CN1989414A - 基于电流感测设计的差分电路的故障保险 - Google Patents

Abstract

本发明描述了用于在电流模式电路中接收差分电流的系统和方法。当出现接收器输入是浮动的、未驱动的、被短接在一起或者一个或两个输入被短接到地的情况时，系统的输出保持稳定。二极管连接的MOS晶体管接收不相等的电流，并且电流镜像放大所接收的电流。那些放大后的镜像电流被差分地放大，并且被转换成适于典型计算机和逻辑系统的电压信号。本发明的电流模式差分特性提供了高共模电流和电压噪声抗扰性。不相等电流的阈值帮助提供高差分电流和电压噪声抗扰性。

Description

基于电流感测设计的差分电路的故障保险

技术领域

本发明涉及逻辑差分逻辑/缓冲电路，尤其涉及具有故障保险(fail-safe)电路的电流转移逻辑电路。

背景技术

当在输入端出现不确定或无效的输入信号时，故障保险差分放大器或接收器提供已知的输出。当输入端是浮动的或三态的、或被短接时，通常出现无效的输入信号。但是，部分短接或开路可能导致无效的输入信号。面对这种无效的输入信号，接收器通常会振荡、接入噪声或者处于不确定状态。

先前的解决方案具有基于寻址电压和基于低电压的电路。这些解决方案在差分接收器的输入端提供偏置电阻器，以便通过在输入端提供直流偏移而将输入偏置到已知状态。但是，这种偏移可能使返回电流失衡，使输出以及可能的负载失真，并且减少输入信号幅度。其它解决方案通过逻辑电路将接收器的输入偏置到Vcc，以便将接收器的输出驱动到某种已知的状态。

基于低压电路的另一解决方案在Texas Instruments公司的零件号为no.SN65LVDT32B的差分接收器，以及几个其它类似装置中找到。这种装置的电路提供两个有源电路高阻抗比较器，该比较器共享接收器的输入。这些比较器提供窗口，其中一个比较器提供+80毫伏的阈值，另一比较器提供-80毫伏的阈值。将故障保险计时器与比较器的输出“相与”，并且如果在计时器周期结束处，差分输入在+/-80毫伏的窗口内，则输出被驱动到已知的故障保险高状态。这种电路的一个局限性在于，必须接通故障保险计时器，以便开始计时器周期。如果到接收器的输入是有效的，比方说大于+80毫伏差分，但是然后回复到无效状态，比方说+10毫伏差分，则计时器可能不被启动，因为不能接通接收器的输出。

低压电路的又一故障保险装置是由Maxim生产的，零件号为no.MAX9153/4。该装置虽然被标记为中继器，但是实际上是差分放大器或接收器电路。该电路具有二极管尖脉冲(spike)抑制器，并且当通过短接的传输线，或通过低电平(100毫伏以下)衰减差分信号加电时可能不操作。还可能恶化高频操作。

本发明的一个目的是提供一种有源故障保险接收器电路，其在以下任何情形为真的情况下使接收器的输出为稳定的已知状态。

接收器输入是浮动的并且未被端接。

接收器输入被端接并且未被驱动，因为驱动器是无动力的，禁用的和/或被断开。

输入缆线被断开。

接收器输入被短接在一起，比方说由于驱动器输出被短接，或者一个或两个接收器输入被短接到地，因为驱动器输出被短接到地或者在缆线中存在短接。

上面这些情形中没有一个会从本发明产生不确定的输出。从速度(带宽)和/或抖动/噪声的观点来看，在正常操作下，故障保险偏置不会影响接收器的性能。

本发明的另一目的是提供一种故障保险电流模式接收器，其在功率和芯片领域是有竞争力的。

本领域技术人员应当理解，虽然下面的详细描述是参照说明性的实施例、附图和使用方法进行的，但是不应当将本发明限于这些实施例和使用方法。相反，本发明具有较宽的范围，并且仅被限定为如所附权利要求书中所述。

发明内容

鉴于前面的讨论，本发明提供：一种故障保险差分电流逻辑接收器和方法，该接收器包括至少两个输入端。故障条件包括不被驱动的浮动接收器输入、被短接在一起的输入、或者输入中的一个或两个被短接到地。在这种条件下，本发明提供到第一输入端的电流的第一驱动器，和到第二输入端的不同值电流的第二驱动器。感测这些不相等的电流，并且提供与所接收的不相等电流相对应的差分电流。当存在任何定义的故障保险条件时，感测装置的差分输出电流保持稳定。

在一个优选实施例中，在两个输入端之间连接电阻器，并且建立阈值差分电流，其中该阈值差分电流需要被达到以建立变化后的逻辑状态。差分电流被放大并且被转换成适于逻辑系统的输出电压信号。提供第一和第二电流接收电路。一个位于第一输入端和电流返回路径之间，第二个位于第二输入端和电流返回路径之间。第一和第二电流接收电路优选地是二极管连接的MOS晶体管，将其每个偏置，以在输入端之间呈现出给定的阻抗。电流镜像电路被用于每个不相等的接收电流，电流电压转换提供与所接收的不相等电流之间的差异成比例的电压输出。不相等的电流允许正电流被从每个接收器输入端分流，并且当不相等的电流由于逻辑变化而反向时，不相等电流之间的差异也将被反向，以允许检测。如果通过两个二极管连接的CMOS晶体管所接收的正电流相等，则将它们反向就不会提供输出。

本领域的技术人员应当理解，虽然下面的详细描述是通过参照说明性的实施例、附图和使用方法进行的，但是不应当将本发明限于这些实施例和使用方法。相反，本发明具有较宽的范围，并且仅被限定到如所附权利要求书中所述。

附图说明

以下的发明介绍参照附图，其中：

附图1A是表示本发明的电流模式电路；

附图1B是具有方程式的方块图，其表示本发明实施例的设计方案；

附图2是详细的电路示意图，其包括适于与本发明一起使用的电流驱动器；

附图3是表示电流感测的电路；

附图4是本发明的接收器电路的组合示意图。

具体实施方式

附图1A是表示本发明一个优选实施例的简图。输入信号Vin控制和选择输出电流信号Ip和Im，其中输出电流信号Ip和Im被驱动10到传输线12中。驱动器10是具有高输出阻抗的电流驱动器。在实践中，可以存在单个双绞线或两条传输线，但是如下所述，由于Ip和Im不相等，因此存在返回电流，其中当使用双绞线时该返回电流被电流感测放大器吸收，或者如果存在屏蔽则穿过屏蔽。传输线对本发明的实际使用不是基本的，但是如果不使用，则必须为返回电流Is提供某种有利于噪声的通路。在一个逻辑状态中，Ip是进入第一传输线50的输出正电流，Im是来自第二传输线52的输入负电流。在相反的逻辑状态中，Ip是来自第一传输线50的负电流，Im是进入第二传输线52的正电流。在另一优选实施例中，可以具有仅驱动到一个传输线中的电流。

如果使用两条传输线，其中每条传输线具有50欧姆的特性阻抗，则100欧姆的Rt被放置横跨信号导线的末端，并且用于端接这两条线。此外，Ip和Im彼此不相等，使得存在穿过屏蔽的返回电流Is。而且，在这个优选实施例中，由于Rt横跨两条传输线的末端，因而Rt的两端被偏置在某个正电压。优选地，在一个逻辑状态中，Ip是+1.0ma，Im是-0.5ma，因此存在返回电流Is，在0.5ma的屏蔽中。在相反的逻辑状态中，仍然存在0.5ma通过屏蔽返回。

附图1A表示接收不相等电流的电流感测电路54，其中该不相等电流形成本发明的故障保险基础。当不相等电流的驱动器断电时，出现在差分数据线上的外部噪声电流将在相同方向上流动。其表现为由差分电流感测电路54抑制(reject)的共模电流噪声信号源，如下面更详细地论述。在驱动器输出端被短接在一起的情况下，净0.5ma信号(Ip小于Im)将沿着通路向下流向Rt的两端，并且因此差分感测电路54辨别出这种故障模式。如下所述，由差分电流造成的抖动较低，这是由于切换期间的有效输入电流远大于故障保险偏置电流。

抖动也比电压型电路中低，这是由于电流感测的电压增益低。使用电流感测电路几乎消除了高增益电压接收放大器电容倍增(capacitance multiplication)的负面效应。在这个优选实施例中，电流感测被配置为与Rt平行，并且在下面更详细地描述。电流放大电路56接收感测到的电流，并且，最后，电流电压(I/V)转换器58提供与标准计算电路兼容的CMOS输出信号。本发明产生远离端接和感测电路的电压信号。在I/V转换这一点上，电路寄生电容相对小并且无效。

参照附图1A，差分电流感测54具有很小的电压放大，因此排除了任何Miller电容器效应。电流感测的差分特性减少了共模电压信号的效应-共模电压增益非常小或者是可以忽略的。

附图1B表示本发明对电流噪声的容许。通常，Ip和Im的一部分i1和i2穿过差分电流感测电路54。电流感测54被设计为具有差分电流阈值Ith，其中为了识别有效逻辑信号必须达到该差分电流阈值。因此，Ip和Im之间的差分必然导致i1和i2之间等于(或大于)阈值Ith的差分。通常，分别用于i1和i2的公式13和15被表示为Ip和Im的函数。如果从i1减去i2，则在项17中表示结果。由于i1-i2必须等于或超过Ith，19，因此在项21中表示作为Ip和Im的函数的Ith公式。通过观察容易看到，Ip-Im必须足够大，以便保证i1-i2超过阈值。在正常的故障保险条件下，如果Ip和Im之间的差不足够大，则a和b(电流分布系数)之间的差也较小，这使得很难保持公式21。在现实的应用中，这意味着，一旦接收器进入故障保险模式，接收器相对于噪声就非常坚固(robust)。从21中容易看到，共模电流噪声相互抵消，从而使本实施例相对于共模电流噪声很坚固。在一个优选实施例中，本发明容许100uA的差分电流噪声。其他实施例可以被设计为具有更大抗干扰度。请注意，i1和i2都是正的，但是具有不相等的值。如果它们相等，则在出现逻辑电平变化时不存在差别。这些电流通常彼此不相等，除了线路短接在一起。在这种条件下，接收器通过附图4中的内部故障保险偏置晶体管P_f1和N_f1保持稳定的输出。这种偏移提供本发明的故障保险动作，但是，在一个优选实施例中，仅大约20uA的偏移电流产生非常小的附加功率消耗，并且本发明的实施例实际上不使用额外的死区(die area)。

附图2表示可以根据本发明使用的一种电流驱动器电路。这里，当V1为低时，P1接通，并且1mA的I1经由P1输出端作为Ip。如果V2为高，则N2接通，并且0.5mA的I2经由N2输出作为负的Im。将V1和V2的逻辑状态反向，I2输出作为负的Ip，I1输出作为正的Im。典型地，对于上面的操作，将V2设计成与VI相反的逻辑。然而，如果独立地驱动P1、P2、N1和N2(未示出)，则可以将它们全部断开，从而在传输线中没有电流。应当注意，没有共模反馈电路(CMFB)以稳定输出电压的共模电平。典型地，这种类型的输出驱动器对低压差分系统是通用的。本系统不需要CMFB，这是由于所使用的特定接收器54。这样，不使用CMFB电路就节省了芯片空间和功率。

附图3是与本发明一个优选实施例一致的电流感测电路的示意图。在此，两个二极管连接的NMOS晶体管N3和N4被偏置，以分别从传输线中的电流吸出I3和I4。可以沿类似二极管的曲线偏置N3和N4(未示出)，以便克服任何阈值，并且呈现出明显大于Rt的阻抗，从而最低程度地影响传输线的端接。在一个优选的实施例中，N3和N4每个表现为大约1K欧姆，尽管可以使用本领域中已知的其它阻抗。如果N3和N4横跨相当于100欧姆的传输线呈现为大约2K欧姆时，则可以使Rt等于105欧姆，或者适当地更高或更低，以便保持适当的传输线端接。然而，如本领域中已知的，即使小心地将二极管晶体管保持在高阻抗状态，也可能由于某种阻抗失配而存在某种无害的振铃现象(ringing)。例如，如果Rt是横跨100欧姆传输线的105欧姆，并且二极管连接的晶体管由于某种处理原因而呈现出非常高的阻抗，则5欧姆的不匹配将仅导致大约小于2.5％的反射系数。

还参照附图3，考虑Ip是正1ma，Im是负0.5ma，则通过屏蔽返回的电流Is是0.5ma。可以设计N3和N4，使得It是0.65ma，其中N3吸取0.35ma的I3，N4吸取0.15ma的I4。感测I3和I4之间的差异或0.2ma，如下所述，以表示逻辑信号，比方说逻辑“1”。当Ip和Im在到电流驱动器的输入信号改变状态时交换电流电平时，感测该逻辑信号的负逻辑信号。在这种状态下，I3和I4交换电流电平，并且0.2ma的差异被感测作为逻辑“0”。因此，从“1”到“0”的逻辑变化导致电流中0.4ma的变化。

附图4表示位于两个传输线50和52的端接电路端处的、附图1的块的更详细完整的接收器电路实现。如图所示，将Rt从Pin+连接到Pin-，其中Ip和Im驱动Rt的两端，如图3所示。附图4是表示电流感测电路54、电流放大电路56以及电流电压I/V转换电路58的示意图。

在附图4中，通过连接到Rt每一端的电路形成电流感测电路54，其中电流源I5和I6为每个电路馈电。如本领域中已知的，典型地通过将PMOS晶体管偏置到正功率轨道(power rail)60而形成这些电流源。I3的电流感测电路包括N5-N8。N7和N8，以及I4的电流感测电路包括N5’-N8’。N7和N7’是二极管连接的NMOS晶体管，它们分别与N8和N8’共享相等的漏电流。由于N7和N8具有相同的漏电流(I5)，因而N7和N8的门极-源极电压相同，假设是匹配的晶体管。针对I3对于N5-N7的论述直接适用于针对I4的N5’-N7’，因此下面不再重复。N6是二极管连接的晶体管，其与N5排列形成受控晶体管化的线性电阻，以将二极管连接的器件偏置远离拐点区域，并且因此提高了电流灵敏度。分别通过N7和N7’的门电压控制N5和N5’的电阻，这又取决于二极管连接器件N6和N6’中的电流。这样，来自感测元件(二极管连接器件)的电流信息被用于修改N5或N5’的电阻，使得可以提高两个支路之间的有效电流差异。电阻还对出现在节点A和Ab上的高频噪声具有阻尼效应。在本电路结构I5中，N7和N8通过镜像效应控制I3，并且横跨N5和N6的电压降低，如下所述。相同的电流穿过N5和N6，使得它们的门极-源极电压彼此相等，并且经由N7镜像等于Pin+处的电压。这样，可以补偿二极管连接的N6的偏移电压，并且可以控制N6的阻抗。

N9和N10的门极被连接到标记为A的、N6的漏极，从而形成电流镜像。同样，N11和N12镜像N6’中的电流。设计N10和N12的大小，以提供由I-V转换电路经由B和Bb感测的放大电流。在一个优选实施例中，当I3从0.15ma改变到0.35ma时，该变化经由电流镜像放大电路56而被反映在I9和I10。偏置故障保险偏置晶体管P_f1和N_f1，以形成内部故障保险偏置电流，从而一旦接收器进入故障保险条件，诸如驱动器掉电或缆线短路，就将输出保持在已知状态。在一个优选的实施例中并且如本领域中已知的，可以通过带隙装置构建偏置1和偏置2，其中带隙装置连同P_f1和N_f1的特性一起被选择，以便在I9和I11中提供大约二十微安的保持电流。可以通过改变晶体管的尺寸，如本领域中已知的，使I10为I3变化的放大版本。同样，P9被排列成二极管连接的晶体管，并且可以被偏置(未示出)，并且I10镜像I9，但可以通过改变P10的尺寸而被放大。P10和P9的门极-源极电压相等。这提供电流放大，使得I10是I3的放大版本。相似的电路接收I4，并且在I12提供放大版本。

附图4的项58表示执行电压转换的电路。两个输出B和Bb分别被输入到N13和N14的门极。I13和I14分别是I10和I12的镜像。P13和P14是电流镜像。存在使用B和Bb的全差分操作，在C处提供电压输出，其驱动N15和P15动作，以为提供轨道到轨道的CMOS逻辑电平。

应当理解，上述实施例在这里是作为例子提出的，其许多变化和替换是可能的。因此，应当将本发明广义地认为仅限定为以下所附权利要求书所述。

Claims (10)

1.一种用于差分电流逻辑接收器电路的故障保险系统，其中故障保险条件包括接收器输入是浮动的、未驱动的、被短接在一起，或者一个或两个接收器输入被短接到地，所述故障保险系统包括：

限定第一端和第二输入端的电流模式差分接收器，

进入所述第一输入端的电流的第一驱动器和进入所述第二输入端的电流的第二驱动器，其中在正常操作下，所述第一和第二电流彼此不相等，

用于感测所述不相等的电流并且输出对应于所述接收的不相等电流的差分电流的装置，其中在任何规定的故障保险条件下，所述感测装置的差分电流输出保持稳定。

2.根据权利要求1所述的故障保险系统，其中所述感测装置包括：

用于建立差分电流阈值的装置，其中当达到所述阈值时，所述感测装置输出变化后的逻辑状态。

3.根据权利要求1所述的故障保险系统，进一步包括：

差分电流放大器，用于接受所述感测装置的差分电流输出，并且提供放大后的电流，以及

电流电压转换器，所述电流电压转换器接受所述放大后的电流，并且输出与逻辑系统一致的电压信号。

4.根据权利要求1所述的故障保险系统，进一步包括连接在所述第一和第二输入端之间的电阻器。

5.根据权利要求1所述的故障保险系统，其中所述感测装置包括：

第一电流接收电路，所述第一电流接收电路被连接在所述第一输入端和返回到所述电流驱动器的电流返回路径之间，

第二电流接收电路，所述第二电流接收电路被连接在所述第二输入端和返回到所述电流驱动器的电流返回路径之间。

6.根据权利要求5所述的故障保险系统，其中所述第一和第二电流接收电路包括二极管连接的MOS晶体管。

7.根据权利要求6所述的故障保险系统，进一步包括用于偏置每个二极管连接的MOS晶体管、使得每个二极管连接的MOS晶体管对到所述电流驱动器的电流返回路径表现出给定阻抗的装置。

8.根据权利要求5所述的故障保险系统，进一步包括用于将所述第一接收电路中的电流与所述第二接收电路中的电流进行比较的装置。

9.根据权利要求8所述的故障保险系统，其中所述比较装置包括：

第一放大电流镜像电路，所述第一放大电流镜像电路提供由所述第一接收电路所接收的电流的第一镜像输出电流，

第二放大电流镜像电路，所述第二放大电流镜像电路提供由所述第二接收电路所接收的电流的第二镜像输出电流，以及

电流电压转换电路，用于接收所述第一和第二输出电流，并且提供与所述第一和第二放大电流镜像电路的输出之间的差异成比例的电压输出。

10.一种用于当接收器输入是浮动的、未被驱动的、被短接在一起、或者一个或两个接收器输入被短接到地时生成用于差分电流逻辑接收器电路的故障保险条件系统的方法，所述方法包括以下步骤：

接收外部差分噪声电流，其中电流模式差分接收器限定第一和第二输入端，

将第一电流驱动到所述第一输入端中，将第二电流驱动到所述第二输入端中，其中差分数据线上外部电流噪声之间的差异通常不足够大，以在故障保险条件下，克服由故障保险偏置晶体管内部地设置的阈值，

在正常操作下，有效地感测不相等的电流，并且在故障保险条件下输出稳定的已知状态。

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