CN1879256B - 天线及其制造方法以及使用了该天线的便携无线终端 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于实现廉价且小型的多媒体无线终端的、尤其是以3或3以上模式的多模式工作的小型天线及其制造方法，以及安装该天线的便携无线终端。天线包括：具有接地电位的接地导体(2)；以上述接地导体(2)的一部分为一端的单一的馈电点(7)；多个传送线路，输入供给到上述馈电点(7)的高频功率，分别向空间发射3模式的3个频率的电磁波。这些传送线路包括：一端连接上述馈电点(7)另一端连接分支点(31)的传送线路(41)；连接在分支点(31)、(32)间的传送线路(42)；连接上述分支点的传送线路(51)、(61)、(62)，设定各传送线路的长度，使得能在馈电点(7)对多个频率进行阻抗匹配。天线(1)由一体的金属板形成。

Description

天线及其制造方法以及使用了该天线的便携无线终端

技术领域

本发明涉及向用户提供多媒体服务的无线终端的天线，尤其涉及适合应用于通过以不同频率的电磁波为媒介的信息传送来进行多个服务的多媒体无线终端的对应多模式的天线及其制造方法，并涉及使用了该天线的便携无线终端。

背景技术

近年来，以无线方式提供各种涉及信息传达、信息提供的服务的多媒体服务日渐盛行，大量的无线终端被开发并投入使用。这些服务包括电话、电视、LAN(Local Area Network)等，日益多样化，为了使用户享受所有的服务，要有与各种服务对应的无线终端。

为了使用户更方便地享受这样的服务，要无论何时何处都不使其意识到媒介的存在、即同时普遍存在(ubiquitous)地向用户提供多媒体服务的行动已经开始，以一个终端实现多个信息传达服务的所谓多模式终端已部分实现。

通常的以无线方式进行的同时普遍存在的信息传送服务以电磁波为媒介，因此，在同一服务区域，通过每种服务使用一个频率，来向用户提供多个服务。因此，多媒体终端具有收发多个频率的电磁波的功能。

在现有的多媒体终端中，例如采用准备多个与单一频率对应的单模式天线，将它们安装在一个无线终端上的方法。这种方法，为了使各个单模式天线独立地工作，需要离开大约波长距离来安装这些天线，通常在同时普遍存在的信息传送的服务中所用的电磁波的频率由于自由空间传播特性的限制而被限定在几百兆赫兹到几千兆赫兹，因此，隔开天线的距离为几十厘米至几米，因此，终端尺寸 变大，不便于用户携带。另外，因为将对不同频率有感度的天线隔开距离地配置，所以与天线耦合的高频电路也需要按该频率分离设置。

因此，难以应用半导体集成电路技术，从而不仅存在终端尺寸增大的问题，还存在导致高频电路的成本高的问题。即使应用集成电路技术将电路整体集成，也必须用高频电缆耦合从高频电路到各自有距离的天线。可应用于用户可携带的尺寸的终端的高频电缆的轴径是1mm左右。因此，此时该高频电缆的传送损耗达到几dB/m。使用这样的高频电缆，导致产生以下问题：即，高频电路消耗的功率增加，引起提供同时普遍存在的信息服务的终端的使用时间显著减少，或由电池体积的增大造成的终端重量的显著增加，严重损害使用终端的用户的便利性。

解决这样的向用户提供多个信息服务的多模式无线终端的诸多课题的重要因素之一，是对多个频率的电磁波有感度的多模式天线。现已提出了几种多模式天线，天线结构单一且有与多个频率对应的单一馈电点，能与多模式终端的高频电路部进行电耦合，收发自由空间和该高频电路部之间的通信信号。

作为现有的多模式天线，例如有日本特开2003-101326号公报(文献1)中所公开的2模式天线。该天线是如下结构，即、除去导体平板的一部分形成“コ”形槽，在该“コ”形槽内添加L形导体。“コ”形槽在第1频率下工作，L形导体主要在第2频率下工作。各频率区域内的电磁波的发射机构由包括相互正交的各结构的发射元件组成。

作为现有的2模式天线的另一例子，在日本特开2003-152430号公报(文献2)中记载了这样的天线，即、在有槽的导体内部形成了2个对置的线状导体。线状导体也作为槽的馈电线路工作，用槽和馈电线路进行不同频率的电磁波的收发。其工作原理与上述文献1相同。

发明内容

在上述现有的多模式天线中，为了以不同的频率向自由空间高效地发射电磁波，正交配置有相互干扰少、几乎独立工作的多个发射导体。并且，必须采用这样的天线结构，即、使槽和线状导体为不同的结构，在不同频率下独立工作。因此，随着要发射的电磁波的频率增多，独立的结构增加，作为整体将多模式天线的尺寸或体积抑制得很小是极为困难的。实际上，在上述文献1、2中，未记载3模式或3模式以上的多模式天线。

本发明的目的在于，提供一种天线及其制造方法，并提供安装该天线的便携无线终端，其中，上述天线是用于实现廉价且小型的多媒体无线终端的小型多模式天线，尤其是不仅以2模式工作、还以3模式或3模式以上的多模式工作的天线。

用于达到上述目的的本发明的天线，其特征在于，包括：具有接地电位的接地导体；以上述接地导体的一部分为一端的单一的馈电点；以及多个传送线路，输入供给到上述馈电点的高频功率，向空间发射多个频率的电磁波，其中，多个传送线路，包括将多个频率的电磁波共同地向空间发射的传送线路，在上述馈电点针对上述多个频率进行阻抗匹配，上述接地导体、上述馈电点以及上述多个传送线路，由一体的金属板形成。

用于达到上述目的的本发明的天线，其特征在于，包括：具有接地电位的接地导体；以上述接地导体的一部分为一端的单一的馈电点；以及多个传送线路，输入供给到上述馈电点的高频功率，向空间发射多个频率的电磁波，其中，多个传送线路，包括将多个频率的电磁波共同地向空间发射的传送线路，当多个频率是2个频率时，上述多个传送线路包括，一端与上述馈电点连接、另一端与分支点连接的传送线路，和与上述分支点连接的传送线路，当多个频率是3个或3个以上频率时，上述多个传送线路包括，一端与上述馈电点连接、另一端与分支点连接的传送线路，和连接在分支点间的传送线路，以及与分支点连接的传送线路，设定上述多个传送线路各自的长度，使得能在上述馈电点针对上述多个频率进行阻抗匹 配，上述接地导体、上述馈电点以及上述多个传送线路，由一体的金属板形成。

具有作为构成要素的多个传送线路的本发明的天线，包括以多个频带共同地向自由空间发射电磁波的传送线路，并且，这些多个传送线路，形成针对单一的馈电点在多模式的各工作频率下实现阻抗匹配的分布常数匹配电路。

考虑从该传送线路向自由空间发射的电磁波能量是由传送线路构成的分布常数电路损失的能量，通过将其考虑为损失，可扩展通常的分布常数电路理论，设计在多模式天线的各工作频率下针对单一的馈电点的阻抗匹配条件。本发明的天线，并不像现有的天线那样，在小体积中安装在不同频率下工作的多个天线结构，而是从由多个传送线路构成的结构整体，非局部地在要工作的各频带发射电磁波能量。并且，用传送线路的电抗成分进行自由空间和高频电路部的阻抗匹配，上述高频电路部与天线馈电部耦合。

将在不同频率下工作的多个天线结构一体化成为小体积的现有结构中，就各频率发射电磁波的主要部分局部存在，因此，必须在小体积中相互干扰少地配置发射多个电磁波的多个发射导体。因此，不能避免作为天线整体的体积增加。

另一方面，本发明的天线基本工作原理为：在要工作的各频带非局部地从天线向自由空间发射电磁波，因此，不必考虑像以往那样配置多个发射导体，使之不因电磁波的发射现象相互干扰，由线状导体或窄幅的条状导体构成作为本发明的天线的要素的传送线路，可将其简单地配置在小体积中或小尺寸中。

在本发明的多模式天线中，电磁波能量在各频率非局部地从多个传送线路发射，因此，与现有的上述文献2那样的、具有在各频率以不同模式(例如偶极(dipole)模式和环形(loop)模式)共振的结构的天线相比，特征在于在电磁波被发射时对发射几乎没有贡献的天线结构的部分少。

由于长波效应，多模式天线中对发射有贡献的导体部的电流路径的全长或尺寸越短，作为天线的重要特性之一的阻抗匹配带域就越宽。天线的阻抗匹配，可由传送线路表现。传送线路的电特性，能用光速c、频率f、线路长L以及传播常数β以式(1)所示的函数描述。

$\tan \mathrm{\βL}=\tan \frac{2\mathrm{\π}}{c}\mathrm{fL}...\left(1\right)$

并且，表示其频率依赖性的传送线路的电特性的频率微分，如式(2)所示。

$\frac{\∂}{\∂f}\tan \frac{2\mathrm{\π}}{c}\mathrm{fL}=\frac{2\mathrm{\π}}{c}\mathrm{Lse}{c}^2\frac{2\mathrm{\π}}{c}\mathrm{fL}...\left(2\right)$

如式(2)所示，传送线路的电特性的频率微分与线路长L成正比。因此，线路长L越大，在天线共振频带的阻抗相对于频率的变化越剧烈，结果，在该频带的阻抗匹配带域变窄。即、由于长波效应匹配带域变窄。

在本发明中，从构成天线的传送线路以各频率非局部地发射电磁波，因此，与现有技术的多模式天线不同，特定的传送线路对共同地发射多个频率有贡献，该共通部分的存在对导体部的电流路径的全长或尺寸的减少有贡献，上述导体部对多模式天线的发射有贡献。因此，与现有技术的多模式天线相比，上述电流路径的全长或尺寸短，所以本发明的天线可在宽带域工作。

本发明的多模式天线的工作原理，用图16进行以下说明。设多模式天线的模式数为n，使用的电磁波的波长如式(3)定义。

λ₁＜λ₂＜λ₃＜…λ_n-1＜λ_n …(3)

天线的匹配条件，可通过消除在馈电点的电纳成分来实现。为了在式(3)的多个波长下进行设计使在馈电点的电纳为零，使图16的Si(i＝1，2，...n-1)如式(4)那样。

$S_i=\frac{{\mathrm{\λ}}_i}{4},i=\mathrm{1,2},...n-1...\left(4\right)$

由此，在设计波长λi的馈电点的阻抗匹配时，因为能够使Li和Si的交点的电位为零，所以不必考虑Li+1～Ln、Si+1～Sn-1的传送线路。

为了使在λ1馈电点的电纳为零，只要使L1＝S1即可。用于使在λ2馈电点的电纳为零的L2，可通过式(5)求得。这里，βi＝2π/λi。

cotβ₂L₂＝tanβ₂L₁+tanβ₂S₁ …(5)

根据式(4)和L1＝S1的条件，式(5)的右边为正，结果，可得式(6)。

${\mathrm{\&beta;}}_2{L}_2<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},L_2<\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_2}{4}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

用于使在λ3馈电点的电纳为零的L3，可通过式(7)求得。

$\cot {\mathrm{\&beta;}}_3{L}_3=\frac{{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_2}{1-({\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_1){\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_2}{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_2\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

式(7)的右边第1项的关于传播常数的微分为式(8)，因此总为正。

$\frac{{L_1\sec }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+S_1{\sec }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{S}_1+L_2{\sec }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{L}_2)}{{\{1-({\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_1){\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_2\}}^2}+$

$\frac{{\tan }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{L}_2(L_1{\sec }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+S_1{\sec }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{S}_1)}{{\{1-({\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_1){\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_2\}}^2}+$

$\frac{{({\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_1)}^2{L}_2{\sec }^2{\mathrm{\&beta;}}_3{L}_2}{{\{1-({\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_1+{\tan \mathrm{\&beta;}}_3{S}_1){\tan \mathrm{\&beta;}}_3{L}_2\}}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

式(8)在β3＝0时为零。

因此，式(7)的第1项为正，第2项也为正，因此得到式(9)。

${\mathrm{\&beta;}}_3{L}_3<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},L_3<\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_3}{4}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

这里，引入以式(7)的右边第1项为初项的式(10)的递推公式。

$F_2\left(\mathrm{\&beta;}\right)=\frac{{\tan \mathrm{\&beta;L}}_1+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_1+{\tan \mathrm{\&beta;L}}_2}{1-({\tan \mathrm{\&beta;L}}_1+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_1){\tan \mathrm{\&beta;L}}_2},F_{i+1}\left(\mathrm{\&beta;}\right)=\frac{F_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_i+{\tan \mathrm{\&beta;L}}_{i+1}}{1-\{F_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_i\}{\tan \mathrm{\&beta;L}}_{i+1}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

式(10)的递推公式的微分为式(11)。

$\frac{{F^{\&prime;}}_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+S_i{\sec }^2\mathrm{\&beta;}{S}_i+L_{i+1}{\sec }^2\mathrm{\&beta;}{L}_{i+1}}{\{1-(F_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_i){\tan \mathrm{\&beta;L}}_{i+1}{\}}^2}+$

$\frac{{\tan }^2\mathrm{\&beta;}{L}_{i+1}({F^{\&prime;}}_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+S_i{\sec }^2\mathrm{\&beta;}{S}_i)}{\{1-(F_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_i){\tan \mathrm{\&beta;L}}_{i+1}{\}}^2}+$

$\frac{{(F_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_i)}^2{L}_{i+1}{\sec }^2\mathrm{\&beta;}{L}_{i+1}}{\{1-(F_i\left(\mathrm{\&beta;}\right)+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_i){\tan \mathrm{\&beta;L}}_{i+1}{\}}^2}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

如果考虑式(10)的初项，可知式(11)总为正。

通过使用式(10)的递推公式可得确定Li的式(12)。

${\cot \mathrm{\&beta;}}_i{L}_i=\frac{F_{i-2}\left({\mathrm{\&beta;}}_i\right)+{\tan \mathrm{\&beta;}}_i{S}_{i-2}+{\tan \mathrm{\&beta;}}_i{L}_{i-1}}{1-\{F_{i-2}\left({\mathrm{\&beta;}}_i\right)+{\tan \mathrm{\&beta;}}_i{S}_{i-2}{\tan \mathrm{\&beta;}}_i{L}_{i-1}}+{\tan \mathrm{\&beta;}}_i{S}_{i-1}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

式(12)的右边总为正。

因此，式(13)成立，图16的本发明的多模式天线的全长T能以式(14)表现。

${\mathrm{\&beta;}}_i{L}_i<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},L_i<\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_i}{4},i=\mathrm{1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;n\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(13\right)$

$T<\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_1}{2}+\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_2}{2}+\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_3}{2}+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_{n-1}}{2}+\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_n}{4}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

从式(13)可知，在本发明的多模式天线中，多模式频率的电磁波的最长波长的四分之一波长结构和其他波长的半波长结构决定最大尺寸。

现有的多模式天线，在天线结构内实现这样的具有在各频率产生共振的长度的不同结构的情况下，必须离开必要的距离，以不使 这些不同的结构发生电磁耦合，但本发明不必如此，可连续配置。因此，本发明的天线，比现有的天线尺寸小，因此，具有能扩大阻抗匹配的频带的效果。式(13)是不等式，多数情况下，本发明的天线，能根据上述的最大尺寸条件，以小的尺寸实现多模式天线，尺寸减小、匹配带域扩大的效果更明显。

上述说明是以图16的布局(网结构)为基础进行的。这里，当采用图17A和图17B的2种结构时，其电纳Yi分别由式(15)和式(16)表示。

$Y_{\mathrm{in}}={\mathrm{jY}}_0\frac{{\tan \mathrm{\&beta;L}}_a+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_a+\tan {\mathrm{\&beta;L}}_b}{1-({\tan \mathrm{\&beta;L}}_a+{\tan \mathrm{\&beta;S}}_a){\tan \mathrm{\&beta;L}}_b}...\left(15\right)$

Y_in＝jY₀(tanβS_a1+tanβS_a2+tanβS_a3) …(16)

由此，电纳为零的条件，在图17A和图17B的2种结构中是相同的。

因此，不仅限于图16的结构，显然，例如在相当于Si的部分耦合多个顶端开放传送线路的布局，也能应用本发明。

图18所示的布局，是按照图16的工作原理说明图所构成的3模式天线的例子。另外，图19所示的布局，是用图17A和图17B所示的原理修改了图16的原理结构的4模式天线的例子。

从与天线耦合的高频电路侧，当存在关于天线的输入阻抗的实部的特殊要求(例如，安装于高频基板的前端(front end)部的半导体器件的特征阻抗特别高或特别低时，要求天线的输入阻抗的实部与该特征阻抗一致等)的情况下，如图20所示的布局那样，对图18所示的3模式用的布局附加传送线路是有效的，上述传送线路针对多模式的各频率微调馈电点的实部。

如上所述，根据本发明，能实现以3模式或3模式以上的多模式工作的天线。即、用可视为传送线路的窄幅带状导体、线状导体或窄幅的条状导体，根据分布常数电路理论，可设计3模式或3模式以上的多模式天线。另外，也不会发生如现有的多个天线结构的一体化中所出现的因发射导体干扰而降低的问题，因此，能实现小 型的多模式天线，并且在作为天线的重要特性之一的频带扩大方面能得到显著的效果。

附图说明

图1是用于说明本发明的天线的第1实施方式的结构图。

图2是用于说明本发明的第2实施方式的结构图。

图3是用于说明本发明的第3实施方式的结构图。

图4是用于说明本发明的第4实施方式的结构图。

图5A是用于说明本发明的第5实施方式的结构图。

图5B是用于说明本发明的第5实施方式的透视图。

图6A是用于说明本发明的第6实施方式的结构图。

图6B是用于说明本发明的第6实施方式的透视图。

图7A是用于说明本发明的第7实施方式的结构图。

图7B是用于说明本发明的第7实施方式的透视图。

图8是用于说明本发明的第8实施方式的结构图。

图9是用于说明本发明的第9实施方式的结构图。

图10是用于说明本发明的第10实施方式的结构图。

图11是用于说明本发明的第11实施方式的结构图。

图12是用于说明本发明的第12实施方式的结构图。

图13是用于说明本发明的第12实施方式的产品结构的结构图。

图14A是用于说明本发明的第13实施方式的主视图。

图14B是用于说明本发明的第13实施方式的组装图。

图15A是用于说明本发明的第14实施方式的第1制造工序的结构图。

图15B是用于说明本发明的第14实施方式的第2制造工序的结构图。

图15C是用于说明本发明的第14实施方式的第3制造工序的结构图。

图16是用于说明本发明的天线的原理的结构图。

图17A是用于说明本发明的天线的一部分的结构图。

图17B是用于说明本发明的天线的其它部分的结构图。

图18是用于说明本发明的天线的布局(网结构)的结构图。

图19是用于说明本发明的天线的其它布局(网结构)的结构图。

图20是用于说明本发明的天线的另一其它布局(网结构)的结构图。

具体实施方式

以下，参照附图所示的几个实施方式，更详细地说明本发明的天线及其制造方法、以及使用了该天线的便携无线终端。

图1表示本发明的第1实施方式。本实施方式是3模式天线，天线1是将接地导体(接地部)2，分支部31、32，以及传送线路41、42、51、61、62每一个一体化后的结构。进行功率供给的馈电点7在传送线路41的一端和接地导体2的一部分之间形成。另外，本实施方式的天线1由一体的金属板构成。

第一传送线路41从馈电点7向与接地导体2垂直的方向延伸，在上述第一传送线路41上连接作为双分支的第一分支部31，在第一分支部31的一端与接地导体2平行地配置连接第1顶端开放传送线路61，在另一端与接地导体2平行地配置连接第2传送线路42。进一步，从该第1分支部31延伸的第二传送线路42的端部连接作为双分支的第二分支部32，在第2分支部32的一端和接地导体2之间连接顶端短路传送线路51，在另一端连接与接地导体2平行地配置的第二顶端开放传送线路62。

构成本发明的天线1的传送线路41、42、顶端短路传送线路51、顶端开放传送线路61、62，是分布常数电路元件。因此，本发明的天线1是由分布常数电路构成的分布常数电路网。

本发明的天线1，确定传送线路41、42、顶端短路传送线路51、顶端开放传送线路61、62各自的尺寸，使得在该分布常数电路网中在不同的3个频带共振，由此来实现3模式工作。

在本实施方式中，作为3个频率的例子，选择最小波长λ1＝129.9mm、中间波长λ2＝178.0mm、最大波长λ3＝451.1mm，设定为传送线路41＝20mm、传送线路42＝40mm、传送线路51＝40mm、传送线路61＝80mm、传送线路62＝80mm。传送线路的全长为260mm，这比λ1/2+λ2/2+λ3/4＝266.8mm小，满足式(14)。

以上的传送线路，如图1所示，由窄幅的带状导体构成。除此之外，这些传送线路可由线状导体或窄幅的条状线路构成。

图2表示第2实施方式。图2的天线11，是将图1的天线1中的顶端开放传送线路62换成了顶端短路传送线路52的结构的3模式天线。通过该结构，与第一实施方式相比，有增加结构的机械强度的效果。

在本实施方式中，作为3个频率的例子，选择最小波长λ1＝85.2mm、中间波长λ2＝134.8mm、最大波长λ3＝235.3mm，设定为传送线路41＝10mm、传送线路42＝20mm、传送线路51＝20mm、传送线路61＝50mm、传送线路62＝50mm。传送线路的全长为150mm，这比λ1/2+λ2/2+λ3/4＝168.8mm小，满足式(14)。

图3表示本发明的第3实施方式。图3的天线12是3模式天线，其结构为：将图1的天线1中作为双分支的第一分支部31换成作为三分支的分支部33，在该分支部33连接新的顶端开放传送线路63，增加了构成天线的元件数。

通过这种增加元件数的结构，能够增加分布常数电路网的参数，由此，除了图1的天线1的效果之外，还能微调馈电点的天线输入阻抗的实部。

在本实施方式中，作为3个频率的例子，选择最小波长λ1＝104.7mm、中间波长λ2＝219.8mm、最大波长λ3＝322.6mm，设定为传送线路41＝10mm、传送线路42＝20mm、传送线路51＝20mm、传送线路61＝40mm、传送线路62＝40mm、传送线路63＝70mm。传送线路的全长为200mm，这比λ1/2+λ2/2+λ3/4＝243mm小，满足式(14)。

图4表示本发明的第4实施方式。图4的天线13是3模式天线，其结构为：在接地导体2的一部分构成沟8，在沟8收容有顶端开放传送线路63。

在图4中，第一传送线路41从馈电点7向与接地导体2垂直的方向延伸，在上述第一传送线路41连接作为双分支的第一分支部31，在该第一分支部31的一端和接地导体2之间形成顶端短路传送线路52，在另一端与接地导体2平行地连接第二传送线路42。进一步，从该第一分支部31延伸的第二传送线路42的顶端连接作为双分支的第二分支部32，在第二分支部的一端与接地导体2平行地连接第一顶端开放传送线路62，在另一端连接第二顶端开放传送线路63，该第二顶端开放传送线路63向着接地导体沿垂直方向延伸，并且收容在接地导体2的沟8中，比第一顶端开放传送线路62的尺寸长。

在本实施方式中，作为3个频率的例子，选择最小波长λ1＝80.4mm、中间波长λ2＝103.8mm、最大波长λ3＝397.4mm，设定为传送线路41＝10mm、传送线路42＝20mm、传送线路52＝30mm、传送线路62＝40mm、传送线路63＝60mm。传送线路的全长为160mm，这比λ1/2+λ2/2+λ3/4＝191.5mm小，满足式(14)。

通过该结构，当顶端开放传送线路63的尺寸长时，与包围天线全体地配置顶端开放传送线路63相比，有增加天线本身的机械强度的效果。

另外，在顶端短路传送线路也发生同样的情况时，与本发明的天线13的顶端开放传送线路63相同地，连接该顶端短路传送线路以使其收容在接地导体的沟内，也能取得同样的效果。

图5A、图5B表示本发明的第5实施方式。图5A、图5B的3模式天线14，是以电介质层支承一体的金属板的天线结构并在该一体的金属板的背面部形成有条状导体图案的结构的3模式天线。其结构为：将图1的天线1中连接在作为双分支的第一分支部31的一端的第一顶端开放传送线路61换成比该第一顶端开放传送线路61 尺寸长的顶端开放传送线路64，为此，使用设置于电介质层9的通孔100，由电介质层9的一面和另一面形成顶端开放传送线路64。

通过该结构，利用电介质层的介电常数的波长缩短效应，有缩短天线尺寸的效果。

图6A、图6B表示本发明的第6实施方式。图6A、图6B的天线15是3模式天线，其结构为：以电介质层9支承图4的本发明的天线13，进而使用从天线13的接地导体2的端部贯穿电介质层9到达天线13的背面部的多个通孔100，将构成于电介质层9的另一面的第二接地导体21与天线13的接地导体2连接起来。

通过该结构，利用构成电路基板的电介质材质的介电常数的波长缩短效应，有缩短天线尺寸且使接地导体面积增大，使天线的工作稳定的效果。

图7A、图7B表示本发明的第7实施方式。图7A、图7B的天线16是3模式天线，其结构为：用形成于电介质层的侧面的电镀层72，连接在电介质层9的一面构成的图4的天线13的接地导体2和在电介质层9的另一面构成的接地导体21。

通过该结构，有如下效果，即、节省制做第6实施方式所采用的通孔的劳动时间，能以更少的制造成本得到与第6实施方式同样的效果。

图8表示本发明的第8实施方式。本实施方式是图1的天线1的结构整体具有圆度地弯曲了的结构。本实施方式的结构，首先用一体的金属板通过冲压加工制作图1的天线结构，然后通过压弯加工即可以低成本制作。

本实施方式的天线结构，当安装天线的无线终端的框体内部形状是曲面时，能够在实质上使天线能占有的该框内的体积变大，因此天线设计的自由度提高，结果，产生能缩短设计工时的效果。

图9表示本发明的第9实施方式。本实施方式是3模式天线，在图9中，图1的天线结构的传送线路41变长。为了确保传送线路41的长度，沿接地导体2的周围形成该传送线路。另外，顶端开放 传送线路61、62被设置在形成于接地导体内的蛇形的沟81、82中。

通过本实施方式的结构，当作为天线的构成要素的传送线路的全长较长时，可在小尺寸内实现这些传送线路。当然，本技术也可应用于顶端短路传送线路的情况。

图10表示本发明的第10实施方式。与图9的实施方式的不同点在于：用于在接地导体内实现顶端开放传送线路的沟83、84的形状是方形螺旋形状。通过做成螺旋形状，电感成分增加，能等效地减少该顶端开放传送线路的物理长度。由此，接地导体的面积增加，能使天线工作的稳定性提高。

图11表示本发明的第11实施方式。与图10的实施方式的不同点在于：用于在接地导体内实现顶端开放传送线路的沟85、86的形状是圆形螺旋形状。与方形螺旋形状相比，圆形螺旋形状的结构的不连续性小，因此能减小该螺旋形状的相对于尺寸精度的电特性变化。因此，能使制造出产率提高，结果，产生降低天线产品的制造成本的效果。

图12表示本发明的第12实施方式。本实施方式用同轴电缆供电。如图12所示，图1的天线1的馈电点7连接同轴电缆71，能通过同轴电缆71进行功率供给。

同轴电缆具有在高频带的传送损失少的特性，因此，有高效地向天线进行功率供给的效果。另外，通过使用同轴电缆，能与处于离开天线的部位的通信模块等连接，有扩大天线的设置位置自由度的效果。

图13表示在图1的天线1中设置了同轴馈电线71的图12的天线的产品结构的一个例子。图13的天线，作为构成要素包括图12所示的同轴馈电线，除了该同轴馈电线和天线馈电部的耦合部，由薄的电介质片72层叠天线整体。作为电介质片，可使用例如聚酰亚胺类的材料。同轴馈电线和天线馈电部的耦合部，最好为该同轴线路外导体与天线的接地导体部、该同轴线路内导体与天线的包含馈电点的传送线路可在后面的工序中通过软钎焊等电连接的程度，使 构成天线的导体露出，天线的其它导体部，为了防止由外部原因造成的劣化，最好尽量用电介质片覆盖。

本实施方式，通过图13所示的产品结构，来防止天线在无线终端框体内与其它电子、电气部件接触，并且，防止构成天线的一体的金属板因外部原因而被腐蚀、劣化，从而有使天线特性的时间稳定性(抗老化性)提高的效果。

图14A、图14B表示本发明的第13实施方式。在图14A、图14B中，130是内置了图1的本发明的多模式天线1的便携电话(便携无线终端)，142是便携电话130的扬声器。

在图14B中，配置有在便携电话130的正面壳131和背面壳132之间配置的电路基板140。在该电路基板140和背面壳132之间，在主体的扬声器142的后方、即主体上侧的位置设置本发明的多模式天线1，在电路基板140中设置高频电路的馈电部141，该馈电部141和本发明的多模式天线1的馈电部7连接。

在使用便携电话时，使用者的手几乎不会覆盖到便携电话的主体上侧的主体背面侧。因此，通过将内置天线的位置设为便携电话的主体上侧的主体背面，有减少由使用者的手造成的天线的收发灵敏度的劣化。

现在，在多媒体无线终端中，图像服务逐步成为重要的应用。伴随着图像服务的进展，被使用于无线终端的液晶等的显示器有大型化的倾向。尤其是在终端本身体积小的便携移动无线电话中这种倾向尤为显著。为了以小的体积实现大的图像画面，在多媒体终端中，正逐渐采用折叠形状的框体。折叠的形状，实质上显著地限制了安装天线的空间的厚度方向，因此呈薄板形状的本发明的多模式天线的适用性极高。通过采用本发明的多模式天线，可在具有大型显示部的多媒体终端的折叠框体中，在其大型显示部的背面安装天线。

另外，在本实施方式的便携电话中安装了图1的第1实施方式的多模式天线1，但不仅限于此，也可安装第2～第12实施方式的任 意一种天线。

图15A～图15C表示本发明的第14实施方式。在图15A～图15C中，示出本发明的多模式天线的制造方法的一个实施方式。本实施方式，采用的是作为天线的构成要素的传送线路不包括顶端短路传送线路时、或顶端短路传送线路和接地导体间的连接的物理强度不够时的制造方法。

首先，如图15A所示，在金属冲压工序与支承导体部73一体地制成天线结构整体，上述支承导体部73用于确保一系列/一体的传送线路部和接地导体的连接的物理强度。

接下来，如图15B所示，在薄片加工工序，用薄的电介质片72覆盖除馈电部和该支承导体部之外的天线整体。

接下来，如图15C所示，再通过金属冲压工序，切掉在本质上对天线工作无用的支承导体部。最后，通过软钎焊工序装配同轴电缆，制造成作为产品的天线。

通过应用本实施方式的技术，可高精度地处理接地导体和传送线路的相对位置关系，结果，有提高产品产出率的效果。

以上，根据本发明，可在多个频率下，以单一的馈电部，通过采用传送线路进行高频电路部和自由空间的良好的阻抗匹配，能实现以3模式或3模式以上的多模式工作的天线。另外，因为能实现在多个频率共用传送线路的结构，所以，在多模式天线的小型化和多模式天线的匹配带域扩大方面，能得到显著的效果。

(工业可利用性)

本发明的天线，适用于便携式无线通信装置，尤其适用于用多个频率提供多媒体服务的系统的多媒体无线终端。

Claims (5)

1.一种天线，其特征在于，包括：

具有接地电位的接地导体；

以上述接地导体的一部分为一端的单一的馈电点；以及

多个传送线路，输入供给到上述馈电点的高频功率，向空间发射带域不同的3种频率的电磁波，

其中，上述多个传送线路，包括将上述3种频率的电磁波共同地向空间发射的传送线路，并且形成一体的布局结构，

上述多个传送线路包括，一端与上述馈电点连接的第1传送线路；一端与上述第1传送线路的另一端连接的第2传送线路；与上述第2传送线路的另一端连接的第3传送线路，

设定上述多个传送线路各自的长度，使得能在上述馈电点针对上述3种频率进行阻抗匹配，

上述接地导体、上述馈电点以及上述多个传送线路，由一体的金属板形成。

2.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：

上述接地导体位于上述多个传送线路中的任一个传送线路的单侧。

3.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：

在上述馈电点或上述第1传送线路的另一端或上述第2传送线路的另一端的至少任一个上，还连接阻抗调整用的传送线路。

4.一种天线的制造方法，

上述天线包括：

具有接地电位的接地导体；

以上述接地导体的一部分为一端的单一的馈电点；以及

多个传送线路，输入供给到上述馈电点的高频功率，向空间发射带域不同的3种频率的电磁波，

其中，上述多个传送线路，包括将上述3种频率的电磁波共同地向空间发射的传送线路，

上述多个传送线路包括，一端与上述馈电点连接的第1传送线路；一端与上述第1传送线路的另一端连接的第2传送线路；与上述第2传送线路的另一端连接的第3传送线路，并且，形成一体的布局结构，

设定上述多个传送线路各自的长度，使得能在上述馈电点针对上述3种频率进行阻抗匹配，

上述接地导体、上述馈电点以及上述多个传送线路，由一体的金属板形成，

上述天线的制造方法的特征在于：

包括通过金属板冲压加工形成上述多个传送线路和上述接地导体的工序。

5.一种便携无线终端，其特征在于：

在内部安装有天线，

上述天线包括：

具有接地电位的接地导体；

以上述接地导体的一部分为一端的单一的馈电点；以及

多个传送线路，输入供给到上述馈电点的高频功率，向空间发射带域不同的3种频率的电磁波，

其中，上述多个传送线路，包括将上述3种频率的电磁波共同地向空间发射的传送线路，

上述多个传送线路包括，一端与上述馈电点连接的第1传送线路；一端与上述第1传送线路的另一端连接的第2传送线路；与上述第2传送线路的另一端连接的第3传送线路，并且，形成一体的布局结构，

设定上述多个传送线路各自的长度，使得能在上述馈电点针对上述3种频率进行阻抗匹配，

上述接地导体、上述馈电点以及上述多个传送线路，由一体的金属板形成。

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