CN102375465B - 线性稳压器及其电流感测电路 - Google Patents
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Abstract
一种线性稳压器及其电流感测电路。线性稳压器包括传输晶体管、补偿电容、可变电阻、误差放大器及电流感测电路。电流感测电路包括感测晶体管及电压锁定器。感测晶体管受控于误差放大器,感测晶体管的第一端接收输入电压,感测晶体管用以产生一感测电流。其中感测电流相关于流经传输晶体管的传输电流。电压锁定器耦接传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端,并控制传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压相同,电压锁定器根据传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压调整耦接于补偿电容的可变电阻。
Description
技术领域
本发明是有关于一种线性稳压器及其电流感测电路,且特别是有关于一种具极点-零点追踪(Pole-Zero Tracking)功能的线性稳压器及其电流感测电路。
背景技术
请参照图1,图1绘示为第一种传统线性稳压器的电路图。传统线性稳压器10包括传输晶体管MNO、补偿电容CC、反馈电路41及误差放大器A1。传输晶体管MNO的第一端接收输入电压VIN,传输晶体管MNO的第二端输出输出电压VOUT至负载。传输晶体管MNO的第一端及第二端分别例如漏极及源极。反馈电路41耦接误差放大器A1的反相输入端与传输晶体管MNO的第二端之间,反馈电路41进一步包括电阻R1及电阻R2。反馈电路41通过电阻R1及电阻R2将输出电压VOUT分压后输出反馈电压VF至误差放大器A1的反相输入端。误差放大器A1的输出端耦接传输晶体管MNO及补偿电容CC,而误差放大器A1的非反相输入端接收参考电压VREF。误差放大器A1根据反馈电压VF及参考电压VREF控制传输晶体管MNO,以调节输出电压VOUT的电压值。
误差放大器A1具有高输出阻抗来提供足够的增益,而传输晶体管MNO的输出端具有低输出阻抗。在频率补偿的设计上,补偿方式为在误差放大器A1的输出端X加入补偿电容CC来产生一主极点频率,而非主极点频率则由输出端的等效电阻与电容值来决定,其值可近似为gmMNO为传输晶体管MNO的转导,CL为输出等效电容。
然而,当输出负载电流ILOAD太小或输出等效电容CL太大,则非主极点频率会往低频移动,而接近主极点频率。如此一来,将造成相位边限(Phase Margin)不足而使得线性稳压器的不稳定。为了确保线性稳压器的稳定性,必须使主极点频率设计在更低频,造成线性稳压器的频宽降低,反应速度变慢。
请参照图2,图2绘示为第二种传统线性稳压器的电路图。传统线性稳压器20与传统线性稳压器10的差异在于传统线性稳压器20在补偿电容CC的一端串联电阻RZ来产生S平面的左半平面的零点,且零点频率的频率大小为此零点频率可用来与输出端的非主极点频率抵消,以增加上述相位边限。一方面提供线性稳压器的稳定度,另一方面也同时增加频宽。
然而,此种补偿方式的问题为电阻RZ的电阻值与传输晶体管MNO的转导gm的转导值皆会随工艺变异而改变,且两者随工艺的变异并不相关,因此零点频率与非主极点频率并无法可靠的抵消。
请参照图3,图3绘示为第三种传统线性稳压器的电路图。传统线性稳压器30与传统线性稳压器20的差异在于传统线性稳压器30使用与传输晶体管MNO相同的N型金属氧化物半导体(Metal-Oxide-Semiconductor,MOS)晶体管MNZ来取代传统线性稳压器20的电阻RZ。N型金属氧化物半导体晶体管MNZ的控制端耦接至一定电压Vb,且N型金属氧化物半导体晶体管MNZ操作于三极管区(Triode Region)以形成一等效电阻。
然而,传输晶体管MNO的转导gm会随负载电流ILOAD而改变,造成非主极点的频率变化幅度太大。固定的零点频率无法有效的与输出端的非主极点频率互相抵消,在不同负载电流ILOAD下,仍会有相位边限不足的情形发生。
发明内容
本发明有关于一种线性稳压器(Linear Regulator)及其电流感测电路,经由电流感测电路感测流经传输晶体管的传输电流以对应地调整耦接于补偿电容的可变电阻,进而达到极点-零点追踪(Pole-Zero Tracking)的效果。
根据本发明,提出一种线性稳压器。线性稳压器包括传输晶体管、补偿电容、可变电阻、反馈电路、误差放大器及电流感测电路。传输晶体管的第一端接收输入电压,传输晶体管的第二端输出输出电压。可变电阻耦接于补偿电容,而反馈电路输出反馈电压。误差放大器根据反馈电压及参考电压控制传输晶体管。电流感测电路包括感测晶体管及电压锁定器。感测晶体管受控于误差放大器,且感测晶体管的第一端接收输入电压,感测晶体管用以产生一感测电流,其中感测电流相关于流经传输晶体管的传输电流。电压锁定器耦接传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端,并控制传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压相同,电压锁定器根据传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压调整可变电阻。此外,电压锁定器也能根据感测电流输出控制电压以调整可变电阻,而控制电压随感测电流改变。
根据本发明,提出一种电流感测电路。电流感测电路用于线性稳压器。电流感测电路包括感测晶体管及电压锁定器。感测晶体管与线性稳压器的传输晶体管受控于线性稳压器的误差放大器,且感测晶体管的第一端及传输晶体管的第一端接收输入电压。其中感测电流相关于流经传输晶体管的传输电流电压锁定器耦接传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端,并控制传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压相同。电压锁定器根据传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压调整可变电阻。此外,电压锁定器也能根据感测电流输出控制电压以调整可变电阻,而控制电压随感测电流改变。
为了对本发明的上述及其它方面有更佳的了解,下文特举较佳实施例,并配合所附图式,作详细说明如下:
附图说明
图1绘示为第一种传统线性稳压器的电路图。
图2绘示为第二种传统线性稳压器的电路图。
图3绘示为第三种传统线性稳压器的电路图。
图4绘示为线性稳压器的架构示意图。
图5绘示为第一实施例的线性稳压器的电路图。
图6绘示为第二实施例的线性稳压器的电路图。
图7绘示为第三实施例的线性稳压器的电路图。
图8绘示为第四实施例的线性稳压器的电路图。
图9绘示为第五实施例的线性稳压器的电路图。
图10绘示为第六实施例的线性稳压器的电路图。
主要组件符号说明:
10、20、30:传统线性稳压器
40、40(1)、40(2)、40(3)、40(4)、40(5)、40(6):线性稳压器
41:反馈电路
42、42(1)、42(2)、42(3):可变电阻
43、43(1)、43(2)、43(3)、43(3)、43(4)、43(5):电流感测电路
432:电压锁定器
A1:误差放大器
A2:运算放大器
CC:补偿电容
CL:输出等效电容
RL:输出等效电阻
R1、R2、RZ:电阻
MNO:传输晶体管
MN1、MN2、MN3、QNO、QNS、QN3:晶体管
MNZ:N型金属氧化物半导体晶体管
ILOAD:负载电流
Ipass:传输电流
ICTRL:控制电流
IMN3:偏压电流
IY:感测电流
VOUT:输出电压
Vb:定电压
VF:反馈电压
VREF:参考电压
VY:端点电压
VCRTL:控制电压
Vb1、Vb2:定电压
X、Y:节点
具体实施方式
为了更可靠地将零点频率与非主极点频率抵消,下述实施例提供数种线性稳压器及其电流感测电路。线性稳压器经由电流感测电路感测流经传输晶体管的传输电流以对应地调整耦接于补偿电容的可变电阻,进而达到极点-零点追踪(Pole-ZeroTracking)的效果。线性稳压器包括传输晶体管、补偿电容、可变电阻、反馈电路、误差放大器及电流感测电路。传输晶体管的第一端接收输入电压,传输晶体管的第二端输出输出电压。可变电阻耦接于补偿电容,而反馈电路输出反馈电压。误差放大器根据反馈电压及参考电压控制传输晶体管。电流感测电路包括感测晶体管及电压锁定器。感测晶体管受控于误差放大器,且感测晶体管的第一端接收输入电压,感测晶体管用以产生一感测电流。其中感测电流相关于流经传输晶体管的传输电流。电压锁定器耦接传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端,并控制传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压相同,电压锁定器根据传输晶体管的第二端及感测晶体管的第二端的电压调整可变电阻。此外,电压锁定器也能根据感测电流输出控制电压以调整可变电阻,而控制电压随感测电流改变。兹举数个实施例详细说明如下。
第一实施例
请参照图4,图4绘示为线性稳压器的架构示意图。线性稳压器40例如为高压降(High Drop Out,HDO)线性稳压器。线性稳压器40包括传输晶体管MNO、补偿电容CC、反馈电路41、误差放大器A1、可变电阻42及电流感测电路43。为方便说明起见,图4绘示的传输晶体管MNO以N型金属氧化物半导体(Metal-Oxide-Semiconductor,MOS)晶体管为例说明,然传输晶体管的型式不局限于此,亦可使用P型金属氧化物半导体晶体管、NPN双载子接面晶体管(BipolarJunction Transistor,BJT)或PNP双载子接面晶体管。
传输晶体管MNO的第一端接收输入电压VIN,传输晶体管MNO的第二端输出输出电压VOUT。传输晶体管MNO的第一端及第二端分别例如漏极及源极。可变电阻42耦接于补偿电容CC,以产生一个位于S平面的左半平面的零点。此零点所产生的零点频率可与线性稳压器40的输出端的非主极点频率抵消,以增加相位边限(Phase Margin),进而提高线性稳压器40的稳定度及频宽。
反馈电路41耦接误差放大器A1的反相输入端与传输晶体管MNO的第二端之间,反馈电路41进一步包括电阻R1及电阻R2。反馈电路41通过电阻R1及电阻R2将输出电压VOUT分压后输出反馈电压VF至误差放大器A1的反相输入端。误差放大器A1的输出端耦接传输晶体管MNO及补偿电容CC,而误差放大器A1的非反相输入端接收参考电压VREF。误差放大器A1根据反馈电压VF及参考电压VREF控制传输晶体管MNO。电流感测电路43根据流经传输晶体管MNO的传输电流Ipass动态地调整可变电阻42,以达到极点-零点追踪(Pole-Zero Tracking)的效果。
请参照图5,图5绘示为第一实施例的线性稳压器的电路图。于第一实施例中,线性稳压器40、可变电阻42及电流感测电路43分别以线性稳压器40(1)、可变电阻42(1)及电流感测电路43(1)为例说明。电流感测电路43(1)包括感测晶体管MNS及电压锁定器432。为方便说明起见,图5绘示的感测晶体管MNS以N型金属氧化物半导体(Metal-Oxide-Semiconductor,MOS)晶体管为例说明,然感测晶体管的型式不局限于此,亦可使用P型金属氧化物半导体晶体管、NPN双载子接面晶体管(Bipolar Junction Transistor,BJT)或PNP双载子接面晶体管。
感测晶体管MNS的第一端及第二端分别例如漏极及源极。感测晶体管MNS受控于误差放大器A1,且感测晶体管MNS的第一端接收输入电压VIN,感测晶体管MNS感测流经传输晶体管MNO的传输电流Ipass,以产生相关于传输电流Ipass的感测电流IY。电压锁定器432耦接传输晶体管MNO的第二端及感测晶体管MNS的第二端,并控制传输晶体管MNO的第二端及感测晶体管MNS的第二端的电压相同。电压锁定器432根据传输晶体管MNO的第二端及感测晶体管MNS的第二端的电压调整可变电阻42(1)。此外,电压锁定器432也能根据感测电流IY输出控制电压VCTRL以调整可变电阻42(1),而控制电压VCTRL随感测电流IY改变。
电压锁定器432进一步包括晶体管MN1及运算放大器A2。晶体管MN1耦接感测晶体管MNS,且感测电流IY流经晶体管MN1。晶体管MN1例如为N型金属氧化物半导体(Metal-Oxide-Semiconductor,MOS)晶体管,且晶体管MN1的第一端及第二端分别例如为漏极及源极。运算放大器A2的反相输入端耦接至传输晶体管MNO的第二端及反馈电路41,而运算放大器A2的非反相输入端耦接至感测晶体管MNS的第二端。运算放大器A2的输出端耦接至晶体管MN1的控制端。运算放大器A2根据传输晶体管MNO的第二端及感测晶体管MNS的第二端的电压控制晶体管MN1。传输晶体管MNO的第二端及感测晶体管MNS的第二端的电压分别为输出电压VOUT及端点电压VY。可变电阻42(1)包括晶体管MN2,晶体管MN2的第一端及第二端分别例如为漏极及源极。晶体管MN2耦接补偿电容CC与一接地端之间,且受控于运算放大器A2。晶体管MN2操作于三极管区(Triode Region)以形成一等效电阻。
前述晶体管MN1及运算放大器A2连接成一负反馈型式,因此运算放大器A2的反相输入端的电压与非反相输入端的电压相同,亦即,输出电压VOUT等于端点电压VY。如此一来,感测晶体管MNS的偏压与传输晶体管MNO的偏压相同,使得感测晶体管MNS与传输晶体管MNO形成一电流镜(Current Mirror)。传输电流Ipass与感测电流IY的比例为其中及分别为传输晶体管MNO与感测晶体管MNS的晶体管通道宽度长度比。由于感测电流IY与控制电压VCTRL会随负载电流ILOAD而变化,因此能达到电流感测的效果。此外,流经感测晶体管MNS的感测电流IY等同于流经晶体管MN1,且晶体管MN1与晶体管MN2形成一电流镜。所以感测电流IY及控制电压VCTRL会被复制到晶体管MN2上,做为极点-零点追踪(Pole-Zero Tracking)所需的讯号。
当负载电流ILOAD增加时,流经传输晶体管MNO的传输电流Ipass随之增加,且节点X上的电压也随之增加,此时线性稳压器40(1)输出端的非主极点往高频移动。由于传输晶体管MNO与感测晶体管MNS的偏压相同,因此流经感测晶体管MNS的感测电流IY随之上升。控制电压VCTRL
因反馈的控制而增加,以控制晶体管MN1流过等同于感测电流IY的电流。晶体管MN2的等效电阻将因控制电压VCTRL的上升而下降,造成S平面的左半平面的零点也随着往高频移动,进而达到极点-零点追踪(Pole-Zero Tracking)的效果。如此一来,线性稳压器40(1)的频率补偿不会随工艺变异、温度变化、输入电压VIN变化及负载电流ILOAD而有所改变。
第二实施例
请参照图6,图6绘示为第二实施例的线性稳压器的电路图。于第二实施例中,线性稳压器40、可变电阻42及电流感测电路43分别以线性稳压器40(2)、可变电阻42(2)及电流感测电路43(1)为例说明。第二实施例与第一实施例主要不同之处在于可变电阻42(2)。可变电阻42(2)除了前述晶体管MN2外,更包括晶体管MN3。晶体管MN3的第一端及第二端分别例如漏极及源极,而晶体管MN3的控制端例如为栅极。晶体管MN3的第一端耦接至晶体管MN3的控制端且晶体管MN3的第二端耦接至补偿电容CC及晶体管MN2的第一端。晶体管MN3操作于饱和区(Saturation Region)以形成一等效电阻。
晶体管MN3的偏压电流IMN3由晶体管MN1及晶体管MN2所组成的电流镜来提供,且偏压电流IMN3根据传输电流Ipass所产生。线性稳压器40(2)中决定零点频率的等效电阻为而决定输出端非主极点频率的等效电阻为gmMN3及gmMNO分别为晶体管MN3及传输晶体管MNO的转导。零点频率的等效电阻与输出端非主极点频率的等效电阻的比值为由此可知,零点频率的等效电阻与输出端非主极点频率的等效电阻的比值与晶体管的电子移动率μn、单位面积电容Cox及临限电压Vth无关。由于零点频率的等效电阻与输出端非主极点频率的等效电阻的比值为一常数,如此一来,线性稳压器40(2)的频率补偿不会随工艺变异、输入电压VIN、温度变化及负载电流ILOAD而有所改变。
第三实施例
请参照图7,图7绘示为第三实施例的线性稳压器的电路图。于第三实施例中,线性稳压器40、可变电阻42及电流感测电路43分别以线性稳压器40(3)、可变电阻42(3)及电流感测电路43(2)为例说明。第三实施例与第二实施例主要不同之处在于可变电阻42(3)及电流感测电路43(2)。电流感测电路43(2)更包括晶体管MN2,晶体管MN2耦接于可变电阻42(3)与接地端之间。晶体管MN2的控制端耦接至运算放大器A2的输出端,且晶体管MN2受控于运算放大器A2。可变电阻42(3)仅包括晶体管MN3。晶体管MN3的第一端及第二端分别例如漏极及源极,而晶体管MN3的控制端例如为栅极。晶体管MN3的第一端耦接至定电压Vb1,而晶体管MN3的控制端耦接至定电压Vb2。定电压Vb1的电压值例如与定电压Vb2的电压值相同。晶体管MN3的第二端耦接至补偿电容CC及晶体管MN2的第一端。晶体管MN3操作于饱和区(Saturation Region)以形成一等效电阻。晶体管MN3的等效电阻受控于控制电流ICTRL,且控制电流ICTRL随传输电流Ipass而改变。
第四实施例
请参照图8,图8绘示为第四实施例的线性稳压器的电路图。于第四实施例中,线性稳压器40、可变电阻42及电流感测电路43分别以线性稳压器40(4)、可变电阻42(3)及电流感测电路43(3)为例说明。第四实施例与第二实施例主要不同之处在于第二实施例的传输晶体管MNO、感测晶体管MNS及晶体管MN3于第四实施例分别以传输晶体管QNO、感测晶体管QNS及晶体管QN3取代。传输晶体管QNO、感测晶体管QNS及晶体管QN3为NPN双载子接面晶体管,且晶体管QN3操作于主动区(Active Region)。
第五实施例
请参照图9,图9绘示为第五实施例的线性稳压器的电路图。于第五实施例中,线性稳压器40及电流感测电路43分别以线性稳压器40(5)及电流感测电路43(4)为例说明。线性稳压器40(5)例如为低压差(Low Drop Out,LDO)线性稳压器。由于可变电阻可以例如为前述多种变化方面,因此在此予以省略。第五实施例与第三实施例主要不同之处在于第五实施例的传输晶体管MNO及感测晶体管MNS采P型金属氧化物半导体晶体管取代第三实施例的N型金属氧化物半导体晶体管。
第六实施例
请参照图10,图10绘示为第六实施例的线性稳压器的电路图。于第六实施例中,线性稳压器40及电流感测电路43分别以线性稳压器40(6)及电流感测电路43(5)为例说明。由于可变电阻可以例如为前述多种变化方面,因此在此予以省略。第六实施例与第五实施例主要不同之处在于第五实施例的传输晶体管MNO及感测晶体管MNS于第六实施例分别以传输晶体管QNO及感测晶体管QNS取代。传输晶体管QNO及感测晶体管QNS为PNP双载子接面晶体管。
本发明虽然以上述多个实施例做说明,然只要经由电流感测电路感测流经传输晶体管的传输电流以对应地调整耦接于补偿电容的可变电阻,进而达到极点-零点追踪(Pole-Zero Tracking)的效果,即在本发明的范围之内。
综上所述,虽然本发明已以较佳实施例揭露如上,然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者,在不脱离本发明的精神和范围内,当可作各种的更动与润饰。因此,本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。
Claims (18)
1.一种线性稳压器,包括:
一传输晶体管,该传输晶体管的第一端接收一输入电压,该传输晶体管的第二端输出一输出电压;
一补偿电容,耦接于该传输晶体管的控制端;
一可变电阻,耦接于该补偿电容;
一反馈电路,用以输出一反馈电压,该反馈电路耦接于该传输晶体管的第二端;
一误差放大器,用以根据该反馈电压及一参考电压控制该传输晶体管,该误差放大器耦接于该传输晶体管的控制端;以及
一电流感测电路,包括:
一感测晶体管,受控于该误差放大器,且该感测晶体管的第一端接收该输入电压,以产生一感测电流,其中该感测电流相关于流经该传输晶体管的一传输电流;及
一电压锁定器,耦接该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端,并控制该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端的电压相同,该电压锁定器根据该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端的电压调整该可变电阻。
2.如权利要求1所述的线性稳压器,其中该电压锁定器包括:
一第一晶体管,耦接该感测晶体管,且该感测电流流经该第一晶体管;
一运算放大器,根据该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端的电压控制该第一晶体管。
3.如权利要求2所述的线性稳压器,其中该可变电阻包括:
一第二晶体管,耦接于该补偿电容与一接地端之间,且受控于该运算放大器。
4.如权利要求3所述的线性稳压器,其中该可变电阻更包括:
一第三晶体管,该第三晶体管的第一端耦接至该第三晶体管的控制端且该第三晶体管的第二端耦接至补偿电容及该第二晶体管。
5.如权利要求2所述的线性稳压器,其中该电流感测电路更包括:
一第二晶体管,耦接于该可变电阻与一接地端之间,并受控于该运算放大器。
6.如权利要求5所述的线性稳压器,其中该可变电阻包括:
一第三晶体管,该第三晶体管的第一端耦接至一第一定电压,该第三晶体管的控制端耦接至一第二定电压,该第三晶体管的第二端耦接至补偿电容及该第二晶体管。
7.如权利要求6所述的线性稳压器,其中该第一定电压的电压值等于该第二定电压的电压值。
8.如权利要求5所述的线性稳压器,其中该运算放大器包括:
一反相输入端,耦接至该传输晶体管的第二端及该反馈电路;
一非反相输入端,耦接至该感测晶体管的第二端;以及
一输出端,耦接至该第一晶体管的控制端及该第二晶体管的控制端。
9.如权利要求2所述的线性稳压器,其中该运算放大器包括:
一反相输入端,耦接至该传输晶体管的第二端及该反馈电路;
一非反相输入端,耦接至该感测晶体管的第二端;以及
一输出端,耦接至该第一晶体管的控制端。
10.如权利要求2所述的线性稳压器,其中运算放大器,另根据该感测电流输出一控制电压来控制该第一晶体管。
11.如权利要求1所述的线性稳压器,其中该电压锁定器另根据该感测电流输出一控制电压以调整该可变电阻,该控制电压随该感测电流改变。
12.一种电流感测电路,用于一线性稳压器,该电流感测电路包括:
一感测晶体管,与该线性稳压器的一传输晶体管受控于该线性稳压器的一误差放大器,且该感测晶体管的第一端及该传输晶体管的第一端接收该输入电压,一感测电流,其中该感测电流相关于流经该传输晶体管的一传输电流;及
一电压锁定器,耦接该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端,并控制该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端的电压相同,该电压锁定器根据该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端的电压调整一可变电阻。
13.如权利要求12所述的电流感测电路,其中该电压锁定器包括:
一第一晶体管,耦接该感测晶体管,且该感测电流流经该第一晶体管;
一运算放大器,根据该传输晶体管的第二端及该感测晶体管的第二端的电压控制该第一晶体管。
14.如权利要求13所述的电流感测电路,其中该运算放大器包括:
一反相输入端,耦接至该传输晶体管的第二端及该反馈电路;
一非反相输入端,耦接至该感测晶体管的第二端;以及
一输出端,耦接至该第一晶体管的控制端。
15.如权利要求13所述的电流感测电路,更包括:
一第二晶体管,耦接于该可变电阻与一接地端之间,并受控于该运算放大器。
16.如权利要求15所述的电流感测电路,其中该运算放大器包括:
一反相输入端,耦接至该传输晶体管的第二端及该反馈电路;
一非反相输入端,耦接至该感测晶体管的第二端;以及
一输出端,耦接至该第一晶体管的控制端及该第二晶体管的控制端。
17.如权利要求13所述的线性稳压器,其中运算放大器另根据该感测电流输出一控制电压来控制该第一晶体管。
18.如权利要求12所述的电流感测电路,其中该电压锁定器根据该感测电流输出一控制电压以调整该可变电阻,该控制电压随该感测电流改变。
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Citations (3)
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---|---|---|---|---|
JP2000252770A (ja) * | 1999-03-02 | 2000-09-14 | Advanced Circuit Technologies:Kk | オフセット電圧の較正方式に特徴を有する直流増幅回路 |
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JP2000252770A (ja) * | 1999-03-02 | 2000-09-14 | Advanced Circuit Technologies:Kk | オフセット電圧の較正方式に特徴を有する直流増幅回路 |
CN1598733A (zh) * | 2003-05-12 | 2005-03-23 | 国际整流器公司 | 用于微处理器电源或类似电源的有效电压配置装置 |
CN1989414A (zh) * | 2003-11-24 | 2007-06-27 | 快捷半导体有限公司 | 基于电流感测设计的差分电路的故障保险 |
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