＋を表す。位相ＡまたはＢの電圧出力を線９０４で表し、Ｖｊ＋と呼び、ここでｊはＡまたはＢに等しいものとすることができる。Ｖｂ＋とＶｊ＋の差は、変圧器（どちらの位相が有効であるかに応じて変圧器８０４または８１０）の１次巻線内の電圧であり、これを本明細書ではＶｐｒｉｍと呼び、線９０６で表す。一実施形態では、両方の出力波形の期間Ｔ９０８を、約１／６００秒とすることができる。線９１０で示す時間ｔｏｎは、対応するＩＧＢＴがオンに切り換えられており、出力電流を変圧器８０４または８１０へ伝導している時間量を表す。

図１０は、図９の出力電圧に予想出力電流を重ね合わせたグラフである。図１０のグラフでは、破線１００２は、位相Ｂの電流出力Ｉｂ＋を表す。位相ＡまたはＢの電流出力を破線１００４で表し、Ｉｊ＋と呼び、ここでｊはＡまたはＢに等しいものとすることができる。Ｉｂ＋とＩｊ＋の和は、変圧器（どちらの位相が有効であるかに応じて８０４または８１０）の１次巻線内の電流であり、これを本明細書ではＩｐｒｉｍと呼び、線１００６で表す。さらに、網掛けされている領域は、モジュールのフリーホイールダイオード２０８内の電流を表す。一実施形態では、ＩＧＢＴ１０４およびダイオード２０８内の電流波形の特性を判定して、各位相の１対のＩＧＢＴ１０４内の不均等な電力損失を予測するモデルを提供することができる。導出された電力損失モデルに基づいて、各位相に対するＩＧＢＴ１０４の接合温度をモデル化することができる。

図１１は、単一のＨブリッジからの出力電流のグラフである。図１１のグラフについて、図１および図８に関連して説明する。出力１１２（図１）は、変圧器８０４または８１０の１次巻線（図８）に結合することができる。図１に示すＨブリッジ１００などのＨブリッジ構成を考えると、出力１１２の平均負荷電流は、変圧器８０４または８１０の２次巻線内の平均電流に等しく、測定によって判定することができる。既知の平均負荷電流を使用することで、以下の等式によって変圧器の１次巻線内の平均電流を得ることができる。

Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅ＝（Ｉｌｏａｄ＿ａｖ／ｎ）＋Ｉｍａｇｎ 等式４．１
上記の等式では、Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅは、変圧器８０４または８１０の１次巻線内の平均電流を表し、ｎは、変圧器の巻数比に等しく、Ｉｍａｇｎは、変圧器８０４または８１０の磁化電流を表す。一実施形態では、バッテリ８０８に対応する変圧器８１０の場合、ｎは約２．８７５であり、界磁巻線８０２に対応する変圧器８０４の場合、ｎは約６．３３である。さらに、磁化電流Ｉｍａｇｎは、両方の変圧器８０４および８１０に対して約３０アンペアとすることができる。変圧器８０４または８１０の１次巻線内の平均電流を、図１１に線１１０２で示す。

さらに、単一の期間Ｔに対して、変圧器の１次巻線内の平均電流Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅは、Ｈブリッジの２つの位相間で分割され、線１１０４で表すＩ＿ｐｈａｓｅ＿１＿ａｖｅｒａｇｅおよび線１１０６で表すＩ ｐｈａｓｅ＿２＿ａｖｅｒａｇｅが得られる。したがって、期間Ｔ全体にわたる単一の位相に対する平均電流は、Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅの２分の１に等しく、これをＩｋと呼び、線１１０８で表す。さらに、単一の位相に対する電流波形の実際の形状を線１１０８および１１１０で示し、ここで、線１１０８はＩＧＢＴ１０４内の電流を表し、線１１１０はダイオード２０８内の電流を表す。ダブルＨブリッジ２００の位相Ａおよび位相Ｃに対する電流波形について、図１２〜１５に関連して以下でさらに説明する。

図１２Ａは、位相Ａまたは位相ＣのＩＧＢＴ１０４に対する電流波形のグラフである。図１２Ａに示すように、電流波形は、率ａで上昇する電流を特徴とする第１の部分１２０２と、率ｂで上昇する電流を特徴とする第２の部分１２０４とを含むことができる。率ａおよびｂは、以下の等式を使用して得ることができる。

ａ＝ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｄｃ／［Ｌｌｅａｋ］ 等式４．２
ｂ＝ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｄｃ／［Ｌｌｅａｋ＋Ｌｍａｇｎ｜｜Ｌｌｏａｄ^*ｎ²］ 等式４．３
上記の等式では、Ｌｌｅａｋは、変圧器８０４（約２９ｕＨ）または８１０（約２３ｕＨ）の１次巻線の漏れインダクタンスを表し、Ｌｍａｇｎは、変圧器８０４（約２６ｍＨ）または８１０（約４．９ｍＨ）の磁化インダクタンスであり、Ｌｌｏａｄは、変圧器８０４（約０．２２Ｈ）または８１０（約１ｍＨ）で見られる負荷のインダクタンスであり、ｎは、変圧器８０４または８１０の巻数比（図８参照）である。バッテリ８０８に対応する位相ＣのＩＧＢＴに対して算出される率ａおよびｂの一例を、表２５に示す。界磁巻線８０２に対応する位相ＡのＩＧＢＴに対して算出される率ａおよびｂの一例を、表２６に示す。

表２５および表２６に示す率ａおよびｂに対する結果に基づいて、リンク電圧Ｖｄｃ１０２（図８）のすべての値に対して、ａはｂよりはるかに大きいことを理解することができる。したがって、図１２Ａに示す電流波形は、図１２Ｂに示す電流波形に簡約することができる。図１２Ｂに示すように、第１の部分１２０２の傾きは無限であるものとする。

図１３Ａ〜Ｃは、位相ＢのＩＧＢＴ１０４およびダイオード２０８に対する電流波形を示すグラフである。図１０を参照すると、線１００６で表すＩｐｒｉｍは、どちらの位相が有効化されているかに応じて、位相Ａまたは位相Ｃの１次巻線内の電流を示す。位相Ｂは共通であるため、Ｉｐｒｉｍの＋ｖｅ部分はＢ＋ＩＧＢＴを流れ、Ｉｐｒｉｍの−ｖｅ部分はＢ−ＩＧＢＴを流れることが理解されよう。位相Ｂの電流の形状について、図１３Ａ〜Ｃに説明する。

図１３Ａに示すように、ＩＧＢＴがオンに切り換えられた時点（ｔ＝０）で、ＩＧＢＴ内の電流はＩｘ１３０２へ上昇する。ＩＧＢＴ１０４のオン時間ｔｏｎ中、ＩＧＢＴ１０４内の電流は率ｂでＩｙ１３０４へ上昇する。ＩＧＢＴ１０４が時間ｔｏｎ９１０でオフに切り換えられた後、ＩＧＢＴ１０４内の電流はゼロへ下降し、ダイオード２０８内の電流はＩｙ１３０４へ上昇する。次いで、ダイオード内の電流は率−ｂでゼロへ下降し、時間ｔ３を通過した後、ゼロに到達する。これを線１３０６で示す。位相ＢのＩＧＢＴを通る平均電流は、以下の等式を使用して判定することができる。

ＩＢａｖｅ＝Ｉｏ^*ｔｏｎ＋Ｉｏｄ^*［他の位相のダイオードが伝導する時間］ 等式４．４
上記の等式では、ＩＢａｖｅは、位相Ｂを通る平均電流であり、Ｉｏは、ＩｘおよびＩｙの平均であり、ｔｏｎ中の位相ＡまたはＣのＩＧＢＴ内の平均電流である。Ｉｏｄは、ダイオードがオンである時間中に位相ＡまたはＣのダイオードを通る平均電流である。どちらの場合でも、この電流はまた位相ＢのＩＧＢＴを通る。

−ｂの下降率ｄｉ／ｄｔは固定されているため、ダイオード電流の形状に対して３つの可能なシナリオがある。本明細書では、ｔ３は、２分の１の期間Ｔ／２からＩＧＢＴがオンである時間ｔｏｎを引いた値に等しい。さらに、ｔｆ（線１３０８で示す）は、Ｉｙ（ダイオードの初期電流）が減少してゼロになるのにかかる時間と定義され、Ｉｙ／ｂに等しい。時間ｔ４（図示せず）は、ｔ３中で、ダイオードが電流を伝える時間と定義される。さらに、ｔｚ（図示せず）は、デュアルＩＧＢＴ内の他方のＩＧＢＴ１０４がオンに切り換えられた時点におけるダイオード内の電流の大きさと定義される。第１のシナリオを図１３Ａに示す。図１３Ａは、ダイオード電流が２分の１の期間Ｔ／２でゼロに到達する場合を示す。言い換えれば、ｔ４はｔｆに等しく、ｔ３はｔｆに等しい。Ｔ／２で、デュアルＩＧＢＴ内の他方のＩＧＢＴ１０４はオンに切り換えられている。図１３Ａに示すシナリオでは、デュアルＩＧＢＴ内の他方のＩＧＢＴ１０４がオンに切り換えられた時点で、ダイオード内には電流が残っていない。言い換えれば、ｔｚは０に等しい。さらに、Ｉｐｒ＿ｄｉｏｄｅはｔｆ＝ｔ３で最大になることに留意されたい。

図１３Ｂは、ダイオード電流に対する第２のシナリオを示し、ｔｆはｔ３より小さい。図１３Ｂに示すシナリオでは、ｔ４はｔｆに等しく、Ｉｚはゼロに等しい。したがって、位相ＡおよびＣのどちらの場合でも、Ｉｐｒ＿ａｖに対するＩＧＢＴ電流の寄与は、以下の式に従って判定することができる。

Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｉｇｂｔ＝Ｉｏ^*ｔｏｎ^*ｆ 等式４．５
位相ＡおよびＣのどちらの場合でも、Ｉｐｒ＿ａｖに対するダイオード電流の寄与は、以下の式に従って判定することができる。

Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅ＝Ｉｏｄ^*ｔｆ^*ｆ 等式４．６
ダイオードを通る平均電流は、以下の等式を使用して判定することができる。

Ｉｏｄ＝（Ｉｙ＋Ｉｚ）／２＝Ｉｙ／２ 等式４．７
図１３Ｃは、ダイオード電流に対する第３のシナリオを示し、ｔｆはｔ３より大きい。図１３Ｃに示すシナリオでは、ｔ４はｔ３に等しく、Ｉｚはゼロ以外の値であり、これはＴ／２の終端で電流が残っていることを表し、この電流は、後にオフに切り換えられる電流である。位相ＡおよびＣのどちらの場合でも、Ｉｐｒ＿ａｖに対するＩＧＢＴ電流の寄与は、上記の等式４．５に従って判定することができる。図１３Ｃに示すシナリオでは、ダイオードを通る平均電流は、以下の等式を使用して判定することができる。

Ｉｏｄ＝（Ｉｙ＋Ｉｚ）／２→Ｉｚ＝２^*Ｉｏｄ−Ｉｙ、ただしＩｚ＞０ 等式４．８
図１３Ｃに示すシナリオでは、位相ＡおよびＣのどちらの場合でも、Ｉｐｒ＿ａｖに対するダイオード電流の寄与は、以下の式に従って判定することができる。

Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅ＝Ｉｏｄ^*ｔ３^*ｆ＝［Ｉｙ−ｂ^*ｔ３／２］^*ｔ３^*ｆ 等式４．９
上記の３つのシナリオに基づいて、ｔｆがｔ３以下である場合、ｔ４はｔｆに等しいことを理解することができる。さらに、位相ＢのＩＧＢＴがゼロの電流でスイッチオフに切り換わる場合、スイッチオフ損失は生じず、位相Ａまたは位相ＣのダイオードにはＥｒｒ損失は生じない。

上記の等式４．１から、所望の電流Ｉｌｏａｄ＿ａｖが分かっている場合、値Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅを計算することができることを理解することができる。Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅの２分の１は、１つの位相（５０％オン）からくる。したがって、以下の式が得られる。

Ｉｐｒ＿ａｖ／２＝Ｉｋ＝Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｉｇｂｔ＋Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅ 等式４．１０
さらに、電流Ｉｙはまた、以下の等式に示すように、Ｉｏの関数として表すこともできる。

Ｉｙ＝Ｉｏ＋ｂ^*（ｔｏｎ／２） 等式４．１１
Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅに関しては、ｔｆがｔ３以下である場合、等式４．６および等式４．７から以下の式が得られる。

Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅ＝（Ｉｙ／２）^*ｔｆ^*ｆ 等式４．１２
ｔｆがｔ３より大きい場合、等式４．９から以下の式が得られる。

Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅ＝（Ｉｙ−ｂ^*ｔ３／２）^*ｔ３^*ｆ 等式４．１３
ＩｙはＩｏの関数であり、定義によりＩｙ−ｂ^*ｔｆ＝０であるため、以下の等式を得ることができる。

ｔｆ＝Ｉｙ／ｂ＝［Ｉｏ＋（ｔｏｎ／２）］／ｂ
上記の等式は、２つの未知数Ｉｏおよびｔｏｎを有し、したがって上記に示した形式で解くことはできない。しかし、ｔｆ≧ｔ３である場合、Ｉｘのレベルおよび率ｂと組み合わせると、これはｔｏｎが十分に大きいことを示し、ｔ３時間（Ｔ／２−ｔｏｎ）は、ダイオードを通る電流が２分の１の期間が終了する前に消滅するのに十分ではない。これは、低電圧で高電流の動作の場合であり、ｔ４＝ｔ３であることが明らかである。他方では、ｔｆ＜ｔ３である場合、Ｉｘのレベルおよび率ｂ（したがって、Ｉｙ）と組み合わせると、これはｔｏｎが十分に大きくないことを示し、ｔ３時間（Ｔ／２−ｔｏｎ）は、ダイオードを通る電流が２分の１の期間が終了する前に消滅するのに十分である。これは、高電圧の動作の場合であり、ｔ４＝ｔｆであることが明らかである。

ｔ４＝ｔ３の場合（ｔｆ≧ｔ３の場合）、Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅの計算は非常に正確であることも理解されよう。Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅ（およびそこからＩｏ）を識別する際に２つの未知数の問題を解決するために、ｔ４＝ｔｆの場合（ｔｆ＜ｔ３の場合）、値Ｉｏｄがわずかに高く推定されることがあり、その結果、Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅもわずかに高く推定される。Ｉｏｄ＝Ｉｙ−ｂ^*ｔ４／２の計算でｔ４＝ｍｉｎ（ｔ３，ｔｆ）を使用することによって、Ｉｏｄの持続時間が正しいことを確実にすることができる。したがって、高い推定は、Ｉｏ（したがって、Ｉｏｄのレベル）を推定するときだけに生じる。ｔ４＝ｔ３を近似することによって、Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｄｉｏｄｅの計算は、ｔｆ≧ｔ３のときは非常に正確になり、ｔｆ＜ｔ３のときはわずかに高く推定される。したがって、Ｉｏを推定するときはｔ４＋ｔ３が使用される。これから、以下の等式が得られる。

ｔｆ＝ｔ３＝ｔ４＝Ｔ／２−ｔｏｎ＝１／（２^*ｆ）−ｔｏｎ 等式４．１４
ｔｏｎ＝（Ｖｐｒｉｍ／Ｖｄｃ）^*０．５／ｆｒ 等式４．１５
Ｖｐｒｉｍ＝Ｖｌｏａｄ^*ｎ 等式４．１６
例示的な実施形態では、Ｖｌｏａｄ＿ｂａｔｔ＝８０ＶおよびＴ／２＝１／１２００秒（ｆｒ＝６００Ｈｚ）の場合、Ｖｌｏａｄ＿ｆｉｅｌｄは、以下の等式に従って算出することができる。

Ｖｌｏａｄ＿ｆｉｅｌｄ＝０．１６１オーム^*Ｉｆｉｅｌｄ 等式４．１６ａ
したがって、負荷内のＩｆｉｅｌｄおよびＩｂａｔｔのレベルを知ることで、等式４．１６ａを使用してＶｌｏａｄ＿ｆｉｅｌｄまたはＶｌｏａｄ＿ｂａｔｔ＝８０Ｖを見つけることができ、これを使用することができる。等式４．１５を通じてこれらの値を使用することで、バッテリと励磁ケースの両方に対してｔｏｎを判定することができる。Ｉｙ＝Ｉｏ＋ｂ^*ｔｏｎ／２およびＩｙ＝Ｉｏｄ＋ｂ^*ｔ４／２を考えると、以下の式が得られる。

Ｉｏｄ＝Ｉｏ＋（ｂ／２）^*（ｔｏｎ−ｔ４） 等式４．１７
等式４．１４を使用して、以下の式が得られる。

Ｉｏｄ＝Ｉｏ＋（ｂ／２）^*［ｔｏｎ−１／（２^*ｆ）＋ｔｏｎ］→
Ｉｏｄ＝Ｉｏ−（ｂ／２））^*［（１／（２^*ｆ）−２^*ｔｏｎ］ 等式４．１８
等式４．５、等式４．９、等式および４．１０から、以下の式が得られる。

０．５^*Ｉｐｒ＿ａｖ＝Ｉｋ＝Ｉｏ^*ｔｏｎ^*ｆ＋Ｉｏｄ^*ｔ４^*ｆ
等式４．１８および等式４．１４からのｔｆを代入することで、以下の式が得られる。

０．５^*Ｉｐｒ＿ａｖ＝Ｉｋ＝Ｉｏ^*ｔｏｎ^*ｆ＋［Ｉｏ−（ｂ／２））^*［（１／（２^*ｆ）−２^*ｔｏｎ］^*［１／（２^*ｆ）−ｔｏｎ］^*ｆ 等式４．１９
等式４．３を再び参照すると、以下のことが分かる。

ｂ＝Ｖｄｃ／［Ｌｌｅａｋ＋Ｌｍａｇｎ｜｜Ｌｌｏａｄ^*ｎ²］
等式４．１から、以下の式が得られる。

Ｉｐｒ＿ａｖｅｒａｇｅ＝（Ｉｌｏａｄ＿ａｖ／ｎ）＋Ｉｍａｇｎ
したがって、等式４．１９は、１つの未知数Ｉｏのみを有する。この式を操作し、Ｉｏについて解くことで、以下の式が得られる。

Ｉｋ＝ｆ^*｛［Ｉｏ／（２^*ｆ）］−（ｂ／２））^*［（１／（２^*ｆ）−２^*ｔｏｎ］^*［（１／（２^*ｆ）−ｔｏｎ］｝→
Ｉｋ＝Ｉｏ／（２）−（ｂ^*ｆ）^*［（１／（２^*ｆ）−２^*ｔｏｎ］^*［（１／（２^*ｆ）−ｔｏｎ］→
Ｉｏ＝２^*Ｉｋ＋ｂ^*ｆ^*［（１／（２^*ｆ）−２^*ｔｏｎ］^*［（１／（２^*ｆ）−ｔｏｎ］ 等式４．２０
バッテリ充電例
等式４．２を使用することで、バッテリ８０８（図８）を含むバッテリ充電回路に対する定常仕様値を使用して、ＩｘおよびＩｙ（図１３Ａ〜Ｃ）に対する値を判定することができる。バッテリ充電回路に対する例示的な値を、以下で表２７に示す。

表２７では、Ｉｂａｔｔは平均バッテリ電流であり、Ｖｄｃはリンク電圧１０２である。さらに、表２７に示す計算では、変圧器８１０に対して８０ボルトのバッテリ電圧Ｖｌｏａｄ＿ｂａｔｔ、６００Ｈｚの周波数、および２．８７５の変圧器巻数比ｎを使用する。これらの値を使用することで、表２７に示すように、ａおよびｂに対する値を計算した。表２７に示すａおよびｂに対する値を使用することで、表２８に示す値を判定することができる。

表２８からの値に基づいて、Ｖｌｉｎｋが高くなればなるほど、ｔｏｎが小さくなり、ｔ３が大きくなることに留意されたい。また、Ｖｌｉｎｋの値がより高い場合、ｔ３＞ｔｆおよびｔ４＝ｔ３である。したがって、これらのＶｌｉｎｋレベルがより高い場合、２分の１の期間が終了する前にダイオード電流が消滅するため、Ｉｚはゼロになる。Ｖｌｉｎｋレベルがより高い場合はｔ４＝ｔｆ＜ｔ３であるため、ｔ４＋ｔｏｎ＜２分の１の期間＝０．０００８３３３秒である。さらに、ＩＧＢＴがオフに切り換わった場合、ピークＩｙ値は大きくなる（２８４Ａ＠１５００Ｖ）。上記の表からのＩｏ、ｔｏｎ、Ｉｏｄ、およびｔ４の精度を検証するために、これらの値を使用して、以下で表２９に示すように、平均負荷電流（Ｉｓｅｃ＿ａｖ）を推定することができる。

上記で論じたように、ｔ３＞ｔｆ＝ｔ４であるときは常に（Ｖｌｉｎｋ＝１３００Ｖおよび１５００Ｖ超の場合）、Ｉｏｄがわずかに高く推定されることがある。この結果、上記で表２９に示したように、Ｉｂａｔｔ＝Ｉｓｅｃ＿ａｖもわずかに高く推定される。他の場合（Ｖｌｉｎｋ２５０Ｖ〜ほぼ１３００Ｖの場合）はすべて、推定は非常に正確である。
励磁例
等式４．２を使用することで、界磁巻線８０２（図８）を含む励磁回路に対する定常値を使用して、ＩｘおよびＩｙ（図１３Ａ〜Ｃ）に対する値を判定することができる。バッテリ充電回路に対する例示的な値を、以下で表３０に示す。

表３０では、Ｉ＿ａｖ＿ｆｉｅｌｄは界磁巻線内の平均電流であり、Ｖｄｃはリンク電圧１０２である。さらに、表３０に示す計算では、変圧器８０４（図８）に対して８０ボルトのバッテリ電圧Ｖｌｏａｄ＿ｂａｔｔ、６００Ｈｚの周波数、および６．３３の変圧器巻数比ｎを使用する。これらの値を使用することで、表３０に示すように、ａおよびｂに対する値を計算した。表３０に示すａおよびｂに対する値を使用することで、表３１に示す値を判定することができる。

表３０および表３１からの値に基づいて、Ｌｂが大きい（２５．６３ｍＨ）ため、Ｖｌｉｎｋの動作範囲のすべてに対して率ｂは小さいことに留意されたい。これはまた、Ｉｘ、Ｉｏ、Ｉｙ（互いに近接）の相対的な値から見ることができる。ｂが小さいため、Ｖｌｉｎｋの動作範囲のすべてに対してｔｆ＞ｔ３である。したがって、所望の界磁電流が低すぎない限り、ｔ４は常にｔ３より大きく、したがってｔｏｎは非常に短くなる。上記の表からのＩｏ、ｔｏｎ、Ｉｏｄ、およびｔ４の精度を検証するために、これらの値を使用して、以下で表３２に示すように、平均負荷電流（Ｉｓｅｃ＿ａｖ）を推定することができる。

表３２に示すように、ｔｆが常にｔ３より大きいため、Ｉｏｄを推定する際に誤差は生じず、したがってＩ＿ａｖ＿ｆｉｅｌｄを推定する際に誤差は生じない。Ｖｂａｔｔ、Ｖｄｃ（＝Ｖｌｉｎｋ）、Ｉｂａｔｔ（＝Ｉ＿ａｖ＿ｂａｔｔ）、およびＩｆ（＝Ｉ＿ａｖ＿ｆｉｅｌｄ）に対する値を使用して、表２９〜３２に示す等式を使用することで、ｔｏｎ＿ｂａｔｔ、Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｂａｔｔ、ｔｏｎ＿ｆ、およびＩｐｒ＿ａｖ＿ｆに対する値を推定するためのコンピュータモデルを構築することができる。ｔｏｎ＿ｂａｔｔ、Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｂａｔｔ、ｔｏｎ＿ｆ、およびＩｐｒ＿ａｖ＿ｆに対する推定値は、Ｈブリッジコントローラが分かっている情報を表し、したがってこのコンピュータモデルは、リアルタイムでない推定に使用することができる。具体的には、Ｖｄｃ、ならびにｔｏｎ＿ｂａｔｔ、Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｂａｔｔ、ｔｏｎ＿ｆ、およびＩｐｒ＿ａｖ＿ｆに対する推定値を使用することで、上記で導出した（表２８〜３２で繰り返した）等式を使用して、相電流パラメータＩｘ＿Ｂ、Ｉｓｓ＿Ｂ、Ｉｚ＿Ｂ、Ｉｘ＿ｂａｔｔ、Ｉｙ＿ｂａｔｔ、Ｉｚ＿ｂａｔｔ、ｔ４＿ｂａｔｔ、Ｉｄ＿ｂａｔｔ（Ｉｄｏ）、Ｉｓｓ＿ｂａｔｔ、Ｉｘ＿ｆ、Ｉｙ＿ｆ、Ｉｚ＿ｆ、ｔ４＿ｆ、Ｉｄ＿ｆ（Ｉｄｏ）、およびＩｓｓ＿ｆに対する値を推定することができる。次いで、これらの相電流パラメータを使用して、ＩＧＢＴ１０４に対する電力損失推定を判定することができる。

図１４は、位相Ａおよび位相ＣのＩＧＢＴならびにダイオード内の電力損失を推定するために使用される電流および電圧波形のグラフである。スイッチオンのとき、ＩＧＢＴ損失は、Ｅｏｎ（Ｉｘ）を使用してＩｘから計算される。スイッチオフのとき、ＩＧＢＴ損失は、Ｅｏｆｆ（Ｉｙ）を使用してＩｙから計算される。オンの間、ＩＧＢＴ損失は、Ｉｓｓの関数としてパラメータを使用して計算され、ここでＩｓｓ＝Ｉｏ（等式４．２０から）であり、Ｖｃｅ（Ｉｓｓ）を使用する。一例として位相Ａを使用することで、オン期間中のＩＧＢＴ電力損失ＩＧＢＴ Ｐｓｓを、以下の等式を使用して見つけることができる。

ＩＧＢＴ Ｐｓｓ ＰｏＡ＝ＩｓｓＡ^*Ｖｃｅ（ＩｓｓＡ）
上記の等式では、ＰｏＡは、ｔｏｎ中は電力損失であり、残りの期間中はゼロである。したがって、全期間の平均電力に対して、次の式が得られる。

ＰｓｓＡ＝ＩｓｓＡ^*Ｖｃｅ（ＩｓｓＡ）^*ｔｏｎＡ^*ｆｒ［ワット］
ＩＧＢＴ ＰｓｗＡ：エネルギー／パルス＝［Ｅｏｎ（Ｉｘ＿Ａ）＋Ｅｏｆｆ（Ｉｙ＿Ａ）］およびｆｒ＝パルス／秒→
ＰｓｗＡ＝［Ｅｏｎ（Ｉｘ＿Ａ）＋Ｅｏｆｆ（Ｉｙ＿Ａ）］^*ｆｒ［ジュール／秒＝ワット］
逆回復における位相Ａおよび位相Ｃのダイオードに対する電力損失は、Ｅｒｒ（Ｉｚ）を使用してＩｚから計算することができる。オンの間、ダイオード損失は、Ｉｄｏの関数としてパラメータを使用して計算することができ、ここでＩｄｏ＝｛（Ｉｚ＋Ｉｙ）／２｝であり、Ｅｒｒ（Ｉｄｏ）を使用する。一例として位相Ａを使用することで、次の式が得られる。

Ｄｉｏｄｅ Ｐｄ＝ＶｆＡ（ＩｄＡ）^*ＩｄＡ^*（ｔ４＿Ａ）^*ｆｒ
Ｄｉｏｄｅ ＰｒｒＡ＝ＥｒｒＡ（ＩｚＡ）^*ｆｒ
図１５は、位相Ｂ（共通）のＩＧＢＴおよびダイオード内の電力損失を推定するために使用される電流および電圧波形のグラフである。スイッチオンのとき、ＩＧＢＴ損失は、以下の式を使用して計算される。

Ｉｘ＿Ｂ＝Ｉｘ＿ｆ＋Ｉｘ＿ｂａｔｔ
スイッチオフのとき、ＩＧＢＴ損失は、以下から計算される。

Ｉｚ＿Ｂ＝Ｉｚ＿ｆ＋Ｉｚ＿ｂａｔｔ
オン（定常）の間、これらの損失は、図１５に示すブロック５、６、７、および８の平均値から計算される。２つの変圧器８０４および８１０を通る平均電流がＴ／２にわたって位相Ｂを通過することを考慮して、以下の式が得られる。

Ｉｓｓ＿Ｂ＝Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｂａｔｔ＋Ｉｐｒ＿ａｖ＿ｆ
上記の等式を使用することで、位相ＢのＩＧＢＴに対するスイッチオフ損失ＩＧＢＴ Ｐｏｆｆは、以下の式を使用して算出することができる。

ＩＧＢＴ Ｐｏｆｆ＝ｆｒ^*ＥｏｆｆＢ（Ｉｚ＿Ｂ）
位相ＢのＩＧＢＴに対するスイッチオフ損失ＩＧＢＴ Ｐｏｎは、以下の式を使用して算出することができる。

ＩＧＢＴ Ｐｏｎ＝ｆｒ^*ＥｏｎＢ（Ｉｘ＿Ｂ）
位相ＢのＩＧＢＴに対する定常損失（オン状態）ＩＧＢＴ Ｐｓｓは、以下の式を使用して算出することができる。

ＩＧＢＴ Ｐｓｓ＝ＩｓｓＢ^*Ｖｃｅ（ＩｓｓＢ）^*０．５、ここで（０．５＝（Ｔ／２）／Ｔ）
さらに、位相Ｂでは、各ＩＧＢＴ１０４は、半サイクル全体にわたってオンである。したがって、位相Ｂのダイオードには電流が流れず、したがって、位相Ｂ内のダイオードに関連する損失は生じない。
ダブルＨブリッジの最適化
図１５および図１６に関連して記載する等式、ならびに等式３．３０〜３．３４に記載するヒートシンクパラメータに基づいて、ダブルＨブリッジの全熱的挙動に対するコンピュータモデルを構築することができる。このコンピュータモデルを使用してダブルＨブリッジの熱特性を分析し、ダブルＨブリッジの電力操作能力が、牽引車両または他の当該電気システムの仕様によって要求される性能を満たすかどうかを判定することができる。ダブルＨブリッジにとって望ましい例示的な性能特性を、以下で表３３および表３４に示す。表３３は、最大定常動作条件に対するＧｅｎｅｒａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ ＣｏｍｐａｎｙのＥＶＯＬＵＴＩＯＮ（登録商標）という機関車の例示的な仕様を示す。表３４は、最大過渡条件に対するＥＶＯＬＵＴＩＯＮという機関車の例示的な仕様を示す。

ダブルＨブリッジの全熱的挙動に対するコンピュータモデルを使用することで、あらゆる仕様に基づいて、ＩＧＢＴ１０４の接合温度Ｔｊを判定することができる。一例として、ＥＶＯＬＵＴＩＯＮという機関車の仕様を、表３３および表３４に示す。この特定の例では、ＩＧＢＴ１０４の接合温度Ｔｊは、周囲４９℃で動作するとき（Ｔａｉｒ＝４９℃＋車両からの予熱５℃＋ブロワ／プレナムからの予熱７℃＝６１℃）、最高１３０℃に到達することができる（使用されるＢＴはＴｊ＝１５０℃である）ことを考慮することができる。これにより最大熱サイクルは１３０℃−６１℃＝６９℃になり、これはデバイスの長い寿命を制限しない。さらに、このモデル化では、Ｈブリッジは、本実施形態の改善されたダブルＨブリッジと次善のダブルＨブリッジ構成とを比較するための基礎を提供するように構成することができる。具体的には、ダブルＨブリッジは、位相Ａを使用してバッテリ８０８に電力供給し、位相Ｃを使用して界磁巻線８０２に電力供給するように構成することができる。表３３の熱定格基準を入力として使用することで、このコンピュータモデルは、次善のダブルＨブリッジ設計に対して、表３５に示す接合温度を提供する。

表３５から、Ｖｌｉｎｋ＝Ｖｄｃ＝１５００の場合、ダブルＨブリッジに対する接合温度ＴｊＡは、１３０℃という所望の最大温度を超過することを理解することができる。表３４の電流制限（過渡最大条件）を入力として使用することで、このコンピュータモデルは、表３６に示す接合温度を提供する。

上記のデータに基づいて、周囲空気温度が高い場合、１３００Ｖ以上のＶｌｉｎｋに対する接合温度ＴｊＡおよびＴｊＢは、１３０℃という所望の接合温度制限を超過しうることが分かる。１３０℃という接合温度基準を超過したことに応答して、ダブルＨブリッジコントローラは、図２３および図２４に関連してさらに後述するように、負荷へ供給される電流を低下させるように構成することができる。表３５および表３６からのデータに基づいて、次の状況で電流を低下させることができる。Ｖｌｉｎｋ＝１５００ＶおよびＩｆ＝４５０Ａで、ダブルＨブリッジは、電流を低下させることなく、最高２４０Ａのバッテリ電流を通すことができる。Ｖｌｉｎｋ＝１５００ＶおよびＩｆ＝１２５Ａで、ダブルＨブリッジは、電流を低下させることなく、最高２６０Ａのバッテリ電流を通すことができる。Ｖｌｉｎｋ＝１３００ＶおよびＩｂａｔｔｅｒｙ＝３８０Ａで、ダブルＨブリッジは、電流を低下させることなく、最高１２５Ａの界磁電流を通すことができる。さらに、Ｖｌｉｎｋ＝１０００Ｖは、ダブルＨブリッジが高い周囲空気温度で動作しながら所望の性能特性を満たすことができる最大電圧である。表３５および表３６に示す結果は、図１６を参照すればよりよく理解することができる。

図１６は、冷却ユニットを有するダブルＨブリッジのブロック図である。図１６に示すように、ダブルＨブリッジは、ヒートシンク３０６に結合されたデュアルＩＧＢＴモジュール３０２を含み、各デュアルＩＧＢＴモジュール１６００は、位相Ａ２０２、位相Ｂ２０４、または位相Ｃ２０６の１つに対応する。冷却ユニットは、プレナム１６０６を通ってデュアルＩＧＢＴ１６００へ冷却空気の流れ１６０４を提供する１つまたは複数のファン１６０２を含む。表３５および表３６に示す接合温度結果に対して、位相Ａは、バッテリ充電回路へ電力を提供するものとしてモデル化され、位相Ｂは、励磁器へ電力を提供するものとしてモデル化された。

図１６に示すように、冷却ユニットはまた、デュアルＩＧＢＴモジュール１６００の方へ空気流を誘導するように構成された通路１６０８を含む。この構成のため、位相Ｃ２０６は最も多くの空気を受け取り、位相Ａ２０２は最も少ない空気を受け取る。この結果、位相Ａの全体的な実効Ｒｔｈは、３つの位相のうちで最も大きくなり、位相Ｃの全体的な実効Ｒｔｈは、３つの位相のうちで最も小さくなる。さらに、表３５および表３６のデータに基づいて、バッテリの電力損失（ＰＡ）は、ダブルＨブリッジ設計が１３０℃という接合温度基準を超過する場合に最も大きい損失になることが分かる。したがって、最も大きい電力は、最も大きいＲｔｈを有する位相によって、ヒートシンク上で印加される。実施形態によれば、ダブルＨブリッジの熱能力は、ダブルＨブリッジのバッテリ充電器部分を制御するために最も小さいＲｔｈを有する位相（位相Ｃ）が使用され、励磁を制御するために最も大きいＲｔｈを有する位相（位相Ａ）が使用される場合に改善することができる。言い換えれば、ダブルＨブリッジの熱能力は、ＩｂａｔｔおよびＩｆｉｅｌｄを制御する位相を交換することによって改善することができる。したがって、接合温度を判定するために使用される熱モデルを変更することができる。改善されたダブルＨブリッジ設計に対する熱モデルへの入力として、表３３の熱定格（定常）仕様を使用することで、表３７に示す接合温度を算出することができる。

表３７に示すように、位相Ｃのバッテリ充電器および位相Ａの励磁器を動作させることによって、すべての位相に対する接合温度は、１３０℃の接合温度基準を下回る。さらに、表３７から、新しいダブルＨブリッジ設計では、ＴｊＡは常にＴｊＢおよびＴｊＣより小さいことが分かる。したがって、ダブルＨブリッジで使用される通気および熱保護技法は、位相Ｂおよび位相Ｃのみに基づいて行うことができる。
ダブルＨブリッジにおける接合温度の推定
図１７は、リアルタイムのヒートシンク温度読取値を提供するように構成されたダブルＨブリッジのブロック図である。図１７に示すように、ダブルＨブリッジ２００は、ヒートシンク３０６内に配置されたサーミスタなどの温度センサ１７００を含むことができる。一実施形態では、ヒートシンク内で位相Ｂおよび位相ＣのデュアルＩＧＢＴ３０２間に、単一の温度センサ１７００を配置することができる。温度センサ１７００からの温度読取値は、ダブルＨブリッジ２００のシステムコントローラ１７０２へ送ることができる。温度センサの読取値に基づいて、システムコントローラ１７０２は、位相Ａおよび位相ＢのデュアルＩＧＢＴに対する接合温度を算出することができる。このようにして、システムコントローラ１７０２は、接合温度が確実な動作に対する指定の温度基準範囲内であるかどうかを判定することができる。接合温度が指定の温度基準を超過する場合、システムコントローラ１７０２は、低減された出力電流を提供するようにデュアルＩＧＢＴへのコマンド信号を低下させることなどによって、ＩＧＢＴを保護するステップをとることができる。単一のサーミスタの温度読取値に基づいて各位相に対する接合温度を判定する技法は、図１７を参照するとよりよく理解することができる。

図１８は、動作中のダブルＨブリッジにおける熱流の流れ図である。図１８に示すように、点１８０２で表す温度センサは、３つの異なるソースＰＡ、ＰＢ、およびＰＣＡによって加熱され、ここでＰＡ、ＰＢ、およびＰＣは、それぞれ位相Ａ、Ｂ、およびＣの全電力である。サーミスタ１８０２の温度（ＴＳ）と冷却空気の温度（Ｔａｉｒ）の温度差は、以下の等式を使用して判定することができる。

ＴＳａｉｒ＝ｄＴＳ＝ｄＴＳ＿Ｂ＋ｄＴＳ＿Ｃ＋ｄＴＳ＿Ａ＝
ＰＢ^*ＲＳａｉｒＢ＋ＰＣ^*ＲＳａｉｒＣ＋ＰＡ^*ＲＳａｉｒＡ 等式５．１
上記の等式では、ＴＳａｉｒは、サーミスタ（センサ）位置の温度（ＴＳ）１８０２と冷却空気の温度（Ｔａｉｒ）の温度差を表し、ＰＢ^*ＲＳａｉｒＢ、ＰＣ^*ＲＳａｉｒＣ、およびＰＡ^*ＲＳａｉｒＡは、センサ温度（ＴＳ）に対する位相Ｂ、Ｃ、およびＡの寄与からＴａｉｒを引いた値である。等式５．１から、ＴＳａｉｒの値は、異なる試験構成に対して調べることができる。図４Ａに示す試験構成では、ＰＢ＝ＰＣ＝ＰＡ＝Ｐｐｈの場合、以下の通りである。

ＴＳａｉｒ＿ｉｎｖ＝Ｐｐｈ^*（ＲＳａｉｒＢ＋ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＡ）→
ＴＳａｉｒ＿ｉｎｖ／Ｐｐｈ＝ＲＳａｉｒＢ＋ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＡ
上記の等式では、ＴＳａｉｒ＿ｉｎｖは、図４Ａの構成による試験におけるセンサ位置１８０２の温度からＴａｉｒを引いた値を表す。上記の等式に基づいて、温度センサ位置と周囲空気との間の全体的な熱抵抗（ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ）は、以下の等式から判定することができる。

ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ＝ＲＳａｉｒＢ＋ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＡ 等式５．２
図４Ｃに示す試験構成では、ＰＣ＝ＰＡ＝ＰｐｈおよびＰＢ＝０（位相ＡおよびＣのみ電力供給される）の場合、以下の通りである。

ＴＳａｉｒ＿ＡＣ＝Ｐｐｈ^*（ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＡ）→
Ｔｓａｉｒ＿ＡＣ／Ｐｐｈ＝ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＡ
上記の等式では、ＴＳａｉｒ＿ＡＣは、図４Ｃの構成（位相ＡおよびＣが電力供給される）による試験におけるセンサ位置１８０２の温度からＴａｉｒを引いた値を表す。上記の等式に基づいて、温度センサ位置と周囲空気との間の全体的な熱抵抗（ＲＳａｉｒ＿ＡＣ）は、以下の等式から判定することができる。

Ｒｓａｉｒ＿ＡＣ＝ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＡ 等式５．３
図４Ｂに示す試験構成では、ＰＣ＝ＰＢ＝ＰｐｈおよびＰＡ＝０（位相ＢおよびＣのみ電力供給される）の場合、以下の通りである。

ＴＳａｉｒ＿ＢＣ＝Ｐｐｈ^*（ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＢ）→
ＴＳａｉｒ＿ＢＣ／Ｐｐｈ＝ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＢ
上記の等式では、ＴＳａｉｒ＿ＢＣは、図４Ｂの構成（位相ＢおよびＣが電力供給される）による試験におけるセンサ位置１８０２の温度からＴａｉｒを引いた値を表す。上記の等式に基づいて、温度センサ位置と周囲空気との間の全体的な熱抵抗（ＲＳａｉｒ＿ＢＣ）は、以下の等式から判定することができる。

ＲＳａｉｒ＿ＢＣ＝ＲＳａｉｒＣ＋ＲＳａｉｒＢ 等式５．４
等式５．２〜５．４を組み合わせることで、等式５．１に対するパラメータを判定することができ、これらのパラメータを以下に示す。

ＲＳａｉｒＢ＝ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ−ＲＳａｉｒ＿ＡＣ 等式５．５
ＲＳａｉｒＡ＝ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ−ＲＳａｉｒ＿ＢＣ 等式５．６
ＲＳａｉｒＣ＝ＲＳａｉｒ＿ＢＣ−ＲＳａｉｒＢ 等式５．７
ＲＳａｉｒＣ＝ＲＳａｉｒ＿ＡＣ−ＲＳａｉｒＡ 等式５．８
図４Ａ〜４Ｃに示す試験構成のそれぞれに対して、温度センサ１７００の上の熱電対を使用して熱測定を行うことができる。温度センサ１７００からの測定熱データを使用することで、以下の等式を使用して、センサと周囲空気との間の熱抵抗を、各試験構成に対して判定することができる。

ＲＳａｉｒ＿ｃｏｎｆｉｇ＝この構成に対する（ＴＳ−Ｔａｉｒ）／Ｐｐｈａｓｅ
上記の等式では、ＲＳａｉｒ＿ｃｏｎｆｉｇは、特定の試験構成に対する温度センサと周囲空気との間の熱抵抗である。各試験構成に対する例示的なＲＳａｉｒ＿ｃｏｎｆｉｇ値を、以下で表３９〜４１に示す。

ＲＳａｉｒは、温度センサ１７００と冷却空気との間の熱抵抗を表し、ＩＧＢＴのケースとヒートシンクとの間のグリース３０８の熱抵抗Ｒｔｈ＿ｃｈは、上記の値を算出する際の要因ではない。したがって、これらの値からは、０．００９℃／Ｗの補正係数を引かない。表３９〜４１からのＲＳａｉｒ値を使用し、等式５．５〜５．８を適用することで、以下で表４２に示すように、ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＣ、およびＲＳａｉｒＣ１、ならびにＲｓａｉｒ＿Ａに対する値を得ることができる。

上記の方法および結果を検証するために、試験データから各位相に対する平均電力を得て、ＴＳ−Ｔａｉｒ（Ｅｓｔ ＴＳ−Ｔａｉｒ）を推定することができる。ＴＳ−Ｔａｉｒの推定は、以下で表４３に示すように、温度センサ１７００に基づくＴＳ−Ｔａｉｒ（Ｔｅｓｔ＿ＴＳ−Ｔａｉｒ）の試験測定値と比較することができる。

図３Ａ〜Ｃに示す３つの試験構成に加えて、図４Ｄに示す試験構成に対する試験データも収集した。位相Ｂを通る電流は、他の２つの位相を通過するときに５０％−５０％に分割される。表４２からのＲＳａｉｒ値、すなわちＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＡ、およびＲＳａｉｒＣ１を、以下で表４４に示す。

ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＡ、およびＲＳａｉｒＣ１に対する上記の値を使用することで、図４Ｄの試験構成に対するセンサ１７００から集められた温度データに基づいて、ＴＳ−Ｔａｉｒ（Ｅｓｔ ＴＳ−Ｔａｉｒ）に対する推定値を算出し、ＴＳ−Ｔａｉｒ（Ｔｅｓｔ＿ＴＳ−Ｔａｉｒ）に対する測定値と比較することができる。例示的な結果を、以下で表４５に示す。

表４３および表４５に示すデータに基づいて、本明細書に記載の方法は、δセンサ温度（ＴＳ−Ｔａｉｒ）の正確な予測を提供することが理解されよう。したがって、ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＡ、およびＲＳａｉｒＣに対する導出された値は、さらに後述するように、温度センサの読取値に基づいてＩＧＢＴの接合温度を判定する際に使用することができる。一実施形態では、熱抵抗値ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＡ、およびＲＳａｉｒＣに対する仕様上限（ＵＳＬ）を導出することができる。等式５．５、等式５．６、および等式５．７から、ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＣ、およびＲＳａｉｒＡに対するＵＳＬは、ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿ＡＣ、およびＲＳａｉｒ＿ＢＣのＵＳＬに依存することを理解することができる。ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿ＡＣ、およびＲＳａｉｒ＿ＢＣに対するＵＳＬ値を判定するために、上記で論じたように、６つの追加のダブルＨブリッジデバイスを使用して、ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿ＡＣ、およびＲＳａｉｒ＿ＢＣの値を算出した。これらの試験から集められたデータを、以下で表４７、表４９、および表５１に示す。

表４７、表４９、および表５１では、ラベルＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、およびＳ６は、これらの試験で使用される異なるダブルＨブリッジに対して集められたデータを表す。異なるダブルＨブリッジ間のこれらのパラメータの部分ごとの変動は、統計的分析を使用して説明することができる。たとえば、表４７、表４９、および表５１に示すデータを、Ｍｉｎｉｔａｂ（登録商標）などの統計モデル化パッケージ内へ入力して、２００ＳＣＦＭの空気流量におけるＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿ＡＣ、およびＲＳａｉｒ＿ＢＣの平均（μ）および標準偏差（σ）を得ることができる。これらのパラメータに対する統計データを、以下で表５２に示す。

表２２および表２３に関連して上記で略述した統計処理を使用することで、以下の等式を使用し、２００ＳＣＦＭの各ＲＳａｉｒ＿ｃｏｎｆｉｇに対する平均および標準偏差を使用して、対応するＵＳＬを算出することができる。

Ｚ＝（ＵＳＬ−μ）／σ
Ｚ＝３を使用し、ＵＳＬについて解くことで、以下の式が提供される。

ＵＳＬ＝σ^*３＋μ
ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖのＵＳＬの例示的な計算を、以下で表５３および表５４に示す。

ＲＳａｉｒ＿ＡｃおよびＲＳａｉｒ＿ＢＣに対して同じ手順を使用することで、以下で表５５に示す結果が得られた。

ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＣ、ＲＳａｉｒＡに対するＵＳＬは、表５５に示すＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿ＡＣ、およびＲＳａｉｒ＿ＢＣに対するＵＳＬに基づいて、等式５．５〜５．７を使用して算出することができる。等式５．５から、以下で表５６に示すように、ＲＳａｉｒＢに対するＵＳＬを判定することができる。

等式５．７から、以下で表５７に示すように、ＲＳａｉｒＢに対するＵＳＬを判定することができる。

等式５．６から、以下で表５８に示すように、ＲＳａｉｒＡに対するＵＳＬを判定することができる。

表５６〜５８に示すデータに回帰技法を適用することで、ＲＳａｉｒＡ、ＲＳａｉｒＢ、およびＲＣａｉｒＣについて空気流量の関数として記述する回帰等式を得ることができる。表５６に示すデータに曲線の当てはめ技法を適用することで、以下の式が得られる。

ＲＳａｉｒＢ＝０．０１１５＋０．３８４５^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１３．２３）＋０．０６６^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／７８．６） 等式５．９
表５７に示すデータに曲線の当てはめ技法を適用することで、以下の式が得られる。

ＲＳａｉｒＣ＝６．４７Ｅ−３＋０．１４０６^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１６．２３）＋０．０２５７^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１３９．８） 等式５．１０
表５８に示すデータに曲線の当てはめ技法を適用することで、以下の式が得られる。

ＲＳａｉｒＡ＝７．１４Ｅ−３＋０．３０１^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１３．９３）＋０．０４４^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／８３．６７） 等式５．１１
一実施形態では、温度センサ位置の温度ＴＳ（１８０２）と冷却空気の温度（Ｔａｉｒ）との間の熱容量を判定することができ、本明細書では、ＣＳａｉｒ＿Ａ、ＣＳａｉｒ＿Ｂ、およびＣＳａｉｒ＿Ｃと呼ぶ。第１に、表５８に示す１５０ＳＣＦＭに対する平均試験データから、以下が得られる。

図４Ｃの試験構成（位相ＡおよびＣが電力供給される）の場合、以下の式が得られる。

Ｐｏ^*ＺＳａｉｒ＿ＣＡ＝Ｐｏ^*［ＲＳａｉｒＣ｜｜（１／ＣＣ）］＋ＲＳａｉｒＡ｜｜（１／ＣＣ）
また、Ｚｓａｉｒ＿ＣＡ＝Ｒｓａｉｒ＿ＣＡ｜｜（１／ＣＣＡ）であり、以下の式が得られる。

時定数ＲＳａｉｒ＿Ｃ^*ＣＳａｉｒ＿Ｃ＝ＲＳａｉｒ＿Ａ^*ＣＳａｉｒ＿Ａがτ₀に等しい場合、

上記から、ＲＳａｉｒ＿Ｃ＋ＲＳａｉｒ＿Ａ＝０．０２３６７６３＋０．００４７２３５＝０．０２８３９９９８＝ＲＳａｉｒ＿ＣＡであるため、Ｒｓａｉｒ＿ＣＡ、ＲＳａｉｒ＿Ｃ、およびＲＳａｉｒ＿Ａに対して時定数τ₀が同じであることを確認することができる。同様に、図４Ｂの試験構成（位相ＢおよびＣが電力供給される）の場合、ＲＳａｉｒ＿Ｃ＋ＲＳａｉｒ＿Ｂ＝０．０２３６７６３＋０．０１３１２４１＝０．０３６８００４＝ＲＳａｉｒ＿ＢＣである。したがって、Ｒｓａｉｒ＿ＢＣ、ＲＳａｉｒ＿Ｃ、およびＲＳａｉｒ＿Ｂに対してτ₀は同じである。同様に、図４Ａに示す試験構成の場合、ＲＳａｉｒ＿Ｃ＋ＲＳａｉｒ＿Ｂ＋ＲＳａｉｒ＿Ａ＝０．０２３６７６３＋０．０１３１２４１＋０．００４７２３５＝０．０４１５２３９＝ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖである。したがって、同じ空気流の場合、ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿Ｃ、ＲＳａｉｒ＿Ｂ、およびＲＳａｉｒ＿Ａに対してτ₀は同じであることが分かる。

ＲＳａｉｒ＿ｉｎｖ、ＲＳａｉｒ＿Ｃ、ＲＳａｉｒ＿Ｂ、およびＲｓａｉｒ＿Ａに対してτ₀が同じであるという仮定を試験するために、図１４Ａ〜Ｃに示す試験構成のそれぞれに対する試験データを収集することによって、ＣおよびＡが電力供給される場合、ＢおよびＣが電力供給される場合、ならびにＢ、Ｃ、およびＡ（インバータ）が電力供給される場合の熱容量を判定することができる。試験構成のそれぞれに対する試験データから、１５０ＳＣＦＭ、２００Ａに対してＴＳ＿ＸＸからＴｉｎｌを引いた値の冷却曲線を描くことができ、ここでＴＳ＿ＸＸは、特定の試験構成「ＸＸ」に対するセンサの温度であり、Ｔｉｎｌは、冷却吸気の温度である。この冷却曲線から、以下の熱時定数を得ることができる。

τ＿ｉｎｖ＝１９６秒
τ＿ＢＣ＝１９０秒
τ＿ＣＡ＝１８６秒
値ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌは、以下の等式を使用して推定することができる。

ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌ＝（開始温度−終了温度）^*ｅｘｐ（−ｔ／τ）＋終了温度
次いで、図１９Ａ〜Ｃに示すように、ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌに対する推定値と、試験データとを比較することができる。

図１９Ａ〜Ｃは、様々な試験構成に対する推定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌおよび実際の測定ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌを時間とともに示すグラフである。図１９Ａは、図４Ｂの試験構成（位相ＢおよびＣが電力供給される）に対する推定値および測定値を示す。図１９Ｂは、図４Ｂの試験構成（位相ＣおよびＡが電力供給される）に対する推定値および測定値を示す。図１９Ｃは、図４Ａの試験構成（位相Ａ、Ｂ、およびＣが電力供給される）に対する推定値および測定値を示す。図１９Ａ〜Ｃのグラフから、ＴＳ＿ＸＸ−Ｔｉｎｌに対する推定値は実際の測定値に非常に近いことを理解することができる。

上記に示す熱時定数（１９６秒、１９０秒、１８６秒）の平均を使用することで、以下の式が提供される。

τ＿ｉｎｖ＝τ＿ＢＣ＝τ＿ＣＡ＝τ＿Ａ＝τ＿Ｂ＝τ＿Ｃ＝１９０秒
また、τ＝Ｒｔｈ^*Ｃｔｈを考慮することで、以下に示すように、表５９からの１５０ＳＣＦＭに対する平均試験データを使用して、熱容量を計算することができる。

ＣＳａｉｒ＿Ｂ＝１９０／０．０１３１２４１→ＣＳａｉｒ＿Ｂ＝１４，４７７Ｊ／℃ 等式５．１２
ＣＳａｉｒ＿Ａ＝１９０／０．００４７２５３→ＣＳａｉｒ＿Ａ＝４０，２０９Ｊ／℃ 等式５．１３
ＣＳａｉｒ＿Ｃ＝１９０／０．０２３６７６３→ＣＳａｉｒ＿Ｃ＝８，０２５Ｊ／℃ 等式５．１４
上記のデータに基づいて、サーミスタが位相Ｂと位相Ｃとの間に位置するため、位相Ａの熱容量がセンサの温度の変化に与える影響は、位相ＢおよびＣからの熱容量の影響よりはるかに弱いことが理解されよう。

上記から導出される熱抵抗および熱容量を使用して、ＺＳａｉｒＡ、ＺＳａｉｒＢ、およびＺＳａｉｒＣに対する熱インピーダンスを判定することができる。一実施形態では、これらの熱インピーダンスを使用して、温度センサからの読取値に基づいてＩＧＢＴ１０４の接合温度を判定するためのコンピュータモデルを生成することができる。

接合温度を判定するために、温度センサ１７００と各位相のケースの温度差を判定することができる。上記で論じたように、ＴＡ＝位相Ａのデバイス下のヒートシンク温度高温部、ＴＢ＝位相Ｂのデバイス下のヒートシンク温度高温部、およびＴＣ＝位相Ｃのデバイス下のヒートシンク温度高温部である。ＴＡ、ＴＢ、およびＴＣは、等式３．１、等式３．２、および等式３．３に従って、ＲＣＡ＝ＲＡＣ＝０を使用して判定することができる。したがって、以下の式が得られる。

ＴＡ＝ＰＡ^*ＲＡ＋ＰＣ^*ＲＡＣ＋Ｔａｉｒ
ＴＢ＝ＰＢ^*ＲＢ＋ＰＣ^*ＲＢＣ＋Ｔａｉｒ
ＴＣ＝ＰＣ^*ＲＣ＋ＰＢ^*ＲＢＣ＋ＰＡ^*ＲＣＡ＋Ｔａｉｒ
上記の等式では、ＰＡ、ＰＢ、ＰＣは、それぞれ位相Ａ、Ｂ、ＣのＩＧＢＴとダイオードの両方による電力損失である。さらに、熱抵抗パラメータＲＡ、ＲＢ、ＲＣ、ＲＣＡ、およびＲＣＢは、等式３．３０〜３．３４を使用して、空気流量に基づいて判定することができる。これらのパラメータに対するＵＳＬの概要を、表２４に示す。

ＴＡ、ＴＢ、およびＴＣに対する等式は、Ｔｓｅｎｓｏｒを使用して導出することができる。本明細書では、Ｔｓｅｎｓｏｒを使用して導出されるＴＡ、ＴＢ、およびＴＣに対する値を、それぞれＴＡＳ、ＴＢＳ、およびＴＣＳと呼ぶ。本明細書に提供する説明に基づいて、次のことが分かる。

ＴＢ＝ＴＳａｉｒ＋Ｔａｉｒ＋ＴＢＳ＝ＰＢ^*ＲＢ＋ＰＣ^*ＲＢＣ＋Ｔａｉｒ
ＴＳａｉｒ＝ＲＳａｉｒＡ^*ＰＡ＋ＲＳａｉｒＢ^*ＰＢ＋ＲＳａｉｒＣ^*ＰＣ
これらの等式を組み合わせることで、以下の式が得られる。

ＴＢＳ＝（ＲＢ−ＲＳａｉｒＢ）^*ＰＢ＋（ＲＢＣ−ＲＳａｉｒＣ）^*ＰＣ−ＲＳａｉｒＡ^*ＰＡ
位相Ｂに対するＰＢの寄与は、次の通り表すことができる。

ＲＢ−ＲＳａｉｒＢ＝ＲＢ＿ＢＳ 等式５．１５
位相Ｃから位相Ｂに対するＰＣの寄与は、次の通り表すことができる。

ＲＢＣ−ＲＳａｉｒＣ＝ＲＣ＿ＢＣＳ 等式５．１６
したがって、ＴＢＳに対する等式は、次の通り表すことができる。

ＴＢＳ＝ＲＢ＿ＢＳ^*ＰＢ＋ＲＣ＿ＢＣＳ^*ＰＣ−ＲＳａｉｒＡ^*ＰＡ 等式５．１７
同様に、ＴＣＳに関しては、本明細書に提供する説明に基づいて、次のことが分かる。

ＴＣ＝ＴＳａｉｒ＋Ｔａｉｒ＋ＴＣＳ＝ＰＣ^*ＲＣ＋ＰＢ^*ＲＣＢ＋ＰＡ^*ＲＣＡ＋Ｔａｉｒ
したがって、ＴＣＳは、次の通りになる。

ＴＣＳ＝（ＲＣＢ−ＲＳａｉｒＢ）^*ＰＢ＋（ＲＣ−ＲＳａｉｒＣ）^*ＰＣ＋（ＲＣＡ−ＲＳａｉｒＡ）^*ＰＡ
位相Ｂから位相Ｃに対するＰＢの寄与は、次の通り表すことができる。

（ＲＣＢ−ＲＳａｉｒＢ）＝ＲＢ＿ＣＢＳ 等式５．１８
位相Ｃに対するＰＣの寄与は、次の通り表すことができる。

（ＲＣ−ＲＳａｉｒＣ）＝ＲＣ＿ＣＳ 等式５．１９
位相Ａから位相Ｃに対するＰＡの寄与は、次の通り表すことができる。

（ＲＣＡ−ＲＳａｉｒＡ）＝ＲＡ＿ＣＡＳ 等式５．２０
したがって、ＴＢＳに対する等式は、次の通り表すことができる。

ＴＣＳ＝ＲＢ＿ＣＢＳ^*ＰＢ＋ＲＣ＿ＣＳ^*ＰＣ＋ＲＡ＿ＣＡＳ^*ＰＡ 等式５．２１
同様に、ＴＡＳに関しては、本明細書に提供する説明に基づいて、次のことが分かる。

ＴＡ＝ＴＳａｉｒ＋Ｔａｉｒ＋ＴＡＳ＝＝ＰＡ^*ＲＡ＋ＰＣ^*ＲＡＣ＋Ｔａｉｒ
ＴＳａｉｒ＝ＲＳａｉｒＡ^*ＰＡ＋ＲＳａｉｒＢ^*ＰＢ＋ＲＳａｉｒＣ^*ＰＣ
これらの等式を組み合わせることで、以下の式が得られる。

ＴＡＳ＝（ＲＡ−ＲＳａｉｒＡ）^*ＰＢ＋（ＲＢＣ−ＲＳａｉｒＣ）^*ＰＣ−ＲＳａｉｒＢ^*ＰＢ
位相Ａに対するＰＡの寄与は、次の通り表すことができる。

（ＲＡ−ＲＳａｉｒＡ）＝ＲＡ＿ＡＳ 等式５．２２
位相Ｃから位相Ａに対するＰＣの寄与は、次の通り表すことができる。

（ＲＢＣ−ＲＳａｉｒＣ）＝ＲＡ＿ＡＣＳ 等式５．２３
したがって、ＴＡＳに対する等式は、次の通り表すことができる。

ＴＡＳ＝ＲＡ＿ＡＳ^*ＰＡ＋ＲＡ＿ＡＣＳ^*ＰＣ−ＲＳａｉｒＢ^*ＰＢ 等式５．２４
上記に示す等式５．１７、等式５．２１、および等式５．２４を認証するために、以下で表６２および表６３に示すように、ＲＣＡ、ＲＣＢ、ＲＣ、ＲＢ、ＲＡ、ＲＳａｉｒＢ、ＲＳａｉｒＡ、およびＲＳａｉｒＣに対する試験値を使用して、ＲＢ＿ＢＳ、ＲＣ＿ＢＣＳ、ＲＣ＿ＣＳ、ＲＢ＿ＣＢＳ、ＲＡ＿ＣＡＳ、ＲＡ＿ＡＳ、およびＲＡ＿ＡＣＳに対する値を得ることができる。

等式５．１７、等式５．２１、および等式５．２４に基づいて、以下で表６４〜６９に示すように、ＴＡＳ、ＴＢＳ、およびＴＣＳに対する推定値を得ることができ、測定試験結果と比較することができる。具体的には、表６４および表６５は、図４Ｂに示す試験構成（位相ＢおよびＣが等しい電流で電力供給される）に対する推定値および測定値を示す。表６６および表６７は、図４Ａに示す試験構成（すべての位相が等しい電流で電力供給される）に対する推定値および測定値を示す。表６８および表６９は、図４Ｄに示す試験構成（位相Ｂは全電流であり、位相ＡおよびＣは２分の１の電流である）に対する推定値および測定値を示す。

上記で提供したデータに基づいて、ＴＡ、ＴＢ、およびＴＣに対する推定値は測定温度値に非常に近接していることが分かる。さらに、パラメータＲＢ＿ＢＳ、ＲＣ＿ＢＣＳ、ＲＢ＿ＣＢＳ、ＲＣ＿ＣＳ、ＲＡ＿ＣＡＳ、ＲＡ＿ＡＳ、ＲＡ＿ＣＡＳに対して、ＵＳＬ値および回帰等式を展開させることができる。前述のように、これらのパラメータに対するＵＳＬ値を使用して、これらのパラメータを高く推定するのを回避することができ、したがって、接合温度を低く推定するのを回避することができる。

ＲＣＡ、ＲＡ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＢに対するＵＳＬ値は、上記で表２４に示した。ＲＳａｉｒＡ、ＲＳａｉｒＢ、およびＲＳａｉｒＣに対するＵＳＬ値は、上記で表５７〜５８に示した。ＲＣＡ、ＲＡ、ＲＣ、ＲＢＣ、ＲＢ、ＲＳａｉｒＡ、ＲＳａｉｒＢ、およびＲＳａｉｒＣに対するＵＳＬ値を使用することで、等式５．１５、等式５．１６、等式５．１８、等式５．１９、等式５．２０、等式５．２２、および等式５．２３を使用して、ＲＢ＿ＢＳ、ＲＣ＿ＢＣＳ、ＲＢ＿ＣＢＳ、ＲＣ＿ＣＳ、ＲＡ＿ＣＡＳ、ＲＡ＿ＡＳ、ＲＡ＿ＣＡＳに対するＵＳＬ値を判定することができる。たとえば、以下で表７１に示すように、等式５．１５を使用して、ＲＢ＿ＢＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

以下で表７２に示すように、等式５．１６を使用して、ＲＣ＿ＢＣＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

以下で表７３に示すように、等式５．１８を使用して、ＲＢ＿ＣＢＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

以下で表７４に示すように、等式５．１９を使用して、ＲＣ＿ＣＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

以下で表７５に示すように、等式５．２０を使用して、ＲＡ＿ＣＡＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

以下で表７６に示すように、等式５．２２を使用して、ＲＡ＿ＡＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

以下で表７７に示すように、等式５．２３を使用して、ＲＡ＿ＡＣＳに対するＵＳＬ値を得ることができる。

一実施形態では、上記のパラメータに対して得たＵＳＬ値に、回帰技法を適用することができる。上記の表７１〜７７に示す例示的なデータを使用して、以下の回帰等式を得ることができる。

ＲＢ＿ＢＳ＝０．０３１２＋０．０６９３^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／２４．８８）＋０．０２２^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／９９．５） 等式５．２５
ＲＣ＿ＢＣＳ＝−２．６６Ｅ−２＋０．５６８２^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１０．３７）＋０．０３９６^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／３０２） 等式５．２６
ＲＢ＿ＣＢＳ＝−０．００９２９＋０．３１９７５^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／７．８） 等式５．２７
ＲＣ＿ＣＳ＝０．０２９９＋０．０８９５^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／５９．１）＋０．０８７^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１３．５） 等式５．２８
ＲＡ＿ＣＡＳ＝−２．１９Ｅ−３−０．０４１８^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１８）−０．０１８^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／４６．２９） 等式５．２９
ＲＡ＿ＡＳ＝４．６３Ｅ−０２＋０．１３５６^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／５７）−０．０３５８^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／８４．５） 等式５．３０
ＲＡ＿ＡＣＳ＝−１．８４Ｅ−２＋０．０３３８^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／２００．６）＋０．５０３２^*ＥＸＰ（−ＳＣＦＭ／１１．４） 等式５．３１
熱容量に関しては、１５０ＳＣＦＭで１９０秒に等しい熱タイミング定数τおよび試験データに対して、表７８に示すデータを提供することができる。

表７８から、−ｖｅ Ｒｔｈは冷却の影響を示すが、−ｖｅ Ｃｔｈには物理的な意味がなく、したがってこれらのＣｔｈはゼロであり、直接の影響（Ｃｔｈ＝０ｊ／℃）を示すことが理解されよう。さらに、１５０ＳＣＦＭに関する試験データを使用すると、ＲＡ＿ＣＡＳが小さい数のように見えるが、すべてのＳＣＦＭに対するそのＵＳＬは負の数である。したがって、ＣＡ＿ＣＡＳもまたゼロと見なされるべきである。これにより、位相間の相間の容量がゼロに等しくなる。本明細書で導出される熱インピーダンス関数を使用して、リアルタイムの接合温度を判定することができる。たとえば、上記の熱インピーダンス関数は、システムコントローラ１７０２（図１７）内へプログラムすることができる。

図２０は、ダブルＨブリッジ内のＩＧＢＴの接合温度を推定する回路のブロック図である。図２０に示す機能ブロックおよびデバイスは、回路を含むハードウェア要素、非過渡的な機械可読媒体上に記憶されたコンピュータコードを含むソフトウェア要素、またはハードウェア要素とソフトウェア要素の組合せを含むことができることが、当業者には理解されよう。さらに、接合温度推定回路２０００の機能ブロックおよびデバイスは、本発明の例示的な実施形態で実施できる機能ブロックおよびデバイスの一例にすぎない。当業者であれば、特定の適用分野に対する設計上の考慮に基づいて、特有の機能ブロックを容易に規定することができるであろう。

推定接合温度を使用して、ダブルＨブリッジの動作の様々な態様を制御することができる。一実施形態では、印加される負荷電流は、推定接合温度に基づいて、たとえばダブルＨブリッジを駆動するために使用される制御信号を修正することによって修正することができる。一実施形態では、推定接合温度は、牽引モータを制御する処理で使用することができ、ダブルＨブリッジは、モータに電力供給するように、牽引モータに動作可能に結合される。一実施形態では、推定接合温度を使用して、ダブルＨブリッジに動作可能に結合された冷却ユニットを制御することができる。一実施形態では、推定接合温度に基づいて、ダブルＨブリッジの空間的、熱的、および／または電気的トポロジを修正することができる。

図２０に示すように、接合温度推定回路２０００に対する入力は、それぞれの位相のＩＧＢＴおよびダイオードに対する電力、空気流量、ならびに空気の周囲温度を含むことができる。接合温度推定回路２０００の出力は、それぞれの位相のＩＧＢＴの接合温度とすることができる。接合温度推定回路２０００によって実行される接合温度の算出は、上記の熱インピーダンスの等式に基づいて行うことができる。一実施形態では、接合温度推定回路２０００は、スイッチ２００２を含むことができる。図２０が制御論理カード内のマイクロプロセッサによる３つの異なる位相のＩＧＢＴの接合温度（ＴｊＡ、ＴｊＢ、およびＴｊＣ）のリアルタイム推定のブロック図を表す実施形態では、推定論理内のこのスイッチは、ソフトウェアによって実行することができる。温度センサ１７００が適正に動作している場合、このスイッチは位置１に位置することができる。温度センサ１７００が適正に動作していない場合、このスイッチは位置２に位置することができる。

これらの結果を認証するために、ＴｊＢ、ＴｊＣ、ＴｊＡ（センサ温度を推定することによって結果を得たことを示すために、ＴｊＢＳ、ＴｊＣＳ、およびＴｊＡＳとして以下に示す）をＴａｉｒから直接推定し、ＴＳａｉｒ、ならびにセンサに対するδＴＢｃａｓｅ、センサに対するδＴＣｃａｓｅ、およびセンサに対するδＴＡｃａｓｅを推定することによって得た値と比較した。これらの試験の結果を、以下で表７９に示す。表７９に示す試験結果の場合、Ｖｂａｔｔ＝８０ボルトおよびＴａｉｒ＝６１℃である。

表７９のデータから分かるように、２組の結果は数℃の範囲内であり、接合温度を判定するために使用される等式が、ダブルＨブリッジコンバータの熱的挙動の非常に良好な推定を提供することを実証している。一実施形態では、ダブルＨブリッジコントローラによってリアルタイムの測定または推定接合温度を使用して、ダブルＨブリッジの関連する冷却ユニットの空気流量を制御することができる。

電力電子半導体の発展は、低減された電力放散および増大された接合温度（Ｔｊ）能力を有するＩＧＢＴなどのデバイスを提供してきた。最新世代の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）は、電力放散を格段に低減させ、その結果、はるかに多くの電力を操作する能力をもたらした。しかし、改善された電力操作能力は、いくつかの追加の制約を課す。ＩＧＢＴの接合を動作させるための温度上限が増大するにつれて、デバイスの熱サイクルも増大させ、その結果、長期間にわたって追加の防止策が不在であるために、長期間にわたって信頼性を低減させる可能性がある。

通常、２つの要因、すなわち基板のはんだ付けおよびボンドワイアが、ＩＧＢＴの熱サイクル能力を制限し、どちらも熱サイクルによる疲労を受ける。基板のはんだ付けの信頼性は、基板の材料に部分的に依存する。一実施形態では、基板のはんだ付けは、「ＡｌＳｉＣ」と呼ばれる金属マトリックス複合材料を使用することができ、この材料は、炭化ケイ素粒子を有するアルミニウムマトリックスを含み、さらなる熱サイクル耐久性を提供する。ＩＧＢＴパッケージ内でチップを相互接続するアルミニウムワイアの耐久性を増大させるために、これらのワイアを被覆することができる。

図２１は、推定される所望の冷却量に基づいて空気流量を制御するダブルＨブリッジに対するシステムコントローラのブロック図である。補助論理コントローラ（ＡＬＣ）と呼ばれるダブルＨブリッジコントローラは、ダブルＨブリッジコントローラが制御するＩＧＢＴの接合温度をリアルタイムで計算し、必要な冷却レベル（標準立方フィート／分、「ＳＣＦＭ」単位）を判定することができる。ダブルＨブリッジコントローラは、必要な冷却レベルを判定することができ、それによって熱サイクルを低減させ、したがってＩＧＢＴモジュール内の熱疲労を低減させる。所望の冷却レベルは、個々のダブルＨブリッジコントローラ（ＡＬＣ）からシステムコントローラへ渡すことができ、システムコントローラは、システム内のすべての個々のコンバータのうち、より大きい必要な冷却レベルを選択し、この冷却レベルを基礎として使用して、空気流を提供する装置のブロワのコントローラへコマンドを提供する。

図２１に示すように、ダブルＨブリッジコントローラは、信号ｄＴＢｊｃ、ｄＴＣｊｃ、ＰＢ、およびＰＣをシステムコントローラへ送り、ここでｄＴＢｊｃ＝空気に対するケースＢの温度差であり、ｄＴＣｊｃ＝空気に対するケースＣの温度差である。

システムコントローラは、ＡＬＣによって受け取った信号に基づいて、各位相下のヒートシンクと冷却空気との間の必要な実効熱抵抗ＲＢ^*およびＲＣ^*を推定する。ＲＢ^*およびＲＣ^*の値は上記のＲＢｔおよびＲＣｔの値に類似しているが、ＲＢｔおよびＲＣｔは３σ公差（Ｚ＝３）を可能にすることによって試験データから直接導出されたため、ＲＢ^*およびＲＣ^*の値はＲＢｔおよびＲＣｔの値よりわずかに大きい。シミュレーションの残りに適合するため、ＲＢ^*およびＲＣ^*は、統計モデル化の使用によって標準偏差が拡大されたＲＢ、ＲＢＣ、ＲＣ、およびＲＣＡのＵＳＬから導出され、その結果、ＲＢ^*およびＲＣ^*に対する値はより大きくなる。

等式３．１から、以下の式が得られる。

ＴＢ−Ｔａｉｒ＝ｄＴＢ＝ＲＢ^*ＰＢ＋ＲＢＣ^*ＰＣ＋ＲＢＡ^*ＰＡ
等式３．１では、ｄＴＢに対するＰＡの寄与がそれほどないため、ＲＢＡはゼロに等しい。したがって、以下の式が得られる。

ＴＢ−Ｔａｉｒ＝ｄＴＢ＝ＲＢ^*ＰＢ＋ＲＢＣ^*ＰＣ
等式３．２から、以下の式が得られる。

ＴＣ−Ｔａｉｒ＝ｄＴＣ＝ＲＣ^*ＰＣ＋ＲＢＣ^*ＰＢ＋ＲＣＡ^*ＰＡ
ＲＣＡ、ＲＡ、ＲＣ、ＲＢＣ、およびＲＢに対するＵＳＬ値を、表２４に示す。ＲＢ^*に対する算出を簡約するために、ＲＢ＞＞ＲＢＣであるため、電力Ｐｏ＝ｍａｘ（ＰＢ，ＰＣ）を使用して、所望のＲｔｈＢ＿ｈａ（所望のＲＢ^*）を推定することができる。この簡約化を適用することで、以下の式が得られる。

ＴＢ−Ｔａｉｒ＝ＲＢ^{* *}Ｐｏ＝ＲＢ^*Ｐｏ＋ＲＢＣ^*Ｐｏ＝Ｐｏ^*（ＲＢ＋ＲＢＣ）
ＲＢ^*について解くことで、以下の式が得られる。

ＲＢ^*＝ＲＢ＋ＲＢＣ 等式７．１
したがって、以下の式が得られる。

ＲＢ^**Ｐｏ＝ＲＢ^*Ｐｏ＋ＲＢＣ^*Ｐｏ＝Ｐｏ^*（ＲＢ＋ＲＢＣ）
同様に、ＲＣ^*の場合、ＰＡ＜ｍａｘ（ＰＢ，ＰＣ）であるため、ＲＣ^*は次のように簡約することができる。

ＲＣ^*＝ＲＣ＋ＲＢＣ＋ＲＣＡ 等式７．２
ＲＢ^*およびＲＣ^*に対するＵＳＬ値を展開させることができ、それらを以下で表８１および表８２に示す。

表８１および表８２に対するＵＳＬ値に基づいて、０ＳＣＦＭの空気流量のＵＳＬ値は異常値のように見えることに留意されたい。ＲＣ^*およびＲＢ^*に対するＵＳＬ値に回帰技法を適用することによって、所望の空気流量についてＲＢ^*およびＲＣ^*の関数として記述する回帰等式を展開させることができる。表８１および表８２に示す例示的なＵＳＬデータにそのような技法を適用することで、以下の式が得られる。

ｒｅｑ．ＳＣＦＭ＿Ｂ＝３６．４３＋７６９．６２^*ＥＸＰ（−ＲＢ^*／０．０３７） 等式７．３
ｒｅｑＳＣＦＭ＿Ｃ＝３４．９５＋５９１．２^*ＥＸＰ（−ＲＣ^*／０．０４６５） 等式７．４
上記の等式では、ＳＣＦＭ＿ＢおよびＳＣＦＭ＿Ｃは、それぞれ位相ＢおよびＣの確実な動作にとって望ましい空気流値である。図２１に示すように、システムコントローラは、上記で示した回帰等式を適用して、ダブルＨブリッジに印加される空気流をその制御下で制御するように構成することができる。

本明細書では、位相Ｂまたは位相Ｃの電力放散をＰＸと呼ぶことができ、ここでＸはＢまたはＣに等しいものとすることができる。本明細書では、位相Ａまたは位相Ｂの接合温度をＴｊＸと呼ぶことができ、ここでＸはＡまたはＢに等しいものとすることができ、次のように表すことができる。

ＴｊＸ＝Ｔａｉｒ＋ｄＴｈａ＋ｄＴｃｈ＋ｄＴｊｃ
上記の等式では、ｄＴｈａは、ヒートシンクと空気の温度差を表し、ｄＴｃｈは、ＩＧＢＴケースとヒートシンクの温度差を表し、ｄＴｊｃは、ＩＧＢＴとそのケースの接合の温度差を表す。パラメータｄＴｈａおよびｄＴｃｈは、次のように表すことができる。

ｄＴｈａ＝ＰＸ^*ＲＸ^*
ｄＴｃｈ＝（ＰＸ／２）^*０．０１８＝ＰＸ^*０．００９
したがって、ＴｊＸに対する等式は、次のように表すことができる。

ＴｊＸ−Ｔａｉｒ＝ＰＸ^*ＲＸ^*＋ｄＴＸｊｃ＋ＰＸ^*０．００９ 等式７．５
ＲＸ^*について解くことで、以下の式が得られる。

ＲＸ^*＝［（ＴｊＸ−Ｔａｉｒ）−ｄＴＸｊｃ］／ＰＸ−０．００９ 等式７．６
したがって、ＲＢ^*およびＲＣ^*の値は、特定の適用分野に適した指定の最大熱サイクル基準に基づいて算出することができる。一実施形態では、位相Ｂの最大熱サイクル（ＴｊＸ−Ｔａｉｒ）は、約６４．５℃になるように指定することができ、位相Ｃの最大熱サイクル（ＴｊＸ−Ｔａｉｒ）は、約６８．５℃になるように指定することができ、それによって以下の式が得られる。

ＲＢ^*＝（６４．５−ｄＴＢｊｃ）／ＰＢ−０．００９ 等式７．７
ＲＣ^*＝（６８．５−ｄＴＣｊｃ）／ＰＣ−０．００９ 等式７．８
使用されるサイクルレベル（６４．５および６８．５）の説明は、以下の表８４および表８５を参照されたい。

図２１は、必要な空気流（ＳＣＦＭ）のリアルタイム推定でダブルＨブリッジによって確実な動作のために使用される等式７．３、等式７．４、等式７．７、および等式７．８に基づく論理図を表す。定格（定常条件）でＶｂａｔｔ＝８０Ｖ、Ｔａｉｒ＝６１℃（Ｔａｍｂ＝４９℃）の場合の接合温度シミュレーションを実行することで、以下で表８３に示す接合温度が得られる。この表の「空気流」は、Ｖｌｉｎｋの指定の値で得ることができる最大空気流を表すことに留意されたい。

上記から、以下の表８４および表８５に示すように、Ｖｌｉｎｋ、Ｉｆｉｅｌｄ、およびＩｂａｔｔｅｒｙの最悪の定常動作の組合せを判定することができる。具体的には、位相Ｂに対する最悪の定常動作の組合せを表８４に示し、位相Ｃに対する最悪の定常動作の組合せを表８５に示す。

上記で提供した例では、位相Ｂの放散がＰＢであり、ＴＢｊとケースＢの温度差がｄＴＢｊｃである任意の動作点で、等式７．７によって得られるＲＢ^*値は、６４．５℃以下の熱サイクルを提供する。同様に、位相Ｃの放散がＰＣであり、ＴＣｊとケースＣの温度差がｄＴＣｊｃである任意の動作点で、等式７．７によって得られるＲＣ^*値は、６８．５℃以下の熱サイクルを提供する。

図２１に示すように、パラメータＲＢ^*を使用して、等式７．３により所望のＳＣＦＭ＿Ｂを判定することができ、パラメータＲＣ^*を使用して、等式７．４による所望のＳＣＦＭ＿Ｃを判定することができる。システムコントローラは、両方の位相に対して所望の空気流を提供するために、２つの値のうちの大きい方を選択することができる。上記のように、位相Ａは常に、位相Ａおよび位相Ｂより低温である。

上記の方策を試験するために、たとえばＭａｔｌａｂを使用して、図２１のシステムをコンピュータモデル化することができる。図２１のシステムをモデル化することで、Ｔａｉｒの全範囲内で定常基準に対して得た表８６に示す試験結果が得られた。

表８６では、左から２列目は、装置のブロワからの利用可能な空気流を示す。表８６に示すように、ｒｅｑＳＣＦＭ＞利用可能なＳＣＦＭである場合、利用可能な空気流が印加される。表８６のデータから、等式７．７および等式７．３を使用して算出した所望の空気流（ｒｅｑＳＣＦＭ）は、Ｖｌｉｎｋ＝１３００Ｖまで同一であることが分かる。しかし、１３００Ｖを超えてこれらの２つの等式を使用すると、所望の空気流が高く推定される。しかし、１３００Ｖを超えた場合、ブロワは、利用可能な最大空気流、言い換えれば１９８ＳＣＦＭまたはその付近で動作される。これらの観察に基づいて、図２２に示すように、図２１に示すシステムを簡約することができる。

図２２は、推定される所望の冷却量に基づいて空気流量を制御するダブルＨブリッジに対するシステムコントローラのブロック図である。図２２に示すように、ダブルＨブリッジは、単一の所望の冷却レベル（ｄＴｊｃ）および単一の電力（Ｐ）を送る。ダブルＨブリッジは、ｄＴｊｃおよびＰの値が位相Ｂに基づいているか、それとも位相Ｃに基づいているかを判定する論理回路を含む。たとえば、ＰＢがＰＣより大きい場合、ｄＴｊｃおよびＰは位相Ｂに基づいている。そうでない場合、ｄＴｊｃおよびＰは位相Ｃに基づいている。システムコントローラはダブルＨブリッジコントローラから２つの信号を受け取るため、システムコントローラ回路は、図２２に示すように簡約することができる。

１３００Ｖを下回ると、２つの技法は同一の結果を提供することが示されたため、図２２の簡約したシステムがダブルＨブリッジの能力を制限しないことを検証するために、このシステムをＶｌｉｎｋ≧１３００Ｖでモデル化することができる。２０℃の周囲空気温度（Ｔａｉｒ＝３２℃）に対して、１３００Ｖ、１４００Ｖ、および１５００ＶにおけるダブルＨブリッジの能力を導出し、６８．５℃を超える熱サイクルが望ましくないことに基づくものとした。したがって、以下の試験ケースは、所与のＶｌｉｎｋに対して２つの電流のうちの一方の最大負荷を固定し、熱サイクルが６８．５℃にほぼ等しくなるまで他方の電流を再調整することによってモデル化したものである。図２１に示す元のシステムおよび図２２に示す簡約したシステムで、上記の試験を繰り返した。これらの試験の結果を、以下で表８７に示す。

表２７に示す結果に基づくと、いずれのシステムを使用しても、ダブルＨブリッジの「能力」に差がないことが分かる。しかし、簡約したシステムは、ＰＢ＜ＰＣ（最初の２行）である２つのケースに対して大きい方の必要な空気流を算出したはずである。しかし、この例における利用可能な最大の空気流量は１９８ＳＣＦＭであるため、２つのシステムは同一の挙動を示した。

以下で表８８に示す追加の試験ケースを行い、ＰＢ＜ＰＣのときに図２２のシステムが大きい方の所望の空気流を算出するかどうかを判定した。

表８８に示すように、１３００Ｖを超えるいくつかの例では、ＰＢ＜ＰＣであるとき、簡約したシステムは、所望の空気流量を高く推定するが、これらの高い電圧では、必要な空気流は、１９８ＳＣＦＭという利用可能な最大の空気流量より概ね大きい。Ｖｌｉｎｋ≧１３００ＶおよびＰＢ＜ＰＣという異なるシナリオを調べると、１９８ＳＣＦＭを下回る必要な空気流量は、６〜７ＳＣＦＭ未満だけ異なるが、これは取るに足らないものである。以下で表８９に示すように、１５００ＶのＶｌｉｎｋの最大（定常）電流に対して追加の試験を実行した。

表８９に示すように、必要な空気流量ｒｅｑＳＣＦＭが１９８ＳＣＦＭの仕様上限であるため、２つの技法間でＴｊＢ、ＴｊＢ−Ｔａｉｒ、ＴｊＣ、ＴｊＣ−Ｔａｉｒは変化しない。上記の試験に基づいて、図２２の簡約したシステムは、１３００Ｖ以下では図２１のシステムと同一に実行するように見えることが分かる。さらに、１３００Ｖを超えても、所望の空気流量ｒｅｑ．ＳＣＦＭの２つのシステム推定にそれほど差はない。
ダブルＨブリッジのＩＧＢＴの熱保護
実施形態では、システムコントローラは、冷却空気を提供するブロワの故障、プレナム内の空気漏れ、トンネル動作などのシステム動作不良の場合にダブルＨブリッジのＩＧＢＴを熱保護するように構成することができる。たとえば、下記のように負荷電流を低下させて、熱サイクルを低減させることができる。

一例として、ダブルＨブリッジ内の最大定常動作条件下では、最大Ｔｊ−Ｔａｉｒを６８．５℃として指定することができる。これは、たとえばＩｆ＝１２５Ａ、Ｉｂａｔｔ＝３００Ａ、１５００ＶｄｃでＴａｉｒ＝６１℃（Ｔａｍｂ＝４９℃）、ＴｊＣ＝１２９．４１℃、およびＴＣｈｓ＝１１２．３２℃で行うことができる。この例では、ＴＣｈｓはＴｊＣの約８５％であり、温度センサ１７００（図１７）によって測定される。さらに、１．５℃の誤差公差を指定して、温度センサ１７００の公差を相殺することができ、この交差は約１．３％とすることができる。したがって、この例で使用される最大サイクル温度は、６８．５＋１．５＝７０℃である。したがって、Ｔｊ＝７０＋Ｔａｉｒである。６１℃の最大Ｔａｉｒでは、Ｔｊｍａｘ＝１３１℃である。上記で示す値は例示的なものであり、実際の実装形態に従って調整することができ、実際の実装形態は、システムの地理的位置に基づいて変更することができることが理解されよう。たとえば、Ｔａｍｂ＝５５℃の国の場合、Ｔａｉｒ ｍａｘ＝５５＋５＋７＝６７℃であり、これにより１３７℃のＴｊｍａｘが得られる。

上記で提供した例示的な値に基づいて、システムは、Ｔｊ≧１３７℃になるまでＴｊの低下を開始しないように構成することができる。Ｔｊ−Ｔａｉｒが７０℃より大きい（ｃａｌｃＴｊ＞１３１℃）とき、ＡＬＣ（補助論理コントローラ）は、ＩＧＢＴが熱くなりつつあるという指示を発行することができ、Ｔｊ−Ｔａｉｒ＝７６℃（Ｔｊ＝１３７℃）になるまでさらなる動作をとらない。一実施形態では、Ｔａｍｂ＝５５℃の国の場合、この段階は省略される。

一実施形態では、ＩＧＢＴの熱サイクル能力は、δＴｊ＝７１℃で７５，０００熱サイクルであり、δＴｊ＝８６℃で３０，０００サイクルである。しかし、本技法の実施形態は、異なる熱特性を有するＩＧＢＴを含むことができることが理解されよう。δＴｊ＝８６℃およびＴａｉｒ＝６１℃に基づいて、ダブルＨブリッジコントローラは、Ｔｊ＝１４７℃またはＴｊ−Ｔａｉｒ＝８６℃でパルシングを停止するように構成することができる。これは、以下に示す低下範囲を提供する。

１３７℃≦Ｔｊ＜１４７℃、１０℃サイズ、または
７６℃≦Ｔｊ−Ｔａｉｒ＜８６℃、１０℃サイズ
別の例では、Ｔａｍｂ＝５５℃の国の場合、ダブルＨブリッジコントローラは、１４７℃でパルシングを停止するように構成することができ、最大δサイクルは、Ｔｊ−Ｔａｉｒ＝８０℃になる。Ｔｊに対する絶対ＵＳＬは＝１５０℃であることに留意されたい。これは、以下に示す低下範囲を提供する。

１３７℃≦Ｔｊ＜１４７℃、１０℃サイズ、または
７０℃≦Ｔｊ−Ｔａｉｒ＜８０℃、１０℃サイズ
本技法の実施形態は、以下の図２３および図２４を参照するとよりよく理解することができる。

図２３は、実施形態による負荷電流を低下させるために使用される制御ループのブロック図である。この制御ループは、システムコントローラ内で実施することができる。図２３に示すように、負荷電流（または電力）は、システムコントローラからダブルＨブリッジコントローラ（ＡＬＣ）へ送られるＩｂａｔｔコマンド２３００を低減させることによって低下させることができる。この適用分野とは独立して、Ｉｂａｔｔの低下を開始するレベルから、ダブルＨブリッジの保護的電源遮断を作動させるＴｊ＝１４７℃に到達する前に、上記の指定レベルの範囲内でＴｊの制御を試みるのに１０度の範囲がある。一実施形態では、Ｔｊ＞１３７℃の場合、Ｉｂａｔｔコマンドを低下させる。たとえば、Ｔｊ＜１３７℃では低下を行わず、新しいＩｂａｔｔコマンド２３００は元のＩｂａｔｔコマンド２３０２に等しい。Ｔｊ＝１３７＋δＴ℃では、新しいＩｂａｔｔコマンド２３００は、元のＩｂａｔｔコマンド２３０２の１−（δＴ／１２）倍に等しい。１４７℃よりわずかに低いＴｊでは、新しいＩｂａｔｔコマンド２３００は、元のＩｂａｔｔコマンド２３０２の１−（δＴ／１２）倍（元のＩｂａｔｔコマンド２３０２の１６．７％）に等しい。さらに、制御ループが元のＩｂａｔｔコマンドの１６．７％に等しい最小Ｉｂａｔｔを有するため、位相Ａまたは位相ＢでＴｊ≧１４７℃であるとき、ダブルＨブリッジコントローラ（ＡＬＣ）は、ダブルＨブリッジの動作をオフに切り換えることができる。低下を判定する制御パラメータとしてＴｊを使用することで、トンネル動作中、または周囲空気温度が通常より高い他のシナリオ中に、熱サイクルに対して適した保護を提供することができる。

図２４は、実施形態による負荷電流を低下させるために使用される制御ループのブロック図である。制御ループは、システムコントローラ内で実施することができる。図２３に示すように、負荷電流（または電力）は、システムコントローラからダブルＨブリッジコントローラ（ＡＬＣ）へ送られるＩｂａｔｔコマンド２３００を低減させることによって低下させることができる。図２４の制御ループ内で、低下を判定する制御パラメータは、Ｔｊ単独ではなくＴｊ−Ｔａｉｒである。Ｔｊ−Ｔａｉｒを使用することで、たとえば冷却システムの動作不良またはフィンの閉塞などにより冷却ユニットが効率的に動作していない場合に、熱サイクルに対して適した保護を提供することができる。図２４に示す制御ループの一実施形態では、Ｔｊ−Ｔａｉｒ＞７６℃の場合、Ｉｂａｔｔコマンドを低下させる。たとえば、Ｔｊ−Ｔａｉｒ＜７６℃では低下は実行されず、新しいＩｂａｔｔコマンド２３００は元のＩｂａｔｔコマンド２３０２に等しい。８６℃よりわずかに低いＴｊ−Ｔａｉｒでは、新しいＩｂａｔｔコマンド２３００は、元のＩｂａｔｔコマンドの１−（１０／１２）倍（元のＩｂａｔｔコマンドの１６．７％）に低下される。さらに、制御ループが元のＩｂａｔｔコマンドの１６．７％に等しい最小Ｉｂａｔｔを有するため、位相ＢまたはＣでＴｊ−Ｔａｉｒ＞８６℃であるとき、ダブルＨブリッジコントローラ（ＡＬＣ）は、ダブルＨブリッジの動作をオフに切り換えることができる。

図２５は、本発明の例示的な実施形態によるダブルＨブリッジを用いることができるディーゼル電気機関車のブロック図である。簡約した部分横断面図に示す機関車を、全体として参照番号２５００で呼ぶ。図２５では見えないが、駆動ホイール２５０２の後ろには複数の牽引モータが位置し、車軸２５０４に対して駆動関係で結合されている。図２５では見えないが、機関車上の様々な位置に複数の補助モータが位置し、ブロワまたは放射器ファンなどの様々な補助的な負荷と結合されている。これらのモータは、交流（ＡＣ）電気モータとすることができる。機関車２５００は、モータへの電力を制御するために、上記のダブルＨブリッジコンバータなどの複数の電気インバータ回路を含むことができる。電力回路は、少なくとも部分的に、装置室２５０６内に位置する。インバータ２０８および界磁制御２０４ならびに他の電子構成要素に対する制御用電子装置は、装置室２５０６内のラック内に保持された回路基板上に配置することができる。制御回路は、上記のダブルＨブリッジコントローラ（ＡＬＣ）およびシステムコントローラを含むことができる。装置室２５０６内では、電力変換で使用される高電力のＩＧＢＴ半導体デバイスは、空気冷却式のヒートシンク２５０８に取り付けることができる。

上記の説明は限定ではなく例示を目的とすることを理解されたい。たとえば、前述の実施形態（および／またはその態様）は、互いに組み合わせて使用することができる。さらに、本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の教示に特定の状況または材料を適合させるために、多くの修正を加えることができる。本明細書に記載する材料の寸法およびタイプは、本発明の実施形態を示すものであり、なんら限定的ではなく、本質的に例示的なものである。上記の説明を読めば、他の実施形態も明らかにすることができる。したがって、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲を、そのような特許請求の範囲に与えられる全範囲の均等物とともに参照することで判定されるべきである。

添付の特許請求の範囲では、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」および「そこにおいて（ｉｎ ｗｈｉｃｈ）」という用語は、「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎ）」および「そこにおいて（ｗｈｅｒｅｉｎ）」というそれぞれの用語の平易な英語の均等物として使用される。さらに、以下の特許請求の範囲では、「第１（ｆｉｒｓｔ）」、「第２（ｓｅｃｏｎｄ）」、「第３（３ｒｄ）」、「上部（ｕｐｐｅｒ）」、「下部（ｌｏｗｅｒ）」、「底部（ｂｏｔｔｏｍ）」、「頂部（ｔｏｐ）」、「上（ｕｐ）」、「下（ｄｏｗｎ）」などの用語は、単なる標識として使用されるものであり、これらの用語の対象に数値的または位置的な要件を課すものではない。さらに、以下の特許請求の範囲の限定は、ミーンズプラスファンクション（ｍｅａｎｓ−ｐｌｕｓ−ｆｕｎｃｔｉｏｎ）形式で書かれたものではなく、そのような特許請求の範囲の限定が「手段（ｍｅａｎｓ ｆｏｒ）」という語句を明示的に使用し、それに続いてさらなる構造をもたない機能の言及を使用しない限り、米国特許法（３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ．）第１１２条の第６段落に基づいて解釈されるものではない。

本明細書では、単数形で記載され、「ａ」または「ａｎ」という語が先行する要素またはステップは、そのような除外が明示されない限り、複数形の前記要素またはステップを除外しないと理解されるべきである。さらに、本発明の「一実施形態」に対する言及は、同じく記載の特徴を組み込む追加の実施形態の存在を除外すると解釈されるものではない。さらに、逆を明示しない限り、特定の特性を有する１つの要素または複数の要素を「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、または「有する（ｈａｖｉｎｇ）」実施形態は、その特性をもたない追加のそのような要素を含むことができる。

本明細書に含まれる本発明の精神および範囲から逸脱することなく、前述の制御方法で特定の変更を加えることができるため、上記の説明または添付の図面に示す主題はすべて、本明細書の本発明の概念を示す例にすぎないと解釈されるべきであり、本発明を限定すると解釈されるべきではないものとする。

１００ Ｈブリッジコンバータ
１０２ 入力電圧、入力ＤＣ電圧
１０４ 電子スイッチ、ＩＧＢＴ
１０６ １次巻線
１０８ 変圧器
１１０ ２次巻線
１１２ 出力
２００ ダブルＨブリッジ
２０２ 位相Ａ、第１のレッグ
２０４ 位相Ｂ、共通、第２のレッグ
２０６ 位相Ｃ、第３のレッグ
２０８ ダイオード
２１０ 第１の変圧器
２１２ 第２の変圧器
２１４ 出力
２１６ 出力
３００ 熱回路網
３０２ デュアルモジュール、ＩＧＢＴモジュール
３０４ ケース
３０６ ヒートシンク
３０８ グリース層
３１２ Ｐ ＩＧＢＴ
３１４ Ｐ Ｄｉｏｄｅ
３１６ 熱抵抗
３１８ 熱抵抗
３２０ 熱抵抗
３２２ 熱抵抗
５００ 熱電対
５０２ 冷却空気流
６０２ 測定温度
６０４ コンピュータモデル化温度
７０２ ＴＢ−Ｔｉｎｌｅｔに対する測定冷却曲線
７０４ ＴＢ−Ｔｉｎｌｅｔに対する推定冷却曲線
８０２ 界磁巻線
８０４ 変圧器
８０６ シリコン制御整流器（ＳＣＲ）
８０８ バッテリ
８１０ 変圧器
８１２ ダイオード
８１４ キャパシタ
８１６ インダクタ
９０２ 位相Ｂの電圧出力Ｖｂ＋
９０４ 位相ＡまたはＢの電圧出力Ｖｊ＋
９０６ 変圧器の１次巻線内の電圧Ｖｐｒｉｍ
９０８ 出力波形の期間Ｔ
９１０ 時間ｔｏｎ
１００２ 位相Ｂの電流出力Ｉｂ＋
１００４ 位相ＡまたはＢの電流出力Ｉｊ＋
１００６ 変圧器の１次巻線内の電流Ｉｐｒｉｍ
１１０２ １次巻線内の平均電流
１１０４ Ｉ＿ｐｈａｓｅ １＿ａｖｅｒａｇｅ
１１０６ Ｉ ｐｈａｓｅ＿２ ａｖｅｒａｇｅ
１１０８ ＩＧＢＴ１０４内の電流
１１１０ ダイオード２０８内の電流
１２０２ 第１の部分
１２０４ 第２の部分
１３０２ Ｉｘ
１３０４ Ｉｙ
１３０６ 時間ｔ３
１３０８ ｔｆ
１６０２ ファン
１６０４ 冷却空気の流れ
１６０６ プレナム
１６０８ 通路
１７０２ システムコントローラ
１８０２ サーミスタ
２３００ 新しいＩｂａｔｔコマンド
２３０２ 元のＩｂａｔｔコマンド
２５００ 機関車
２５０２ 駆動ホイール
２５０４ 車軸
２５０６ 装置室
２５０８ ヒートシンク
ＡＬＣ 補助論理コントローラ
ｄＴＢｊｃ 空気に対するケースＢの温度差
ｄＴＣｊｃ 空気に対するケースＣの温度差
ｄＴｊｃ 所望の冷却レベル
Ｉｏ 定常電流
Ｐ 電力
ＰＡ 位相Ａの電力
ＰＢ 位相Ｂの電力
ＰＣ 位相Ｃの電力
Ｔａ 温度
Ｔａｉｒ 吸気温度
Ｔｂ 温度
Ｔｃ 温度
Ｔｊ 接合温度
ＴｊＡ 接合温度
ＴｊＢ 接合温度
ＴｊＣ 接合温度
ＴＳ サーミスタ１８０２の温度
Ｖａ 位相ＡのＩＧＢＴの出力電圧
Ｖｂ 位相ＢのＩＧＢＴの出力電圧
Ｖｃ 位相ＣのＩＧＢＴの出力電圧

Claims (12)

1. ヒートシンクと、
   前記ヒートシンクに結合され、励磁器およびバッテリへ電力を送達するように構成された１組のＩＧＢＴと、
   単一の温度センサと、
   コントローラと、
   を備え、
   前記１組のＩＧＢＴが、
   前記励磁器へ電力を提供するように構成された第１のデュアルＩＧＢＴと、
   バッテリへ電力を提供するように構成された第２のデュアルＩＧＢＴと、
   前記励磁器および前記バッテリに共通の第３のデュアルＩＧＢＴと、
   を備え、
   前記単一の温度センサが、前記ヒートシンク内の前記第２のデュアルＩＧＢＴと前記第３のデュアルＩＧＢＴとの間に配置され、
   前記コントローラが、
   前記単一の温度センサから温度読取値を受け取り、前記温度読取値に基づいて、前記第２のデュアルＩＧＢＴに対する第１の接合温度と前記第３のデュアルＩＧＢＴに対する第２の接合温度を判定し、
   前記第１の接合温度または前記第２の接合温度が所定の閾温度を超えたときに、前記第１乃至第３のデュアルＩＧＢＴのそれぞれによって提供される出力電力を低下させる、
   ように構成される、
   電子デバイス。
2. 前記所定の閾温度が摂氏約１３７度である、請求項１に記載の電子デバイス。
3. 前記コントローラが、周囲空気の温度を判定し、前記第１の接合温度と前記周囲空気の前記温度の温度差に少なくとも部分的に基づいて、前記出力電力を低下させるように構成される、請求項１または２に記載の電子デバイス。
4. 前記コントローラが、前記温度差が摂氏約７６度より大きい場合、前記出力電力を低下させるように構成される、請求項３に記載の電子デバイス。
5. 前記コントローラが、システムコントローラから受け取ったＩＧＢＴコマンドおよび前記第１または第２の接合温度に少なくとも部分的に基づいて、前記ＩＧＢＴコマンドに置き換わる新しいＩＧＢＴコマンドを生成し、前記出力電力を低下させることを含む、請求項１乃至４のいずれか記載の電子デバイス。
6. ヒートシンクと、
   前記ヒートシンクに結合され、励磁器およびバッテリへ電力を送達するように構成された１組のＩＧＢＴと、
   単一の温度センサと、
   コントローラと、
   を備え、
   前記１組のＩＧＢＴが、
   前記励磁器へ電力を提供するように構成された第１のデュアルＩＧＢＴと、
   バッテリへ電力を提供するように構成された第２のデュアルＩＧＢＴと、
   前記励磁器および前記バッテリに共通の第３のデュアルＩＧＢＴと、
   を備え、
   前記単一の温度センサが、前記ヒートシンク内の前記第２のデュアルＩＧＢＴと前記第３のデュアルＩＧＢＴとの間に配置され、
   前記コントローラが、
   前記単一の温度センサから温度読取値を受け取り、前記温度読取値に基づいて、前記第２のデュアルＩＧＢＴに対する第１の接合温度と前記第３のデュアルＩＧＢＴに対する第２の接合温度を判定し、
   前記第１の接合温度または前記第２の接合温度が所定の閾温度を超えたときに、前記第１乃至第３のデュアルＩＧＢＴのそれぞれによって提供される出力電力を低下させる、
   ように構成される、
   車両用の電力システム。
7. 前記所定の閾温度が摂氏約１３７度である、請求項６に記載の電力システム。
8. 前記コントローラが、周囲空気の温度を判定し、前記第１の接合温度と前記周囲空気の前記温度の温度差に少なくとも部分的に基づいて、前記出力電力を低下させるように構成される、請求項６または７に記載の電力システム。
9. 前記コントローラが、前記温度差が摂氏約７６度より大きい場合、前記出力電力を低下させるように構成される、請求項８に記載の電力システム。
10. 第１のデュアルＩＧＢＴ、第２のデュアルＩＧＢＴおよび第３のデュアルＩＧＢＴを備える電子デバイス内の熱サイクルを低減させる方法であって、
    ヒートシンク内の前記第２のデュアルＩＧＢＴと前記第３のデュアルＩＧＢＴとの間に配置された単一の温度センサから温度読取値をコントローラが受け取るステップと、
    前記温度読取値に基づいて、少なくとも前記第２のデュアルＩＧＢＴおよび前記第３のデュアルＩＧＢＴの接合温度をコントローラが判定するステップと、
    前記第２のデュアルＩＧＢＴまたは前記第３のデュアルＩＧＢＴの接合温度が所定の閾温度を超えたときに、前記第１乃至第３のデュアルＩＧＢＴのそれぞれによって提供される出力電力をコントローラが低下させるステップと、
    を含み、
    前記第１のデュアルＩＧＢＴは、励磁器へ電力を提供するように構成され、
    前記第２のデュアルＩＧＢＴは、バッテリへ電力を提供するように構成され、
    前記第３のデュアルＩＧＢＴは、前記励磁器および前記バッテリに共通する、
    方法。
11. 周囲空気の温度を判定するステップと、前記第２のデュアルＩＧＢＴの接合温度と前記周囲空気の前記温度の温度差に少なくとも部分的に基づいて、前記出力電力を低下させるステップとを含む、請求項１０に記載の方法。
12. システムコントローラからＩＧＢＴコマンドをコントローラが受け取るステップと、前記ＩＧＢＴコマンドおよび前記第２のデュアルＩＧＢＴの接合温度に少なくとも部分的に基づいて、前記ＩＧＢＴコマンドに置き換わる新しいＩＧＢＴコマンドをコントローラが生成し、前記出力電力を低下させるステップを含む、請求項１０または１１に記載の方法。