JP6077507B2 - アンテナ及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ及び無線通信装置に関するものである。

小型アンテナ素子として、スプリットリング共振器（Split Ring Resonator、以下SRR）を用いたSRRアンテナが実用化されている。特許文献１ではSRRアンテナの実現方法が開示されている。一方、近年のスマートホンに代表される無線通信端末のアンテナは、素子自体が小型であることの他に、通信が複数周波数で行われるために２周波数などの多周波数共振であることの工夫も求められている。そこで、特願2012-248169号において、SRRアンテナを用いて２周波数に対応する技術として、異なる周波数に共振するSRRアンテナ素子が２個並べて配置されて、同時に給電される方法が開示されている。

国際公開第2013/027824号

特願2012-248169号に開示される方法では２周波数に対応するために、図１５に示す例のように、異なる共振周波数のSRRアンテナ素子を２つ並べて配置するので、装置の小型化設計の支障となる。

本発明の目的は、小型でかつ複数の周波数で共振するアンテナを提供することにある。

空隙を有する環状の第１の導体と、前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第１の間隙を有する第２の導体と、前記第１の導体のうち前記空隙を含まない部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第２の間隙を有する第３の導体とを備え、前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第３の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙のキャパシタンスを乗じた値と、前記第２の導体と前記第３の導体と前記第１の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙のキャパシタンスを乗じた値とが異なることを特徴とするアンテナを提供する。

本発明によれば、小型でかつ複数の周波数で共振するアンテナを提供することが可能となる。

第1の実施形態の構成例を示す図である。 第1の実施形態の構成例を示す図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第２の実施形態の構成例を示す図である。 第２の実施形態の構成の変形例を示す図である。 第３の実施形態の構成例を示す図である。 第３の実施形態の構成例を示す図である。 第４の実施形態の構成例を示す図である。 第５の実施形態の構成例を示す図である。 第５の実施形態の動作を説明する図である。 第６の実施形態の構成例を示す図である。 関連する構成例を示す図である。 第１の実施形態の構成の変形例を示す図である。 第１の実施形態の構成の変形例を示す図である。 第６の実施形態の構成の変形例を示す図である。

［第１の実施形態］
［構成の説明］
以下、図面を参照しつつ本発明の一実施形態を説明する。

図１ａおよび図１ｂは本実施形態の構成を示す図である。図１ａはアンテナ形成面を上面から見た図であり、図１ｂはアンテナ形成面を横から見た断面図である。

図１ａおよび図１ｂに示すようにアンテナ１は片面銅張基板２０で形成され、片面銅張基板２０は銅箔層２１と誘電体層２２からなる。アンテナ１は、銅箔層２１をエッチングやレーザー加工などで、所望のアンテナ形状に沿って銅箔を剥離して形成される。銅箔を剥離して形成したアンテナを図１ａに示す。図１ａで黒い部分が銅箔部分、白い部分は銅箔を剥離した部分である。

図２は図１ａの拡大図である。図２を参照すると、本アンテナ１は、開口部２と開口部３を有し、開口部２と開口部３は伝送線路５で隔離されている。そして、伝送線路５は、一端を開口部の外側に位置する２つの端子をもつ給電点４の１つの端子４１と接続され、給電点４のもう１つの端子４２は給電点４に近接する銅箔層２１に接続される。さらに開口部２は一定間隔の空隙１１を有し、この空隙１１を挟む導体の端部には補助導体６と補助導体７が接続され、補助導体６と補助導体７は開口部２の内側で互いに対向するように配置される。
［動作の説明］
次に本実施形態の動作について図を参照して説明する。

図２における給電点４に給電された高周波電流は伝送線路５を通って、開口部２および開口部３の領域に伝送される。伝送線路５の特性インピーダンスは、伝送線路５に接続される無線回路とインピーダンス整合されており、例えば５０オームである。ここで、アンテナ１の動作上の給電点は図２に示す動作上の給電点８であり、動作上の給電点８から銅箔層２１内の任意の位置の給電点４まで伝送線路５によって延伸されても、給電点４の位置に関わらず、アンテナの動作は変化しない。尚、図２において、動作上の給電点８から実際の給電点４までの伝送線路５はコプレーナ線路で構成しているが、同区間の伝送線路５は外導体が銅箔層２１と等電位となる様に半田付された同軸線など、コプレーナ線路以外の伝送線路であっても良い。

図３はアンテナ１の動作を説明するための図である。図２に示す構成と異なる点は、図２における給電点４の代わりに動作上の給電点８を示していることであり、その他の構成は図２と同一である。図３を参照すると、第１の周波数に共振するＡルート、第２の周波数に共振するＢルート、第１の周波数および第２の周波数において給電線の特性インピーダンスと整合するためのループＣが存在する。以下、アンテナ１の動作をＡルート、Ｂルート、ループＣに分けて説明する。

図３に示したＡルートの経路上に導体間の空隙１１が存在し、この空隙１１の両端に位置する補助導体６と補助導体７の対向部分がキャパシタンスを生じる。このキャパシタンスは補助導体６と補助導体７の間隔の距離の逆数と補助導体６と補助導体７の対向部分の面積に比例する。ここで示す面積は、対向部分の長さと銅箔層の厚みとを乗じたものである。尚、空隙１１で対向する導体のキャパシタンスだけで実現可能な場合、補助導体７は不要である。

また、図３に示したＡルートの導体長はインダクタンスを生じる。そして、図３における動作上の給電点８に高周波電流を給電すると、Ａルートは図４に示す給電点１７にインダクタ９とキャパシタ１０が直列接続された等価回路で表される直列共振回路を形成し、Ａルートは第1の共振周波数で共振する。一般的に直列共振回路の共振周波数はインダクタンスにキャパシタンスを乗じた値の平方根に反比例する。

従って、第１の共振周波数は補助導体６と補助導体７の間隔の距離の逆数と、補助導体６と補助導体７の対向部分の面積と、Ａルートの導体長を乗じた値の平方根に反比例する。

以上説明したＡルートの共振を利用したアンテナは、前述の特許文献１に示され、スプリットリング共振器アンテナ（SRRアンテナ）と称される。

尚、Ａルートが上記の条件を満足すれば、必ずしもSRRアンテナに限定されるものではない。

一方、本実施形態のアンテナは、上記で説明した第1の共振周波数に共振するＡルートの他に、図３に示す第２の共振周波数に共振するＢルートを有する。図３に示すＢルートは、補助導体６の開放先端と開口部２を形成する銅箔層２１との間隙１２を有し、間隙１２においてキャパシタンスを生じる。このキャパシタンスは補助導体６の先端と先端近くの開口部２の周囲の銅箔層２１との間隙１２の間隔の距離の逆数と、間隙１２を挟む導体同士の対向面積に比例する。

また、Ｂルートの導体長はインダクタンスを生じる。そして、図３における動作上の給電点８に高周波電流を給電すると、Ｂルートは図４に示す等価回路で表される直列共振回路を形成し、Ｂルートは第２の共振周波数で共振する。Ａルートの説明と同様に、直列共振回路の共振周波数はインダクタンスにキャパシタンスを乗じた値の平方根に反比例する。

従って、第２の共振周波数は補助導体６の先端と先端近くの開口部２の周囲の銅箔層２１との間隙１２の間隔の距離の逆数と、間隙１２を挟む導体同士の対向面積と、Ｂルートの導体長を乗じた値の平方根に反比例する。

このようにして、アンテナ1はＡルートとＢルートの２つの異なる形状に由来する、２周波数共振特性を有する。

次に、ループＣについて説明する。ループＣの導体長は給電点８の両端子間にインダクタンスを生じる。このループＣの導体長に由来するインダクタンスにより、アンテナ１は第1の周波数と第２の周波数において、給電点８に接続される給電線の特性インピーダンスとインピーダンス整合をする。

以上、第1の実施形態におけるアンテナ１の動作を説明した。

次に、アンテナ１の設計例を、図５と図６を参照して示す。

設計目標は、第１の周波数をｆ0、第２の周波数を2.7×ｆ0として、第１および第２の周波数における給電点８で観測する反射損失を-10dB以下とする。尚、以下に示す各寸法は、Ａルートの共振周波数ｆ0に対応する空間波長λで正規化されている。

図５に示す各寸法は Ｘａ＝0.088λ、Ｘｂ＝0.044λ、Ｘｃ＝0.026λ、Ｙ＝0.028λ、Ｄ＝0.00080λ、とする。また、補助導体６と補助導体７および伝送線路５の幅はいずれも0.0040λとし、補助導体６の長さ Ｌ６＝0.026λ、補助導体７の長さ Ｌ７＝0.020λ、銅箔の厚みは 0.00080λとする。

これらの設計値に基づき数値計算を行い、アンテナ１の給電点におけるインピーダンスを反射損失（リターンロス）の形式で表示したグラフが図６である。図６に示す様に目標の第1の周波数（f0）と第２の周波数（2.7×f0）で共振し、第1および第２の周波数における反射損失は、目標の-10dB以下である。

ここでは、図３に示すようにアンテナの開口部形状を矩形としたが、開口部の形状が円形や多角形など、矩形以外の形状でも設計可能である。

以上説明したように、第１の実施形態に示すアンテナは、素子１個で複数の周波数で共振することが可能である。従って、特願2012-248169号に示されるように素子２個で２周波数対応を実現する場合と比べて、本実施形態に示すアンテナは小型で複数周波数に対応することが可能となる。
［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
図７は本実施形態の構成を示す図である。図７のアンテナ形状と第1の実施形態の説明で用いた図３に示すアンテナ形状を比較すると、補助導体７の先端部分が屈曲部１３で屈曲し、屈曲部１３から先端部分が間隙１２をはさんで開口部２の周囲と対向している。
［動作の説明］
第1の実施形態で示した図３のアンテナ形状における間隙１２と、図７の間隙１２の間隔の距離が同じ寸法であっても、図７に示すアンテナ形状は図３に示すアンテナ形状と比べて補助導体７の先端が開口部３の周囲と対向している導体部分が大きい。従って、補助導体７の先端部分と開口部２の周囲との間で生じるキャパシタンスは、図７に示すアンテナ形状の方が図３に示すアンテナ形状より大きい。

第２の実施形態に示すアンテナの等価回路は、第１の実施形態で示した図４と同一で、直列共振である。第1の実施形態で説明したように、直列共振の共振周波数はインダクタンスにキャパシタンスを乗じた値の平方根に反比例する。従って、補助導体７の先端部分の形状の変化に伴って、間隙１２で生じるキャパシタンスが大きくなると、同一の共振周波数で共振するためにはインダクタンスを小さくする必要がある。ここで、図７および図３のインダクタンスは図３に示したＡルートで示す電気長で決定される。つまり、間隙１２で生じるキャパシタンスを大きくすると、同一周波数で共振する為には、図３のＡルートで示す電気長を小さくする必要があるのでアンテナ形状は小さくなる。

従って、第２の実施形態で示した図７のアンテナ形状は、第１の実施形態で示した図３のアンテナ形状と比べて小型化が可能となる。
［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
図９は本実施形態の構成を示す図である。図９に示すアンテナ形状は、補助導体６の先端と補助導体６に近接する開口部２の周囲の導体１との間に、チップ部品のキャパシタ１５を備えることが、第１の実施形態の説明で用いた図３に示すアンテナ形状と異なる。
［動作の説明］
第１の実施形態では、補助導体６の先端と開口部２の周囲の銅箔層２１との間隙１２においてキャパシタンスが生じる。一方、第３の実施形態では、間隙１２にチップ部品のキャパシタ１５を装荷することにより、第1の実施形態に示したような間隙１２を挟んだ導体間のキャパシタンスでは不足する場合にも、アンテナ外形の小型化が可能となる。

尚、空隙１１にチップ部品のキャパシタ１６を装荷する方法が特許文献１に示されていて、図１０に示すように間隙１２と同様に空隙１１のキャパシタンスをチップ部品のキャパシタ１６とすることが可能である。
［第４の実施形態］
次に、本発明の第４の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
図１１は本実施形態の構成を示す図である。第1の実施形態の説明で用いた図３のアンテナ１が第1の導体形成面３１に形成され、第1の導体形成面３１の上面に一定の厚さの誘電体層を挟んで、第２の導体形成面３２が配置される。第２の導体形成面３２には、図３に示したアンテナ１の導体形状から伝送線路５と給電点４を取り除いた導体形状が形成されている。

また、第１の導体形成面３１と第２の導体形成面３２の導体同士は、プリント基板の複数のスルーホールで導通するために、両導体は高周波的に等電位に保たれる。
［動作の説明］
第４の実施形態のアンテナは、複数のスルーホールで第１の導体形成面３１と第２の導体形成面３２が接続されているため、第１の導体形成面３１と第２の導体形成面３２の間隔が導体で満たされてアンテナが形成されていることと同等となる。従って、１面の導体形成面だけで形成した第１の実施形態のアンテナより、２面の導体形成面をスルーホールで接続して形成した第４の実施形態のアンテナの方が、空隙１１の導体同士の対向面積は大きいためキャパシタンスも大きい。

間隙１２のキャパシタンスも同じ理由で、第１の実施形態のアンテナより第４の実施形態のアンテナの方が大きい。キャパシタンスが大きいとアンテナ外形を小さくすることが可能であることは、第２の実施形態の動作の説明で記した通りである。

このようにして、第４の実施形態に示すアンテナは第１の実施形態に示すアンテナより小型化が可能となる。
［第５の実施形態］
次に第５の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
図１２は第５の実施形態の構成を示す図である。

図１２で示すように、アンテナ１に近接する位置に、アンテナ５１が配置されている。アンテナ１は第1の実施形態で示したアンテナ１と同一構成であるが、動作目的とする周波数は、第１の実施形態の説明で用いた図３のＡルートの共振周波数（以下周波数Ｆ１）だけで、Ｂルートの共振はアンテナ１の動作目的の周波数ではない。また、アンテナ５１の共振周波数（以下周波数Ｆ５１）は、アンテナ１より高い周波数である。

尚、図１２ではアンテナ５１をモノポールアンテナとして描いているが、SRRアンテナなどの他の形式のアンテナでも良い。
［動作の説明］
次に本実施形態の動作について図３、図１２および図１３を参照して説明する。

図１２に示すアンテナ１とアンテナ５１とは空間で電磁結合があり、アンテナ１の存在がアンテナ５１の特性に悪影響を及ぼすことがある。この空間での電磁結合を回避するためには、周波数Ｆ５１において、アンテナ1を高リアクタンスに設定する方法がある。

例えば、アンテナ１と給電線路との間に、インピーダンス調整回路を構成し、周波数Ｆ１で給電線の特性インピーダンスに整合し、周波数Ｆ５１で高リアクタンスとなる回路を形成するなどである。しかし、この方法は周波数Ｆ１と周波数Ｆ５１が十分に離れていないと実現が困難である。

図３から明らかな様に、アンテナ１は、第１の実施形態で説明したＢルートの形状を変化してもＡルートの共振周波数（周波数Ｆ１）のインピーダンスは殆ど変化しない。一方、Ｂルートの形状の変化に伴って、周波数Ｆ５１におけるインピーダンスを変化させることが可能である。すなわち、図３に示すＢルートの電気長に由来するインダクタンスと、間隙１２で生じるキャパシタンスを変化させることで、アンテナ１の周波数Ｆ５１におけるリアクタンスを高い値に設計し、開放に近いインピーダンスにすることが出来る。

以上の説明に基づいて設計したアンテナ１の数値解析によるインピーダンスを、スミスチャート上に示したものが図１３である。アンテナ１は周波数Ｆ１でほぼ伝送線路の特性インピーダンスに整合し、アンテナ５１の共振周波数Ｆ５１におけるアンテナ１のインピーダンスは、高リアクタンスでほぼ開放インピーダンスとなっている様子が示されている。

このようにすることで、アンテナ１とアンテナ５１の空間での電磁結合が疎になり、アンテナ１の周波数Ｆ１におけるインピーダンスは殆ど変化させることなく、アンテナ１がアンテナ５１の特性に及ぼす悪影響を回避することが可能となる。

尚、図１３のアンテナ１の形状に対し、Ａルートの導体長を変えずにＢルートの導体長を長くすると、周波数Ｆ１を示す点は動かず、周波数Ｆ５１を示す点はグラフの軌跡にほぼ沿って時計回りに移動する。また、開放インピーダンスに最も近い周波数はＦ１５より高い周波数となる。
［第６の実施形態］
次に、本発明の第６の実施形態について図１４を参照して説明する。

本実施形態におけるアンテナ１は、空隙６１を有する環状の第１の導体６２と、前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体６２に接続され、第１の間隙６３を有する第２の導体６４を備える。さらに、前記第１の導体６２のうち前記空隙６１を含まない部分と前記第２の導体６４とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体６２に接続され、第２の間隙６５を有する第３の導体６６を備える。

そして、アンテナ１は上記構成に基づく第１の値と第２の値とを有する。

第１の値は、前記第１の導体６２のうち前記空隙６１を含む部分と前記第３の導体６６とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙６１のキャパシタンスを乗じた値である。

一方、第２の値は、前記第２の導体６４と前記第３の導体６６と前記第１の導体６２とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙６３のキャパシタンスを乗じた値である。

そして、本実施形態におけるアンテナ１は、第１の値と第２の値が異なる。

このようにして、第６の実施形態に示すアンテナは、素子１個で複数の周波数で共振することが可能である。従って、特願2012-248169号に示されるように素子２個で２周波数対応を実現する場合と比べて、本実施形態に示すアンテナは小型で複数周波数に対応することが可能となる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上記実施形態に限定されるものではなく、次のように拡張または変形できる。

例えば、本発明の第１の実施形態を変形して、図１６に示すように補助導体６は、空隙１１の端部から伝送線路５寄りにずれて開口内周に接続されても良い。

また、本発明の第１の実施形態を変形して、図１７に示すように伝送線路５をストリップ線路を開口内に延長することで、動作上の給電点８が移動可能である。

或いは、本発明の第２の実施形態では、図７に示した様に補助導体６は屈曲部１３から先端が屈曲する形状とした。一方、図８のように屈曲部１３に相当する箇所から先端を先端部１４のように左右に拡大した形状に変形することで、先端部１４と開口部２の周囲の導体１で形成されるキャパシタンスを大きくすることができる。その結果、アンテナ１の形状は図７に示すアンテナ１の形状より小型にすることも可能である。

さらに、本発明の第６の実施形態で説明した条件を満たせば、図１８のような形状に変形して実現することも可能である。

１ アンテナ
２ 開口部
３ 開口部
４ 給電点
５ 伝送線路
６ 補助導体
７ 補助導体
８ 動作上の給電点
９ インダクタ
１０ キャパシタ
１１ 空隙
１２ 間隙
１３ 屈曲部
１４ 先端部
１５ キャパシタ
１６ キャパシタ
１７ 給電点
２０ 片面銅張基板
２１ 銅箔層
２２ 誘電体層
３１ 第１の導体形成面
３２ 第２の導体形成面
４１ 端子
４２ 端子
５１ アンテナ
６１ 空隙
６２ 第１の導体
６３ 第１の間隙
６４ 第２の導体
６５ 第２の間隙
６６ 第３の導体

Claims (7)

1. 空隙を有する環状の第１の導体と、
   前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第１の間隙を有する第２の導体と、
   前記第１の導体のうち前記空隙を含まない部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第２の間隙を有する第３の導体とを備え、
   前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに、第２の中心線が前記第２の導体の第１の中心線と略同一方向であり、前記第１の導体と前記第２の中心線の交点のうち前記空隙に近い交点で前記第１の導体に接続される第４の導体とを備え、
   前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第３の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙のキャパシタンスを乗じた値と、前記第２の導体と前記第３の導体と前記第１の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙のキャパシタンスを乗じた値とが異なることを特徴とするアンテナ。
2. 前記第１の間隙を挟んで対向する端部のうち前記第１の導体と接続する部分から近くない方に接続され、前記第１の導体と略平行に配置された屈曲導体部をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
3. 前記第２の導体の間隙に接続されるチップ部品のキャパシタを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアンテナ。
4. 板状の誘電体層上に積層した導電体層で前記各導体が形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のアンテナ。
5. 空隙を有する環状の第５の導体と、
   前記第５の導体の環の内部に配置されるとともに両端が前記第５の導体に接続され、間隙を有する第６の導体とをさらに備え、
   前記第１、第２および第３の導体は第１の導体形成面に形成され、
   前記第５および第６の導体は前記第１の導体形成面と略平行な第２の導体形成面に形成され、
   前記第５の導体の環の内周の前記第１の導体形成面への正射影で囲まれる領域が、前記第１の導体の環の内周を含み、
   前記第１の導体と前記第５の導体とが導通している
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のアンテナ。
6. 前記第１及び第２の導体形成面の間は、前記導通のためのスルーホールが形成された誘電体層で充填されていることを特徴とする請求項５に記載のアンテナ。
7. 請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のアンテナを含む無線通信装置。

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