CN110716602B - 用于电压调节器的极点-零点跟踪补偿网络 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及用于电压调节器的极点‑零点跟踪补偿网络。提供补偿电路、补偿后的电压调节器、以及方法，其用于在宽输出电流范围内稳定电压调节器或使用运算放大器的其他电路。所描述的技术提供零点，其频率随输出电流而线性变化，并且可以被用于跟踪和补偿其频率同样随输出电流而变化的极点。使用与可变电阻串联放置的补偿电容器产生可变频率零点，其中电阻被配置为随输出电流而线性变化。以这种方式生成的极点跟踪零点可以被用于克服当系统的增益包括频率随输出电流而变化的极点时遇到的困难，并且用来改善包括在电压调节器内使用的放大器电路在内的放大器电路的相位裕度，和/或用来在宽泛的输出电流范围内确保稳定性。

Description

用于电压调节器的极点-零点跟踪补偿网络

技术领域

本申请涉及一种用于电压调节器的补偿网络，其中补偿网络提供零点，其频率跟随电压调节器的输出电流，以便补偿电压调节器的可变极点。

背景技术

包括低压降(LDO)调节器的线性电压调节器使用传递设备来向输出负载提供相对恒定的电压电平。提供给传递设备的控制端子的控制信号确定流过传递设备的电流的数量，以便维持相对恒定的电压电平。在LDO调节器的通用实施方式中，传递设备是p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(pMOSFET)，并且控制端子是pMOSFET的栅极。典型的线性电压调节器还包括误差放大器，其基于参考电压和输出电压的一部分之间的差来生成控制信号。在输出电压减小到低于所需输出电压时，误差放大器和传递设备增加了流向输出负载的电流的数量。当输出电压增加到高于所需输出电压时，减小流向输出负载的电流。这样，线性调节器使用负反馈环路来维持提供给输出负载的相对恒定的电压电平。

如上所述的线性调节器的环路增益是频率相关的，并且必须设计线性调节器以确保稳定性。线性调节器的环路增益以及相关联的频率和相位响应可以使用极点和零点来表征。极点和零点由线性调节器和相关联的电路(例如，输出负载和电容器)内的阻抗确定。在理想的负反馈系统中，整体相位响应为180°，因此反馈完全抵消了输出处的误差，例如，线性调节器的输出电压。如果整体相位响应接近0°、360°或其倍数，则反馈变为误差的附加物，并且对于大于0dB的增益，环路变得不稳定。使用相位裕度Φ_M表征环路稳定性，该相位裕度Φ_M是180°与临界相位Φ_C的模数之间的差，其中临界相位Φ_C是幅度响应为0dB的频率处的相位响应，即Φ_M＝180°-│(Φ_Cmod360°)│。当发生负载瞬变时，具有小但非零相位裕度(例如，<30°)的线性调节器容易受到输出电压的过度振铃的影响。较大的相位裕度(例如，45°≤Φ_M≤60°)在负载瞬变之后导致更快地建立输出电压。

每个极点引入-90°的相移，而零点引入+90°的相移。线性调节器通常至少具有内部极点和与输出负载和输出电容器相关联的极点。可以引入零点或移动极点的频率的补偿网络通常必须被设计为或添加到线性调节器，以确保线性调节器的稳定操作，即，确保实现了足够的相位裕度。

与输出电容器和输出负载电阻相关联的极点存在特别的困难，因为输出负载电阻随负载电流变化而有效变化。这导致极点频率随电流变化而变化。用于解决这种变化的极点频率的补偿网络通常被设计为在预期的负载电流范围内提供足够的相位裕度。所得线性调节器可能仅在相当有限的电流范围内稳定(具有足够的相位裕度)。

期望补偿网络在宽输出电流范围内为线性调节器提供稳定性。

发明内容

根据补偿网络的实施例，该补偿网络被配置为通过在运算放大器的频率响应中提供可变频率零点来改善运算放大器的稳定性。补偿网络包括输入、第一电阻分支、第二电阻分支、以及电流源。输入用于耦合到运算放大器的输出。第一电阻分支和第二电阻分支被耦合到运算放大器输出。第一电阻分支包括串联电阻器，而与第一电阻分支并联耦合的第二电阻分支包括并联电阻器。电流源被配置为向补偿网络的第一电阻分支和/或第二电阻分支提供电流。补偿网络向输入提供可变阻抗，其中可变阻抗包括在基于串联电阻器的电阻的较低电阻和基于并联电阻器的电阻的上限之间变化的电阻。例如，可变电阻可以被界定在串联电阻器的电阻和并联电阻器的电阻之间。可变电阻基于电阻控制信号。

根据线性电压调节器的实施例，调节器包括用于耦合到输入电源的输入、用于耦合到负载和负载电容器的输出、传递开关、误差放大器、以及补偿网络。传递开关被配置为基于传递开关的传递控制端子处的传递控制信号将电流从输入传递到输出。误差放大器被配置为基于参考电压和跟随线性电压调节器的输出电压的反馈电压之间的差来生成传递控制信号，并且被配置为在误差放大器输出处输出传递控制信号。补偿网络如上所述进行配置，并且具有耦合到线性电压调节器的误差放大器输出的输入。

根据用于对线性电压调节器进行频率补偿的方法的实施例，该线性电压调节器包括误差放大器以及耦合到误差放大器的输出的补偿网络，该方法包括：感测线性电压调节器的输出电流，以及基于该感测的输出电流来生成开关控制信号。所生成的开关控制信号被施加到补偿网络的电阻控制开关，以便控制流过补偿网络的串联电阻器的电流电平。这又变化了补偿电路的阻抗，使得补偿网络的零点频率随输出电流而线性变化。该方法产生随线性电压调节器的输出电流而线性变化的零点频率。

在阅读以下具体实施方式并且查看附图之后，本领域技术人员将认识到附加特征和优点。

附图说明

附图的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相同的附图标记指定对应的类似部件。可以组合各种图示的实施例的特征，除非它们相互排斥。在附图中对实施例进行描绘并且在以下描述中对实施例进行详述。

图1图示了低压降(LDO)线性电压调节器的示意图。

图2A和图2B图示了不同电压调节器中的增益环路的频率响应。

图3图示了可以在图1的电压调节器中使用的补偿网络的示意图。

图4A图示了针对特定栅极-源极电压通过晶体管的电流到晶体管两端的漏极-源极电压的理想映射。

图4B图示了图3的补偿网络内的可变电阻器的根据输入电流的输出电阻。

图5图示了包括如图3所图示的补偿网络的LDO线性电压调节器的示意图。

图6图示了图5的电压调节器的频率响应。

图7图示了用于提供零点以稳定线性电压调节器的方法。

具体实施方式

本文中所描述的实施例提供补偿网络和相关联的方法，其用于补偿线性调节器的频率和相位响应，以便在宽输出电流范围内确保调节器的稳定操作。主要在使用p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(pMOSFET)作为传递设备的低压降(LDO)线性调节器的背景下对实施例进行描述。然而，本发明不限于基于这种传递设备的LDO调节器。例如，所描述的补偿网络可以容易地与使用PNP双极结晶体管(BJT)的LDO调节器一起使用，该PNP双极结晶体管具有与pMOSFET传递设备类似的阻抗特点(和相关联的极点)。更进一步地，使用其他类型的传递设备(例如，NPN BJT、n沟道MOSFET)的线性调节器还可以有利地使用下文所描述的补偿网络。再进一步地，所描述的补偿网络可以被用于稳定不是电压调节器的一部分的运算放大器。

下文通过用于稳定放大器的补偿网络电路、线性调节器电路以及方法的特定示例对实施例进行描述。应当理解，以下示例不意味着限制。没有对本领域公知的电路和技术进行详细描述，以免模糊本发明的独特方面。除了上下文不允许这样的情况之外，可以组合或重新布置来自示例实施例的特征和方面。

图1图示了LDO线性电压调节器100的实施例，该LDO线性电压调节器100包括误差放大器110、电压缓冲器120、传递设备P1、以及包括电阻器R₁和R₂的分压器。从具有电压V_IN的输入102向电压调节器100提供功率，并且在输出104处向负载提供功率。调节器100的负载被建模为电阻器其中I_L是负载电流。因为由负载汲取的电流I_L随时间而变化，同时输出104处的电压V_OUT保持基本上恒定，所以负载电阻器R_L的电阻变化。负载电容器C_L也被连接到输出104，并且用来通过在负载瞬变期间提供电流来平滑输出电压V_OUT，从而改善调节器100的瞬变性能。负载电容器C_L被建模为具有等效串联电阻(ESR)，其被示为R_ESR。输出电压V_OUT由电阻器R₁和R₂以及参考电压V_REF设置，使得/>

所图示的误差放大器110被建模为具有跨导g_ma和输出阻抗r_oa的运算跨导放大器(OTA)。缓冲器120用来将误差放大器110与传递设备P1隔离，并且如所图示的，具有单位增益和输出阻抗使用传递电容C_P对传递设备P1的输入电容进行建模。可以使用电容器C_BUF对缓冲器120的输入电容进行建模，该电容器C_BUF为了便于说明而未明确示出，但是可以将其视为补偿网络130的一部分。这样的建模的输入电容C_BUF将被连接在缓冲器120的输入和接地之间。

补偿网络130连接到误差放大器110的输出。结合图3和图5的实施例提供关于补偿网络130的电路的进一步细节。在考虑这些实施例之前，对与图1中的未补偿的电压调节器类似的未补偿的电压调节器开环增益进行解释。这种开环增益可以被表达为：

其中g_mp是传递设备P1的跨导，并且C_BUF是缓冲器120的寄生输入电容。如等式(1)所示，未补偿的电压调节器在以下位置具有三个极点和一个零点：

以及 (4)

如等式(2)所示，与输出节点104相关联的极点p_CL(即，由负载电阻器R_L和负载电容器C_L的并联连接提供的极点)具有与负载电流I_L直接成比例的频率。在最小电流电平“低I_L”和最大电流电平“高I_L”之间变化的负载电流I_L导致极点p_CL的相应频移，如图2A的波特图200所图示的。波特图200示出了对于负载电流I_L处于其最小电平“低I_L”时的情况的幅度响应210L和相位响应220L。还示出了对于负载电流I_L处于其最大电平“高I_H”时的情况的幅度响应210H和相位响应220H。示出了与低负载电流和高负载电流的输出极点p_CL相对应的频率，如同等式(2)-(5)所述的极点p_CBUF、极点p_CP和零点z_CL的频率一样。波特图200还图示了其他高频(HF)极点的影响，但这些并不特别相关，因为它们出现在高于0dB增益频率的频率处。

如波特图200中所示，每个极点p_CL、p_CBUF、p_CP引入-90°的相移，而零点z_CL引入+90°的相移。所图示的相位响应220L、220H涉及理论上理想的相位，使得这些响应220L、220H和所图示的负180°之间的0dB(单位增益)频率处的相应相位差表示系统的相位裕度。换句话说，所图示的负180°表示没有相位裕度的最坏情况，而0°表示最大相位裕度。如相位响应220L所示，对于“低I_L”情况没有相位裕度222L，即，增益越过0dB的频率处的相位是180°异相，这意味着系统对于这种条件而言是不稳定的。与“高I_L”电流相对应的相位响应220H表示相位裕度222H为45°。对于这些极值之间的负载电流电平，相位裕度将在0°和45°之间。必须补偿这种系统以实现可接受的稳定性。然而，极点p_CL的频率变化给这种补偿带来了困难和/或限制了实现稳定操作的输出电流I_L的范围。

用于稳定线性调节器的常用技术是选择具有高ESR的负载电容器C_L，使得对应零点z_CL在频率上移动得更低。可以用作选择高ESR电容器C_L的备选方案或与其结合的另一技术是引入补偿电容器C_C和补偿电阻器R_C，它们被连接到误差放大器110的输出。这些部件提供另一零点，其可以被用于补偿负载极点p_CL的相移。(补偿电容器C_C和补偿电阻器R_C串联连接并且内部连接到调节器以代替图1中所示的补偿网络130。)补偿电容器C_C被选择为远大于缓冲器120的输入电容C_BUF，使得可以忽略输入电容C_BUF。

通过为补偿电容器C_C选择足够大的电容并且利用误差放大器110的相对较高的输出阻抗，替换未补偿的系统的极点p_CBUF的补偿极点p_Cc成为主极点，并且具有低于(移动)输出极点p_CL的频率的频率。(这与未补偿的系统形成对比，其中极点p_CBUF具有在输出极点p_CL的频率范围内的频率。)由补偿电容器C_C和补偿电阻器R_C产生的补偿零点z_Cc可以被用于在很大程度上使移动输出极点p_CL的相移无效。所得环路增益包含三个极点和两个零点，如下给出：

以及 (9)

图2B中示出了用于这种系统的典型波特图250。本文中可以看出，补偿极点p_Cc是具有非常低频率的主极点，并且补偿零点z_Cc落在移动输出极点p_CL的范围内，从而部分补偿了补偿极点p_Cc和输出极点p_CL的相移。分别与“低I_L”和“高I_L”负载电流相对应的幅度响应260L、260H被图示，如同相位响应270L，270H一样。

虽然如上文所描述的使用补偿的系统表示对未补偿的系统的改进，但是图2B的波特图250示出了由变化的负载电流I_L引起的相位裕度仍存在显著变化。具体地，所图示的“低I_L”和“高I_L”情况的相位裕度272L、272H分别为90°和45°。很难找到补偿电阻器R_C的单个值，其可以确保高负载电流和低负载电流之间整个范围的良好相位裕度(P_M)。当还考虑随过程和温度而发生的部件变化时，该问题变得更具挑战性。值得注意的是，负载电容器C_L可以具有高容差，例如，-20％/+80％，其进一步加宽了输出极点p_CL的潜在频率范围。为了确保稳定的系统(良好的相位裕度)，必须使用高精度且温度稳定的部件和/或仅支持窄范围的负载电流I_L。这两种约束都是不合需要的。

另一补偿技术用在其三极管区域中操作的晶体管代替上文所描述的补偿电阻器R_C，从而用作可变电阻器。基于负载电流来控制晶体管的电导，从而提供随负载电流而变化的零点。然而负载极点p_CL随输出电流I_L而线性变化，这种零点仅随输出电流I_L的平方根而变化。虽然这提供了对依赖于固定零点的补偿技术的改进，但是确保稳定性的负载电流I_L的范围仍然不如期望的那么宽。

图3的可变电阻器340可以被用于生成零点，其随负载电流I_L而线性变化。这样的零点可以被用于紧密跟踪负载极点p_CL，该负载极点p_CL也随负载电流I_L而线性变化。通过在电压调节器100内使用这样的零点，确保稳定性的负载电流I_L的范围比由先前已知的电路和技术所提供的稳定电流范围宽。换句话说，使用线性跟踪负载电流I_L的零点提供比其他补偿技术更好的相位裕度(P_M)。

图3图示了补偿网络330，其包括可变电阻器340和控制信号发生器350。可以控制可变电阻器340以在节点344处提供输出电阻r_out。该电阻r_out至少在控制电流I_IN的选定范围内与控制电流I_IN成反比。

可变电阻器340包括串联电阻器R_S、并联电阻器R_P、以及偏置电流源342。偏置电流源342提供恒定的偏置电流I_B。晶体管N2控制通过串联电阻器R_S的电流传导，以确定电流I_B如何在串联电阻器R_S和并联电阻器R_P之间分配。晶体管N2被配置为镜像流过晶体管N1的电流I_N1，使得电流I_N1最终控制在串联电阻器R_S和并联电阻器R_P之间分配的电流，以及所得输出电阻r_out。除了晶体管N1之外，控制信号发生器350还包括输入电流源，其提供典型可变电流I_IN，以及输入偏置电流吸收器352，其吸收电流I_{IN_BIAS}。(输入偏置电流吸收器352是可选的，并且在一些实施方式中可以不被包括。在其他实施方式中，电流吸收器352的电流I_{IN_BIAS}可以是负的，在这种情况下，电流吸收器352提供电流。)对于包括输入偏置电流吸收器352的实施例，通过晶体管N1的电流I_N1由I_N1＝I_IN-I_{IN_BIAS}给出。

为了进一步解释可变电阻器340的操作，假设R_S<<R_P并且考虑输入电流I_IN对输出电阻r_out的影响。如果输入电流I_IN不大于输入偏置电流I_{IN_BIAS}，则没有电流流过N1，并且晶体管N1和N2将保持截止。所有偏置电流I_B都将流过并联电阻器R_P；使包括串联电阻R_S和晶体管N2的电路分支有效开路。对于这样的输入电流，输出电阻r_out≈R_P。

相反，考虑另一极端，即，当输入电流I_IN非常高时。虽然晶体管N1可以针对该条件在其饱和(完全导通)区域中操作，但是通过晶体管N2的电流I_N2受到晶体管N2的漏极-源极电压V_{DS_N2}的限制。(这在图4A的描述中进一步解释。)该限制意味着通过晶体管N2的电流I_N2不能正确地镜像电流I_N2，如同两个晶体管均正在在其饱和区域中操作一样。对于这种条件，晶体管N2在其三极管区域中操作，其中它可以被建模为具有小电阻R_{DSON_N2}。假设该电阻R_{DSON_N2}<<R_S，输出电阻r_out可以近似为串联电阻器R_S的电阻，即，r_out≈R_S。

图4A图示了针对晶体管N2的给定栅极电压V_{GS_N2}，根据晶体管N2的漏极-源极电压V_{DS_N2}的漏极-源极电流I_N2的理想映射400。在三极管区域中，电压-电流映射被建模(近似)为线性。对于高于V_{DS_N2_SAT}的电压，晶体管N2在其饱和模式下操作，其中近似为饱和电流I_{N2_SAT}流过晶体管N2，而不管漏极-源极电压V_{DS_N2}如何。当晶体管N2的漏极-源极电压V_{DS_N2}处于或高于其饱和电压V_{DS_N2_SAT}时，表示为的对应电流电平流过晶体管N1，并且表示为/>的相关联的输入电流电平通过输入偏置电流电平I_{IN_BIAS}与电流电平/>有关。

对于标称范围内的输入电流I_IN，输出电阻r_out是晶体管N2的R_S、R_P以及输出电阻r_{o_N2}的函数。与上文所描述的情况相反，晶体管N2的输出电阻r_{o_N2}对于这种场景而言是不可忽略的。这种情况的输出电阻r_out可以表达为：

对于范围内的输入电流或等效地，晶体管N2将在其饱和区域中操作并且镜像电流I_N1。因为晶体管N2在其饱和模式下操作，所以其输出电阻r_{o_N2}将非常高。更具体地，对于该输入电流范围R_S<<r_{o_N2}，使得可以忽略串联电阻R_S。因此，等式(11)可以简化为：

电阻r_{o_N2}可以通过晶体管N2的早期电压VE与流过该晶体管的电流的比例近似，即，对应I_N1＝I_N2，(对于图3中所图示的1：1电流镜，当两个晶体管均在相同模式下操作时，例如，饱和时，通过晶体管N1和N2的电流应当相互镜像。)将该近似代入等式(12)得到：

图3中所示的晶体管N1，N2是n沟道MOSFET。应当理解，可以修改补偿网络330的电路拓扑结构以使用其他类型的晶体管，例如，pMOSFET、NPN BJT、PNP BJT，以产生电流镜或类似物，并且在一些应用中可以优选其他类型的晶体管。

图4B图示了根据I_IN的输出电阻r_out的曲线图410。如上文所解释的并且如图4所示，输出电阻r_out对于输入电流I_IN的小值可以近似为R_P，并且对于I_IN的大值可以近似为R_S，即，对于上文所描述的标称范围内的输入电流I_IN，输出电阻r_out与输入电流I_IN成反比，如等式(13)所示并且如曲线410的“饱和区域”所示。可变电阻器340的这个特性可以被用于构造零点，其能够有效跟踪和补偿输出极点p_CL，其频率随负载电流I_L而线性移动。

图5图示了LDO电压调节器500，其使用可变电阻器(诸如上文所描述的可变电阻器340)以将零点引入调节器500的增益环路。补偿网络530包括可变电阻器340、控制信号发生器550、以及补偿电容器C_COMP，该补偿电容器C_COMP将误差放大器110的输出耦合到可变电阻器340。补偿电容器C_COMP的电容远大于缓冲器120的寄生输入电容，使得这个寄生电容可以忽略不计。控制信号发生器550使用电流镜M1、M2向可变电阻器340的晶体管N2提供电阻控制信号。第一电流镜M1包括pMOSFET P2，其被配置为镜像通过传递设备P1的电流，该传递设备P1也是pMOSFET。对于比负载电阻R_L大得多的R1和R2的值，典型的是，通过传递设备P1的电流可以近似为负载电流I_L。MOSFET P2和P1的尺寸为1：K，使得流过MOSFET P2的电流近似为第二电流镜M2包括MOSFETS N2和N1，其尺寸为1：H。其他晶体管类型可以被用于第一电流镜M1中，但是第二晶体管P2典型的是与传递设备P1相同的晶体管类型。其他晶体管类型也被可以用于第二电流镜M2中。

补偿电容器C_COMP与具有电阻r_out的可变电阻器340的串联连接提供由下式给出的补偿零点：

如先前所解释的并且如图4B所示，电阻r_out在并联电阻R_P的高值和串联电阻R_S的低值之间变化。因此，补偿零点的最小频率和最大频率由下式给出：

对于以及(15)

对于注意，根据/>图3中所示的输入电流I_IN与图5的负载电流I_L有关，并且晶体管N1、N2的电流/>在相同区域中操作，其中H和K是电流镜M1、M2的电流比。在范围内，可以通过组合等式(13)和(14)并且考虑电流镜射比来求出补偿零点的频率以得出：

等式(17)表明补偿零点的频率与负载电流I_L成线性比例。假定输出极点p_CL也与负载电流I_L成线性比例，补偿网络530所提供的补偿零点可以非常精确地跟踪输出极点p_CL。

图6图示了利用补偿网络530的LDO电压调节器500的增益环路的波特图600。注意，在负载电流I_L从“低I_L”变化到“高I_L”时，输出极点p_CL和补偿零点z_COMP在频率上的变化相似。相位裕度(PM)保持在良好范围内并且对负载电流I_L的依赖性有限。对于所图示的示例，“低I_L”情况的相位裕度622L和“高I_H”情况的相位裕度622H相同，即90°，但是相位裕度在与输出电容C_L及其电阻R_ESR相对应的零点z_CL处增加到135°。注意，这是对图2A和图2B中所图示的相位裕度的显著改进，在该图2A中，该相位裕度从0°变化到45°，而在该图2B中，相位裕度从45°变化到135°。经由适当选择部件值，电压调节器500的相位裕度甚至可以保持恒定并且与负载电流I_L无关。

LDO电压调节器500非常灵活，并且补偿网络530提供许多自由度，这是现有补偿技术所不具备的。具体地，可以根据需要使用串联电阻R_S、并联电阻R_P、输入偏置电流I_{IN_BIAS}以及晶体管尺寸比H和K来修改增益环路和相关联的相位裕度。经由这些电路参数的适当配置，LDO电压调节器的频率响应可以被配置为在期望的负载电流I_L范围内满足相位裕度或类似要求。可以实现良好相位裕度的负载电流I_L的范围比其他补偿方法可获得的范围宽。

参考图4B，可以修改由电流吸收器352提供的电流I_{IN_BIAS}，以调整r_out与I_IN曲线中的“截止区域”和“饱和区域”之间的转换点412。如箭头414a所图示的，对晶体管尺寸比H和K的调整改变了饱和区域中的r_out与I_IN曲线的斜率。这些调整类似地更改饱和区域和三极管区之间的转换点414b。

参考图6，对于“高I_L”负载电流，输出极点p_CL和补偿零点z_COMP的频率对准。然而，对于“低I_L”负载电流，输出极点p_CL和补偿零点z_COMP的频率不对准。电流吸收器352的偏置电流I_{IN_BIAS}、晶体管尺寸比H和K、和/或串联电阻器R_S和并联电阻器R_P的电阻可以被配置为在整个负载电流范围(即，从“低I_L”到“高I_L”)内使输出极点p_CL和补偿零点z_COMP的频率对准。

图7图示了用于对线性电压调节器进行频率补偿的方法。这种方法可以在线性电压调节器内实现，该线性电压调节器包括误差放大器，诸如图5中所图示的误差放大器。线性电压调节器还包括补偿网络，其耦合到误差放大器的输出。

方法700通过感测710线性电压调节器的输出电流开始。例如，电流镜可以被用于镜像提供给电压调节器的负载的电流。接下来，基于所感测的输出电流来生成720开关控制信号。所生成的开关控制信号被施加730到补偿网络的电阻控制开关。这控制流过补偿网络的串联电阻器的电流电平，该电流电平又使补偿电路的阻抗变化，使得补偿网络的零点频率随输出电流而线性变化。

补偿网络的实施例包括输入、第一电阻分支、第二电阻分支、以及电流源。输入用于耦合到运算放大器的输出。第一电阻分支和第二电阻分支被耦合到运算放大器的输出。第一电阻分支包括串联电阻器，而与第一电阻分支并联耦合的第二电阻分支包括并联电阻器。电流源被配置为向补偿网络的第一电阻分支和/或第二电阻分支供应电流。补偿网络向输入提供可变阻抗，其中可变阻抗包括在基于串联电阻器的电阻的较低电阻和基于并联电阻器的电阻的较高电阻之间变化的电阻，可变阻抗基于电阻控制信号。该电阻基于电阻控制信号。

根据补偿网络的任一实施例，第一电阻分支包括电阻控制开关，其串联连接到串联电阻器，并且电阻控制开关被配置为基于电阻控制信号来控制通过第一电阻分支的电流电平。

根据补偿网络的任何实施例，运算放大器是线性电压调节器内的误差放大器，其向负载供应负载电流，该补偿网络还包括控制信号生成电路，其被配置为基于负载电流来生成电阻控制信号。根据第一子实施例，第一电阻分支包括电阻控制开关，其串联连接到串联电阻器，并且电阻控制开关被配置为基于电阻控制信号来控制流过第一电阻分支的电流电平。控制信号生成电路包括感测开关，其被配置为镜像线性电压调节器的传递开关，负载电流流过传递开关，并且感测电流流过感测开关；以及控制信号发生器开关，其耦合到感测开关，使得感测电流流过控制信号发生器开关，控制信号发生器开关提供电阻控制信号，使得流过电阻控制开关的电流电平镜像感测电流。根据可以或可以不与第一子实施例组合的第二子实施例，选择可变频率零点以跟踪与线性电压调节器的输出相关联的极点的频率，其中极点频率与负载电流成正比。

线性电压调节器的实施例包括用于耦合到输入电源的输入、用于耦合到负载和负载电容器的输出、传递开关、误差放大器、以及补偿网络。传递开关被配置为基于传递开关的传递控制端子处的传递控制信号来将电流从输入传递到输出。误差放大器被配置为基于参考电压和跟随线性电压调节器的输出电压的反馈电压之间的差来生成传递控制信号，并且被配置为在误差放大器输出处输出传递控制信号。补偿网络如上所述进行配置，并且具有被耦合到线性电压调节器的误差放大器输出的输入。

根据线性电压调节器的任何实施例，第一电阻分支包括电阻控制开关，其串联连接到串联电阻器，并且电阻控制开关被配置为基于电阻控制信号来控制流过第一电阻分支的电流电平。根据任何子实施例，传递控制信号可以是电压，并且传递控制端子可以是栅极。

根据线性电压调节器的任何实施例，电流源提供恒定电流并且被耦合到第一电阻分支和第二电阻分支，使得恒定电流在流过第一电阻分支的电流和流过第二电阻分支的电流之间进行分配，其中这些电流的比例由电阻控制信号确定。

根据线性电压调节器的任何实施例，线性电压调节器还包括补偿电容器，其将误差放大器输出耦合到第一电阻分支和第二电阻分支。

根据线性电压调节器的任何实施例，线性电压调节器还包括控制信号生成电路，其被配置为基于在输出处供应的负载电流来生成电阻控制信号。根据包括控制信号生成电路的线性电压调节器的任何子实施例，控制信号生成电路包括电流源。根据包括控制信号生成电路的线性电压调节器的任何子实施例，第一电阻分支包括电阻控制开关，其串联连接到串联电阻器，并且电阻控制开关被配置为基于电阻控制信号来控制流过第一电阻分支的电流电平，并且控制信号生成电路包括感测开关，其被配置为镜像传递开关，传递电流流过传递开关，并且感测电流流过感测开关；以及控制信号发生器开关，其耦合到感测开关，使得感测电流流过控制信号发生器开关，控制信号发生器开关提供电阻控制信号，使得流过电阻控制开关的电流电平镜像感测电流。根据包括控制信号生成电路的线性电压调节器的任何子实施例，当控制信号发生器开关和电阻控制开关正在在相同模式下操作时，感测开关和传递开关被配置为使得感测电流比传递电流小K倍，并且K大于1，并且控制信号发生器开关和电阻控制开关被配置为使得流过电阻控制开关的电流电平比感测电流小H倍，并且H大于1。根据包括控制信号生成电路的线性电压调节器的任何子实施例，传递开关和感测开关是p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(pMOSFET)或传递开关和感测开关是双极结晶体管(BJT)。

用于对包括误差放大器以及耦合到误差放大器的输出的补偿网络的线性电压调节器进行频率补偿的方法的实施例包括感测线性电压调节器的输出电流，以及基于所感测的输出电流来生成开关控制信号。所生成的开关控制信号被施加到补偿网络的电阻控制开关，以便控制流过补偿网络的串联电阻器的电流电平。这又使补偿电路的阻抗变化，使得补偿网络的零点频率随输出电流而线性变化。该方法产生随线性电压调节器的输出电流而线性变化的零点频率。

根据该方法的任何实施例，该方法还包括：向补偿网络供应恒定电流并且在补偿网络的串联电阻器和并联电阻器之间分配所供应的恒定电流，使得这些电流的比例为由开关控制信号确定。

根据该方法的任何实施例，补偿电路的阻抗变化，使得补偿网络的零点频率跟踪线性电压调节器的极点频率。

如本文中所使用的，术语“具有”、“含有(containing)”、“包含(including)”、“包括(comprising)”等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除其他元件或特征。除非上下文另有明确说明，否则冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数以及单数。

应当理解，除非另有明确说明，否则本文中所描述的各种实施例的特征可以互相组合。

尽管本文中已经说明和描述了特定实施例，但是本领域普通技术人员应当领会，在不背离本发明的范围的情况下，可以用各种备选实施方式和/或等同实施方式来代替所示出和描述的特定实施例。本申请旨在涵盖本文中所讨论的具体实施例的任何改编或变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物限制。

Claims (17)

1.一种补偿网络，被配置为通过在运算放大器的频率响应中提供可变频率零点来改善所述运算放大器的稳定性，所述补偿网络包括：

输入，用于耦合到所述运算放大器的输出；

第一电阻分支，被耦合到所述运算放大器输出并且包括串联电阻器；

第二电阻分支，与所述第一电阻分支并联耦合并且包括并联电阻器；以及

电流源，被配置为向所述补偿网络供应电流，

其中所述补偿网络向所述输入提供可变阻抗，所述可变阻抗具有在基于所述串联电阻器的电阻的较低电阻和基于所述并联电阻器的电阻的较高电阻之间变化的电阻，所述可变阻抗基于电阻控制信号，

其中所述电流源供应恒定电流并且被耦合到所述第一电阻分支和所述第二电阻分支，使得所述恒定电流在流过所述第一电阻分支的电流和流过所述第二电阻分支的电流之间被分配，其中这些电流的比例由所述电阻控制信号确定。

2.根据权利要求1所述的补偿网络，其中所述第一电阻分支包括电阻控制开关，所述电阻控制开关被串联连接到所述串联电阻器，并且所述电阻控制开关被配置为基于所述电阻控制信号来控制流过所述第一电阻分支的电流电平。

3.根据权利要求1所述的补偿网络，其中所述运算放大器在电压调节器内，所述电压调节器向负载提供负载电流，所述补偿网络还包括：

控制信号生成电路，被配置为基于所述负载电流来生成所述电阻控制信号。

4.根据权利要求3所述的补偿网络，

其中所述第一电阻分支包括电阻控制开关，所述电阻控制开关被串联连接到所述串联电阻器，并且所述电阻控制开关被配置为基于所述电阻控制信号来控制流过所述第一电阻分支的电流电平，以及

其中所述控制信号生成电路包括：

感测开关，被配置为镜像所述电压调节器的传递开关，所述负载电流流过所述传递开关，并且感测电流流过所述感测开关；以及

控制信号发生器开关，耦合到所述感测开关，使得所述感测电流流过所述控制信号发生器开关，所述控制信号发生器开关提供所述电阻控制信号，使得流过所述电阻控制开关的所述电流电平镜像所述感测电流。

5.根据权利要求3所述的补偿网络，其中所述可变频率零点被选择以跟踪与所述电压调节器的输出相关联的极点的频率，其中所述极点频率与所述负载电流成比例。

6.一种线性电压调节器，包括：

输入，用于耦合到输入电源；

输出，用于耦合到负载和负载电容器；

传递开关，被配置为基于所述传递开关的传递控制端子处的传递控制信号来将电流从所述输入传递到所述输出；

误差放大器，被配置为基于参考电压和跟随所述线性电压调节器的输出电压的反馈电压之间的差来生成所述传递控制信号，并且被配置为在误差放大器输出处输出所述传递控制信号；以及

补偿网络包括：

补偿网络输入，用于耦合到所述误差放大器输出；

第一电阻分支，被耦合到所述误差放大器输出并且包括串联电阻器；

第二电阻分支，与所述第一电阻分支并联耦合并且包括并联电阻器；以及

电流源，被配置为向所述补偿网络供应电流，

其中所述补偿网络向所述补偿网络输入提供可变阻抗，所述可变阻抗具有在基于所述串联电阻器的电阻的较低电阻和基于所述并联电阻器的电阻的较高电阻之间变化的电阻，所述可变阻抗基于电阻控制信号，

其中所述电流源提供恒定电流并且被耦合到所述第一电阻分支和所述第二电阻分支，使得所述恒定电流在流过所述第一电阻分支的电流和流过所述第二电阻分支的电流之间被分配，其中这些电流的比例由所述电阻控制信号确定。

7.根据权利要求6所述的线性电压调节器，其中所述第一电阻分支包括被串联连接到所述串联电阻器的电阻控制开关，并且所述电阻控制开关被配置为基于所述电阻控制信号来控制流过所述第一电阻分支的电流电平。

8.根据权利要求6所述的线性电压调节器，还包括：

补偿电容器，将所述误差放大器输出耦合到所述第一电阻分支和所述第二电阻分支。

9.根据权利要求6所述的线性电压调节器，还包括：

控制信号生成电路，被配置为基于在所述输出处提供的负载电流来生成所述电阻控制信号。

10.根据权利要求9所述的线性电压调节器，其中所述控制信号生成电路包括电流源。

11.根据权利要求9所述的线性电压调节器，

其中所述第一电阻分支包括电阻控制开关，所述电阻控制开关被串联连接到所述串联电阻器，并且所述电阻控制开关被配置为基于所述电阻控制信号来控制流过所述第一电阻分支的电流电平，以及

其中所述控制信号生成电路包括：

感测开关，被配置为镜像所述传递开关，传递电流流过所述传递开关，并且感测电流流过所述感测开关；以及

控制信号发生器开关，被耦合到所述感测开关，使得所述感测电流流过所述控制信号发生器开关，所述控制信号发生器开关提供所述电阻控制信号，使得流过所述电阻控制开关的所述电流电平镜像所述感测电流。

12.根据权利要求11所述的线性电压调节器，

其中所述感测开关和所述传递开关被配置为使得所述感测电流比所述传递电流小K倍，并且K大于1，以及

其中所述控制信号发生器开关和所述电阻控制开关被配置为使得当所述控制信号发生器开关和所述电阻控制开关正在在相同模式下操作时，流过所述电阻控制开关的所述电流电平比所述感测电流小H倍，并且H大于1。

13.根据权利要求11所述的线性电压调节器，其中所述传递开关和所述感测开关是p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(pMOSFET)。

14.根据权利要求11所述的线性电压调节器，其中所述传递开关和所述感测开关是双极结晶体管(BJT)。

15.根据权利要求7所述的线性电压调节器，其中所述传递控制信号是电压，并且所述传递控制端子是栅极。

16.一种用于对线性电压调节器进行频率补偿的方法，所述线性电压调节器包括误差放大器以及被耦合到所述误差放大器的输出的补偿网络，所述方法包括：

感测所述线性电压调节器的输出电流；

基于所述感测的输出电流来生成开关控制信号；以及

将所述生成的开关控制信号施加到所述补偿网络的电阻控制开关，从而基于所述生成的开关控制信号来控制流过所述补偿网络的串联电阻器的电流电平，以便变化所述补偿网络的阻抗，使得所述补偿网络的零点频率随所述输出电流而线性变化；

向所述补偿网络供应恒定电流；以及

在所述串联电阻器和所述补偿网络的并联电阻器之间分配供应的恒定电流，使得这些电流的比例由所述开关控制信号确定。

17.根据权利要求16所述的方法，其中所述补偿网络的所述阻抗变化，使得所述补偿网络的所述零点频率跟踪所述线性电压调节器的极点频率。