WO2016042747A1 - アンテナ及び無線通信装置 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to an antenna and a wireless communication device.
  • Patent Document 1 discloses a method for realizing an SRR antenna.
  • the antenna of a wireless communication terminal typified by a recent smart phone is not only small in size, but also has a contrivance of multi-frequency resonance such as two frequencies because communication is performed at a plurality of frequencies. It has been demanded. Therefore, Japanese Patent Application No. 2012-248169 discloses a method for supplying power simultaneously by arranging two SRR antenna elements that resonate at different frequencies as a technique corresponding to two frequencies using an SRR antenna.
  • An object of the present invention is to provide a small antenna that resonates at a plurality of frequencies.
  • An annular first conductor having a gap, a second conductor disposed inside the ring and having both ends connected to the first conductor and having a first gap, and the first conductor
  • a third conductor disposed in a region surrounded by the portion not including the gap and the second conductor and having both ends connected to the first conductor and having a second gap;
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the first embodiment.
  • It is a figure which shows the structural example of 2nd Embodiment. It is a figure which shows the modification of a structure of 2nd Embodiment. It is a figure which shows the structural example of 3rd Embodiment. It is a figure which shows the structural example of 3rd Embodiment.
  • FIG. 1A and FIG. 1B are diagrams showing the configuration of the present embodiment.
  • FIG. 1A is a view of the antenna forming surface as viewed from above
  • FIG. 1B is a cross-sectional view of the antenna forming surface as viewed from the side.
  • the antenna 1 is formed of a single-sided copper-clad substrate 20, and the single-sided copper-clad substrate 20 includes a copper foil layer 21 and a dielectric layer 22.
  • the antenna 1 is formed by peeling the copper foil along the desired antenna shape by etching or laser processing the copper foil layer 21.
  • An antenna formed by peeling a copper foil is shown in FIG. In FIG. 1A, the black portion is the copper foil portion, and the white portion is the portion where the copper foil is peeled off.
  • FIG. 2 is an enlarged view of FIG.
  • the antenna 1 has an opening 2 and an opening 3, and the opening 2 and the opening 3 are separated by a transmission line 5.
  • the transmission line 5 is connected to one terminal 41 of the feeding point 4 having two terminals located at one end outside the opening, and the other terminal 42 of the feeding point 4 is a copper adjacent to the feeding point 4.
  • the opening 2 has gaps 11 with a constant interval, and the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7 are connected to the end of the conductor sandwiching the gap 11, and the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7 are located inside the opening 2. It arrange
  • the high-frequency current fed to the feeding point 4 in FIG. 2 is transmitted to the area of the opening 2 and the opening 3 through the transmission line 5.
  • the characteristic impedance of the transmission line 5 is impedance matched with the radio circuit connected to the transmission line 5 and is, for example, 50 ohms.
  • the operation feeding point of the antenna 1 is the operation feeding point 8 shown in FIG. 2, and the transmission line 5 extends from the operation feeding point 8 to the feeding point 4 at an arbitrary position in the copper foil layer 21. Even if extended, the operation of the antenna does not change regardless of the position of the feeding point 4.
  • FIG. 1 the operation feeding point 8 shown in FIG. 2
  • the transmission line 5 from the operation feeding point 8 to the actual feeding point 4 is a coplanar line, but the outer conductor of the transmission line 5 in the same section is equipotential with the copper foil layer 21.
  • a transmission line other than the coplanar line such as a coaxial line soldered so as to be, may be used.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the antenna 1.
  • An operation feed point 8 is shown instead of the feed point 4 in FIG. 2, and the other configuration is the same as FIG.
  • FIG. 3 there is an A route that resonates at the first frequency, a B route that resonates at the second frequency, and a loop C that matches the characteristic impedance of the feeder line at the first and second frequencies. To do.
  • the operation of the antenna 1 will be described separately for the A route, the B route, and the loop C.
  • the gap 11 between the conductors exists on the route of the A route shown in FIG. 3, and the opposing portions of the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7 located at both ends of the gap 11 generate capacitance.
  • This capacitance is proportional to the reciprocal of the distance between the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7 and the area of the opposing portion of the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7.
  • the area shown here is the product of the length of the opposing portion and the thickness of the copper foil layer. Note that the auxiliary conductor 7 is not necessary when it can be realized only by the capacitance of the conductor facing the gap 11.
  • the conductor length of the A route shown in FIG. When a high-frequency current is fed to the operational feeding point 8 in FIG. 3, the A route forms a series resonance circuit represented by an equivalent circuit in which the inductor 9 and the capacitor 10 are connected in series to the feeding point 17 shown in FIG.
  • the A route resonates at the first resonance frequency.
  • the resonance frequency of a series resonance circuit is inversely proportional to the square root of a value obtained by multiplying an inductance by a capacitance.
  • the first resonance frequency is inversely proportional to the square root of the value obtained by multiplying the reciprocal of the distance between the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7, the area of the opposing portion of the auxiliary conductor 6 and the auxiliary conductor 7, and the conductor length of the A route. To do.
  • the antenna using the resonance of the A route described above is shown in the aforementioned Patent Document 1 and is called a split ring resonator antenna (SRR antenna).
  • SRR antenna split ring resonator antenna
  • the route is not necessarily limited to the SRR antenna.
  • the antenna of this embodiment has a B route that resonates at the second resonance frequency shown in FIG. 3 in addition to the A route that resonates at the first resonance frequency described above.
  • the B route shown in FIG. 3 has a gap 12 between the open end of the auxiliary conductor 6 and the copper foil layer 21 forming the opening 2, and a capacitance is generated in the gap 12. This capacitance is proportional to the reciprocal of the distance of the gap 12 between the tip of the auxiliary conductor 6 and the copper foil layer 21 around the opening 2 near the tip, and the opposing area of the conductors sandwiching the gap 12.
  • the conductor length of the B route causes an inductance.
  • the B route forms a series resonance circuit represented by the equivalent circuit shown in FIG. 4, and the B route resonates at the second resonance frequency.
  • the resonance frequency of the series resonance circuit is inversely proportional to the square root of the value obtained by multiplying the inductance by the capacitance.
  • the second resonance frequency is the reciprocal of the distance of the gap 12 between the tip of the auxiliary conductor 6 and the copper foil layer 21 around the opening 2 near the tip, the opposing area of the conductors sandwiching the gap 12, and It is inversely proportional to the square root of the value obtained by multiplying the conductor length of the B route.
  • the antenna 1 has two-frequency resonance characteristics derived from two different shapes, the A route and the B route.
  • the conductor length of the loop C causes an inductance between both terminals of the feeding point 8.
  • the antenna 1 performs impedance matching with the characteristic impedance of the feeder line connected to the feeder point 8 at the first frequency and the second frequency.
  • the design target is that the first frequency is f0, the second frequency is 2.7 ⁇ f0, and the reflection loss observed at the feeding point 8 at the first and second frequencies is ⁇ 10 dB or less.
  • Each dimension shown below is normalized with a spatial wavelength La corresponding to the resonance frequency f0 of the A route.
  • the thickness of La and copper foil shall be 0.00080 * La.
  • FIG. 6 is a graph in which the numerical calculation is performed based on these design values, and the impedance at the feeding point of the antenna 1 is displayed in the form of reflection loss (return loss). As shown in FIG. 6, the resonance occurs at the target first frequency (f0) and the second frequency (2.7 ⁇ f0), and the reflection loss at the first and second frequencies is equal to or lower than the target ⁇ 10 dB. .
  • the shape of the opening of the antenna is rectangular, but the shape of the opening can be designed in a shape other than a rectangle such as a circle or a polygon.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the present embodiment.
  • the tip portion of the auxiliary conductor 7 is bent at the bent portion 13, and the tip portion from the bent portion 13 has a gap 12.
  • the equivalent circuit of the antenna shown in the second embodiment is the same as that shown in FIG. 4 shown in the first embodiment, and has series resonance.
  • the resonance frequency of series resonance is inversely proportional to the square root of the value obtained by multiplying the inductance by the capacitance. Therefore, when the capacitance generated in the gap 12 increases as the shape of the tip portion of the auxiliary conductor 7 changes, it is necessary to reduce the inductance in order to resonate at the same resonance frequency.
  • the inductance in FIGS. 7 and 3 is determined by the electrical length indicated by the A route shown in FIG. That is, when the capacitance generated in the gap 12 is increased, the antenna shape is reduced because the electrical length indicated by the A route in FIG. 3 must be reduced in order to resonate at the same frequency.
  • FIG. 9 is a diagram showing the configuration of the present embodiment.
  • the antenna configuration shown in FIG. 9 includes a chip component capacitor 15 between the tip of the auxiliary conductor 6 and the conductor 1 around the opening 2 adjacent to the auxiliary conductor 6. It differs from the antenna shape shown in FIG. [Description of operation]
  • a capacitance is generated in the gap 12 between the tip of the auxiliary conductor 6 and the copper foil layer 21 around the opening 2.
  • the antenna The external size can be reduced.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of the present embodiment.
  • the antenna 1 of FIG. 3 used in the description of the first embodiment is formed on the first conductor forming surface 31, and a dielectric layer having a certain thickness is sandwiched between the upper surfaces of the first conductor forming surface 31 and the first conductor forming surface 31.
  • Two conductor forming surfaces 32 are arranged. On the second conductor forming surface 32, a conductor shape is formed by removing the transmission line 5 and the feeding point 4 from the conductor shape of the antenna 1 shown in FIG.
  • the conductors of the first conductor forming surface 31 and the second conductor forming surface 32 are electrically connected through a plurality of through holes of the printed board, both conductors are kept at the same potential in terms of high frequency.
  • the first conductor forming surface 31 and the second conductor forming surface 32 are connected to each other through a plurality of through holes. This is equivalent to the antenna being formed by filling the interval 32 with the conductor. Therefore, the antenna of the fourth embodiment formed by connecting two conductor formation surfaces with through-holes has a larger gap 11 than the antenna of the first embodiment formed by only one conductor formation surface. Since the opposing area between the conductors is large, the capacitance is also large.
  • the capacitance of the gap 12 is larger in the antenna of the fourth embodiment than that of the first embodiment. As described in the description of the operation of the second embodiment, it is possible to reduce the outer shape of the antenna when the capacitance is large.
  • FIG. 12 is a diagram showing the configuration of the fifth embodiment.
  • an antenna 51 is disposed at a position close to the antenna 1.
  • the antenna 1 has the same configuration as that of the antenna 1 shown in the first embodiment, but the operation target frequency is the resonance frequency (hereinafter referred to as frequency F1) of the A route in FIG. 3 used in the description of the first embodiment.
  • the resonance of the B route is not the target frequency of the operation of the antenna 1.
  • the resonance frequency of the antenna 51 (hereinafter, frequency F51) is higher than that of the antenna 1.
  • the antenna 51 is depicted as a monopole antenna, but other types of antennas such as an SRR antenna may be used. [Description of operation] Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. 3, FIG. 12, and FIG.
  • the antenna 1 and the antenna 51 shown in FIG. 12 are electromagnetically coupled in space, and the presence of the antenna 1 may adversely affect the characteristics of the antenna 51.
  • an impedance adjustment circuit is formed between the antenna 1 and the feed line, and a circuit that matches the characteristic impedance of the feed line at the frequency F1 and has a high reactance at the frequency F51 is formed.
  • this method is difficult to realize unless the frequency F1 and the frequency F51 are sufficiently separated.
  • the impedance of the resonance frequency (frequency F1) of the A route hardly changes even when the shape of the B route described in the first embodiment is changed.
  • the impedance at the frequency F51 can be changed with the change in the shape of the B route. That is, by changing the inductance derived from the electrical length of the B route shown in FIG. 3 and the capacitance generated in the gap 12, the reactance at the frequency F51 of the antenna 1 can be designed to a high value, and the impedance can be close to an open state. I can do it.
  • FIG. 13 shows the impedance of the antenna 1 designed based on the above description by numerical analysis on the Smith chart. It is shown that the antenna 1 substantially matches the characteristic impedance of the transmission line at the frequency F1, and the impedance of the antenna 1 at the resonance frequency F51 of the antenna 51 is almost open with high reactance.
  • the electromagnetic coupling in the space between the antenna 1 and the antenna 51 becomes sparse, and the impedance at the frequency F1 of the antenna 1 is hardly changed, and the adverse effect of the antenna 1 on the characteristics of the antenna 51 is avoided. It becomes possible.
  • the antenna 1 includes an annular first conductor 62 having a gap 61, a first conductor 62 that is disposed inside the ring, has both ends connected to the first conductor 62, and has a first gap 63.
  • Two conductors 64 are provided.
  • the first conductor 62 is disposed in a region surrounded by a portion not including the gap 61 and the second conductor 64 and both ends thereof are connected to the first conductor 62, and the second gap
  • a third conductor 66 having 65 is provided.
  • the antenna 1 has a first value and a second value based on the above configuration.
  • the first value is a value obtained by multiplying the length of the outer periphery of the region surrounded by the portion including the gap 61 and the third conductor 66 in the first conductor 62 by the capacitance of the gap 61.
  • the second value is obtained by multiplying the length of the outer periphery of the region surrounded by the second conductor 64, the third conductor 66, and the first conductor 62 by the capacitance of the first gap 63. Value.
  • the antenna 1 in this embodiment differs in the 1st value and the 2nd value.
  • the antenna shown in the sixth embodiment can resonate at a plurality of frequencies with one element. Therefore, as shown in Japanese Patent Application No. 2012-248169, the antenna shown in the present embodiment is small and can handle a plurality of frequencies compared to the case where two elements are used to achieve two frequencies.
  • the auxiliary conductor 6 may be displaced from the end of the gap 11 toward the transmission line 5 and connected to the inner periphery of the opening as shown in FIG.
  • the operational feeding point 8 can be moved.
  • the auxiliary conductor 6 has a shape whose tip is bent from the bent portion 13 as shown in FIG.
  • it is formed by the conductor 1 around the tip portion 14 and the opening 2 by deforming the tip from the portion corresponding to the bent portion 13 into a shape that expands to the left and right like the tip portion 14 as shown in FIG. Capacitance can be increased.
  • the shape of the antenna 1 can be made smaller than the shape of the antenna 1 shown in FIG.

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Abstract

　小型でかつ複数の周波数で共振するアンテナを提供するため、本発明のアンテナは、空隙を有する環状の第１の導体と、前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第１の間隙を有する第２の導体と、前記第１の導体のうち前記空隙を含まない部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第２の間隙を有する第３の導体とを備え、前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第３の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙のキャパシタンスを乗じた値と、前記第２の導体と前記第３の導体と前記第１の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙のキャパシタンスを乗じた値とが異なる。

Description

アンテナ及び無線通信装置
　本発明は、アンテナ及び無線通信装置に関するものである。
　小型アンテナ素子として、スプリットリング共振器（Split Ring Resonator、以下SRR）を用いたSRRアンテナが実用化されている。特許文献１ではSRRアンテナの実現方法が開示されている。一方、近年のスマートホンに代表される無線通信端末のアンテナは、素子自体が小型であることの他に、通信が複数周波数で行われるために２周波数などの多周波数共振であることの工夫も求められている。そこで、特願２０１２－２４８１６９号において、SRRアンテナを用いて２周波数に対応する技術として、異なる周波数に共振するSRRアンテナ素子が２個並べて配置されて、同時に給電される方法が開示されている。
国際公開第２０１３／０２７８２４号
　特願２０１２－２４８１６９号に開示される方法では２周波数に対応するために、図１５に示す例のように、異なる共振周波数のSRRアンテナ素子を２つ並べて配置するので、装置の小型化設計の支障となる。
　本発明の目的は、小型でかつ複数の周波数で共振するアンテナを提供することにある。
　空隙を有する環状の第１の導体と、前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第１の間隙を有する第２の導体と、前記第１の導体のうち前記空隙を含まない部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第２の間隙を有する第３の導体とを備え、前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第３の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙のキャパシタンスを乗じた値と、前記第２の導体と前記第３の導体と前記第１の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙のキャパシタンスを乗じた値とが異なることを特徴とするアンテナを提供する。
　本発明によれば、小型でかつ複数の周波数で共振するアンテナを提供することが可能となる。
第1の実施形態の構成例を示す図である。 第1の実施形態の構成例を示す図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第1の実施形態の動作を説明する図である。 第２の実施形態の構成例を示す図である。 第２の実施形態の構成の変形例を示す図である。 第３の実施形態の構成例を示す図である。 第３の実施形態の構成例を示す図である。 第４の実施形態の構成例を示す図である。 第５の実施形態の構成例を示す図である。 第５の実施形態の動作を説明する図である。 第６の実施形態の構成例を示す図である。 関連する構成例を示す図である。 第１の実施形態の構成の変形例を示す図である。 第１の実施形態の構成の変形例を示す図である。 第６の実施形態の構成の変形例を示す図である。
［第１の実施形態］
［構成の説明］
　以下、図面を参照しつつ本発明の一実施形態を説明する。
　図１（ａ）および図１（ｂ）は本実施形態の構成を示す図である。図１（ａ）はアンテナ形成面を上面から見た図であり、図１（ｂ）はアンテナ形成面を横から見た断面図である。
　図１（ａ）および図１（ｂ）に示すようにアンテナ１は片面銅張基板２０で形成され、片面銅張基板２０は銅箔層２１と誘電体層２２からなる。アンテナ１は、銅箔層２１をエッチングやレーザー加工などで、所望のアンテナ形状に沿って銅箔を剥離して形成される。銅箔を剥離して形成したアンテナを図１（ａ）に示す。図１（ａ）で黒い部分が銅箔部分、白い部分は銅箔を剥離した部分である。
　図２は図１（ａ）の拡大図である。図２を参照すると、本アンテナ１は、開口部２と開口部３を有し、開口部２と開口部３は伝送線路５で隔離されている。そして、伝送線路５は、一端を開口部の外側に位置する２つの端子をもつ給電点４の１つの端子４１と接続され、給電点４のもう１つの端子４２は給電点４に近接する銅箔層２１に接続される。さらに開口部２は一定間隔の空隙１１を有し、この空隙１１を挟む導体の端部には補助導体６と補助導体７が接続され、補助導体６と補助導体７は開口部２の内側で互いに対向するように配置される。
［動作の説明］
　次に本実施形態の動作について図を参照して説明する。
　図２における給電点４に給電された高周波電流は伝送線路５を通って、開口部２および開口部３の領域に伝送される。伝送線路５の特性インピーダンスは、伝送線路５に接続される無線回路とインピーダンス整合されており、例えば５０オームである。ここで、アンテナ１の動作上の給電点は図２に示す動作上の給電点８であり、動作上の給電点８から銅箔層２１内の任意の位置の給電点４まで伝送線路５によって延伸されても、給電点４の位置に関わらず、アンテナの動作は変化しない。尚、図２において、動作上の給電点８から実際の給電点４までの伝送線路５はコプレーナ線路で構成しているが、同区間の伝送線路５は外導体が銅箔層２１と等電位となる様に半田付された同軸線など、コプレーナ線路以外の伝送線路であっても良い。
　図３はアンテナ１の動作を説明するための図である。図２に示す構成と異なる点は、図２における給電点４の代わりに動作上の給電点８を示していることであり、その他の構成は図２と同一である。図３を参照すると、第１の周波数に共振するＡルート、第２の周波数に共振するＢルート、第１の周波数および第２の周波数において給電線の特性インピーダンスと整合するためのループＣが存在する。以下、アンテナ１の動作をＡルート、Ｂルート、ループＣに分けて説明する。
　図３に示したＡルートの経路上に導体間の空隙１１が存在し、この空隙１１の両端に位置する補助導体６と補助導体７の対向部分がキャパシタンスを生じる。このキャパシタンスは補助導体６と補助導体７の間隔の距離の逆数と補助導体６と補助導体７の対向部分の面積に比例する。ここで示す面積は、対向部分の長さと銅箔層の厚みとを乗じたものである。尚、空隙１１で対向する導体のキャパシタンスだけで実現可能な場合、補助導体７は不要である。
　また、図３に示したＡルートの導体長はインダクタンスを生じる。そして、図３における動作上の給電点８に高周波電流を給電すると、Ａルートは図４に示す給電点１７にインダクタ９とキャパシタ１０が直列接続された等価回路で表される直列共振回路を形成し、Ａルートは第1の共振周波数で共振する。一般的に直列共振回路の共振周波数はインダクタンスにキャパシタンスを乗じた値の平方根に反比例する。
　従って、第１の共振周波数は補助導体６と補助導体７の間隔の距離の逆数と、補助導体６と補助導体７の対向部分の面積と、Ａルートの導体長を乗じた値の平方根に反比例する。
　以上説明したＡルートの共振を利用したアンテナは、前述の特許文献１に示され、スプリットリング共振器アンテナ（SRRアンテナ）と称される。
　尚、Ａルートが上記の条件を満足すれば、必ずしもSRRアンテナに限定されるものではない。
　一方、本実施形態のアンテナは、上記で説明した第1の共振周波数に共振するＡルートの他に、図３に示す第２の共振周波数に共振するＢルートを有する。図３に示すＢルートは、補助導体６の開放先端と開口部２を形成する銅箔層２１との間隙１２を有し、間隙１２においてキャパシタンスを生じる。このキャパシタンスは補助導体６の先端と先端近くの開口部２の周囲の銅箔層２１との間隙１２の間隔の距離の逆数と、間隙１２を挟む導体同士の対向面積に比例する。
　また、Ｂルートの導体長はインダクタンスを生じる。そして、図３における動作上の給電点８に高周波電流を給電すると、Ｂルートは図４に示す等価回路で表される直列共振回路を形成し、Ｂルートは第２の共振周波数で共振する。Ａルートの説明と同様に、直列共振回路の共振周波数はインダクタンスにキャパシタンスを乗じた値の平方根に反比例する。
　従って、第２の共振周波数は補助導体６の先端と先端近くの開口部２の周囲の銅箔層２１との間隙１２の間隔の距離の逆数と、間隙１２を挟む導体同士の対向面積と、Ｂルートの導体長を乗じた値の平方根に反比例する。
　このようにして、アンテナ1はＡルートとＢルートの２つの異なる形状に由来する、２周波数共振特性を有する。
　次に、ループＣについて説明する。ループＣの導体長は給電点８の両端子間にインダクタンスを生じる。このループＣの導体長に由来するインダクタンスにより、アンテナ１は第1の周波数と第２の周波数において、給電点８に接続される給電線の特性インピーダンスとインピーダンス整合をする。
　以上、第1の実施形態におけるアンテナ１の動作を説明した。
　次に、アンテナ１の設計例を、図５と図６を参照して示す。
　設計目標は、第１の周波数をｆ０、第２の周波数を２．７×ｆ０として、第１および第２の周波数における給電点８で観測する反射損失を－１０ｄＢ以下とする。尚、以下に示す各寸法は、Ａルートの共振周波数ｆ0に対応する空間波長Ｌａで正規化されている。
　図５に示す各寸法は　Ｘａ＝０．０８８・Ｌａ、Ｘｂ＝０．０４４・Ｌａ、Ｘｃ＝０．０２６・Ｌａ、Ｙ＝０．０２８・Ｌａ、Ｄ＝０．０００８０・Ｌａ、とする。また、補助導体６と補助導体７および伝送線路５の幅はいずれも０．００４０・Ｌａとし、補助導体６の長さ　Ｌ６＝０．０２６・Ｌａ、補助導体７の長さ　Ｌ７＝０．０２０・Ｌａ、銅箔の厚みは０．０００８０・Ｌａとする。
　これらの設計値に基づき数値計算を行い、アンテナ１の給電点におけるインピーダンスを反射損失（リターンロス）の形式で表示したグラフが図６である。図６に示す様に目標の第1の周波数（ｆ０）と第２の周波数（２．７×ｆ０）で共振し、第1および第２の周波数における反射損失は、目標の－１０ｄＢ以下である。
　ここでは、図３に示すようにアンテナの開口部形状を矩形としたが、開口部の形状が円形や多角形など、矩形以外の形状でも設計可能である。
　以上説明したように、第１の実施形態に示すアンテナは、素子１個で複数の周波数で共振することが可能である。従って、特願２０１２－２４８１６９号に示されるように素子２個で２周波数対応を実現する場合と比べて、本実施形態に示すアンテナは小型で複数周波数に対応することが可能となる。
［第２の実施形態］
　次に、本発明の第２の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
　図７は本実施形態の構成を示す図である。図７のアンテナ形状と第1の実施形態の説明で用いた図３に示すアンテナ形状を比較すると、補助導体７の先端部分が屈曲部１３で屈曲し、屈曲部１３から先端部分が間隙１２をはさんで開口部２の周囲と対向している。
［動作の説明］
　第1の実施形態で示した図３のアンテナ形状における間隙１２と、図７の間隙１２の間隔の距離が同じ寸法であっても、図７に示すアンテナ形状は図３に示すアンテナ形状と比べて補助導体７の先端が開口部３の周囲と対向している導体部分が大きい。従って、補助導体７の先端部分と開口部２の周囲との間で生じるキャパシタンスは、図７に示すアンテナ形状の方が図３に示すアンテナ形状より大きい。
　第２の実施形態に示すアンテナの等価回路は、第１の実施形態で示した図４と同一で、直列共振である。第1の実施形態で説明したように、直列共振の共振周波数はインダクタンスにキャパシタンスを乗じた値の平方根に反比例する。従って、補助導体７の先端部分の形状の変化に伴って、間隙１２で生じるキャパシタンスが大きくなると、同一の共振周波数で共振するためにはインダクタンスを小さくする必要がある。ここで、図７および図３のインダクタンスは図３に示したＡルートで示す電気長で決定される。つまり、間隙１２で生じるキャパシタンスを大きくすると、同一周波数で共振する為には、図３のＡルートで示す電気長を小さくする必要があるのでアンテナ形状は小さくなる。
　従って、第２の実施形態で示した図７のアンテナ形状は、第１の実施形態で示した図３のアンテナ形状と比べて小型化が可能となる。
［第３の実施形態］
　次に、本発明の第３の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
　図９は本実施形態の構成を示す図である。図９に示すアンテナ形状は、補助導体６の先端と補助導体６に近接する開口部２の周囲の導体１との間に、チップ部品のキャパシタ１５を備えることが、第１の実施形態の説明で用いた図３に示すアンテナ形状と異なる。
［動作の説明］
　第１の実施形態では、補助導体６の先端と開口部２の周囲の銅箔層２１との間隙１２においてキャパシタンスが生じる。一方、第３の実施形態では、間隙１２にチップ部品のキャパシタ１５を装荷することにより、第1の実施形態に示したような間隙１２を挟んだ導体間のキャパシタンスでは不足する場合にも、アンテナ外形の小型化が可能となる。
　尚、空隙１１にチップ部品のキャパシタ１６を装荷する方法が特許文献１に示されていて、図１０に示すように間隙１２と同様に空隙１１のキャパシタンスをチップ部品のキャパシタ１６とすることが可能である。
［第４の実施形態］
　次に、本発明の第４の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
　図１１は本実施形態の構成を示す図である。第1の実施形態の説明で用いた図３のアンテナ１が第1の導体形成面３１に形成され、第1の導体形成面３１の上面に一定の厚さの誘電体層を挟んで、第２の導体形成面３２が配置される。第２の導体形成面３２には、図３に示したアンテナ１の導体形状から伝送線路５と給電点４を取り除いた導体形状が形成されている。
　また、第１の導体形成面３１と第２の導体形成面３２の導体同士は、プリント基板の複数のスルーホールで導通するために、両導体は高周波的に等電位に保たれる。
［動作の説明］
　第４の実施形態のアンテナは、複数のスルーホールで第１の導体形成面３１と第２の導体形成面３２が接続されているため、第１の導体形成面３１と第２の導体形成面３２の間隔が導体で満たされてアンテナが形成されていることと同等となる。従って、１面の導体形成面だけで形成した第１の実施形態のアンテナより、２面の導体形成面をスルーホールで接続して形成した第４の実施形態のアンテナの方が、空隙１１の導体同士の対向面積は大きいためキャパシタンスも大きい。
　間隙１２のキャパシタンスも同じ理由で、第１の実施形態のアンテナより第４の実施形態のアンテナの方が大きい。キャパシタンスが大きいとアンテナ外形を小さくすることが可能であることは、第２の実施形態の動作の説明で記した通りである。
　このようにして、第４の実施形態に示すアンテナは第１の実施形態に示すアンテナより小型化が可能となる。
［第５の実施形態］
　次に第５の実施形態について図面を参照して説明する。
［構成の説明］
　図１２は第５の実施形態の構成を示す図である。
　図１２で示すように、アンテナ１に近接する位置に、アンテナ５１が配置されている。アンテナ１は第1の実施形態で示したアンテナ１と同一構成であるが、動作目的とする周波数は、第１の実施形態の説明で用いた図３のＡルートの共振周波数（以下周波数Ｆ１）だけで、Ｂルートの共振はアンテナ１の動作目的の周波数ではない。また、アンテナ５１の共振周波数（以下周波数Ｆ５１）は、アンテナ１より高い周波数である。
　尚、図１２ではアンテナ５１をモノポールアンテナとして描いているが、SRRアンテナなどの他の形式のアンテナでも良い。
［動作の説明］
　次に本実施形態の動作について図３、図１２および図１３を参照して説明する。
　図１２に示すアンテナ１とアンテナ５１とは空間で電磁結合があり、アンテナ１の存在がアンテナ５１の特性に悪影響を及ぼすことがある。この空間での電磁結合を回避するためには、周波数Ｆ５１において、アンテナ1を高リアクタンスに設定する方法がある。
　例えば、アンテナ１と給電線路との間に、インピーダンス調整回路を構成し、周波数Ｆ１で給電線の特性インピーダンスに整合し、周波数Ｆ５１で高リアクタンスとなる回路を形成するなどである。しかし、この方法は周波数Ｆ１と周波数Ｆ５１が十分に離れていないと実現が困難である。
　図３から明らかな様に、アンテナ１は、第１の実施形態で説明したＢルートの形状を変化してもＡルートの共振周波数（周波数Ｆ１）のインピーダンスは殆ど変化しない。一方、Ｂルートの形状の変化に伴って、周波数Ｆ５１におけるインピーダンスを変化させることが可能である。すなわち、図３に示すＢルートの電気長に由来するインダクタンスと、間隙１２で生じるキャパシタンスを変化させることで、アンテナ１の周波数Ｆ５１におけるリアクタンスを高い値に設計し、開放に近いインピーダンスにすることが出来る。
　以上の説明に基づいて設計したアンテナ１の数値解析によるインピーダンスを、スミスチャート上に示したものが図１３である。アンテナ１は周波数Ｆ１でほぼ伝送線路の特性インピーダンスに整合し、アンテナ５１の共振周波数Ｆ５１におけるアンテナ１のインピーダンスは、高リアクタンスでほぼ開放インピーダンスとなっている様子が示されている。
　このようにすることで、アンテナ１とアンテナ５１の空間での電磁結合が疎になり、アンテナ１の周波数Ｆ１におけるインピーダンスは殆ど変化させることなく、アンテナ１がアンテナ５１の特性に及ぼす悪影響を回避することが可能となる。
　尚、図１３のアンテナ１の形状に対し、Ａルートの導体長を変えずにＢルートの導体長を長くすると、周波数Ｆ１を示す点は動かず、周波数Ｆ５１を示す点はグラフの軌跡にほぼ沿って時計回りに移動する。また、開放インピーダンスに最も近い周波数はＦ１５より高い周波数となる。
［第６の実施形態］
　次に、本発明の第６の実施形態について図１４を参照して説明する。
　本実施形態におけるアンテナ１は、空隙６１を有する環状の第１の導体６２と、前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体６２に接続され、第１の間隙６３を有する第２の導体６４を備える。さらに、前記第１の導体６２のうち前記空隙６１を含まない部分と前記第２の導体６４とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体６２に接続され、第２の間隙６５を有する第３の導体６６を備える。
　そして、アンテナ１は上記構成に基づく第１の値と第２の値とを有する。
　第１の値は、前記第１の導体６２のうち前記空隙６１を含む部分と前記第３の導体６６とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙６１のキャパシタンスを乗じた値である。
　一方、第２の値は、前記第２の導体６４と前記第３の導体６６と前記第１の導体６２とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙６３のキャパシタンスを乗じた値である。
　そして、本実施形態におけるアンテナ１は、第１の値と第２の値が異なる。
　このようにして、第６の実施形態に示すアンテナは、素子１個で複数の周波数で共振することが可能である。従って、特願２０１２－２４８１６９号に示されるように素子２個で２周波数対応を実現する場合と比べて、本実施形態に示すアンテナは小型で複数周波数に対応することが可能となる。
　以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上記実施形態に限定されるものではなく、次のように拡張または変形できる。
　例えば、本発明の第１の実施形態を変形して、図１６に示すように補助導体６は、空隙１１の端部から伝送線路５寄りにずれて開口内周に接続されても良い。
　また、本発明の第１の実施形態を変形して、図１７に示すように伝送線路５をストリップ線路を開口内に延長することで、動作上の給電点８が移動可能である。
　或いは、本発明の第２の実施形態では、図７に示した様に補助導体６は屈曲部１３から先端が屈曲する形状とした。一方、図８のように屈曲部１３に相当する箇所から先端を先端部１４のように左右に拡大した形状に変形することで、先端部１４と開口部２の周囲の導体１で形成されるキャパシタンスを大きくすることができる。その結果、アンテナ１の形状は図７に示すアンテナ１の形状より小型にすることも可能である。
　さらに、本発明の第６の実施形態で説明した条件を満たせば、図１８のような形状に変形して実現することも可能である。
　以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
　この出願は、２０１４年９月１９日に出願された日本出願特願２０１４－１９０９４５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１　　アンテナ
　２　　開口部
　３　　開口部
　４　　給電点
　５　　伝送線路
　６　　補助導体
　７　　補助導体
　８　　動作上の給電点
　９　　インダクタ
　１０　　キャパシタ
　１１　　空隙
　１２　　間隙
　１３　　屈曲部
　１４　　先端部
　１５　　キャパシタ
　１６　　キャパシタ
　１７　　給電点
　２０　　片面銅張基板
　２１　　銅箔層
　２２　　誘電体層
　３１　　第１の導体形成面
　３２　　第２の導体形成面
　４１　　端子
　４２　　端子
　５１　　アンテナ
　６１　　空隙
　６２　　第１の導体
　６３　　第１の間隙
　６４　　第２の導体
　６５　　第２の間隙
　６６　　第３の導体

Claims (9)

  1. 　空隙を有する環状の第１の導体と、
    　前記環の内部に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第１の間隙を有する第２の導体と、
    　前記第１の導体のうち前記空隙を含まない部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、第２の間隙を有する第３の導体とを備え、
    　前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第３の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記空隙のキャパシタンスを乗じた値と、前記第２の導体と前記第３の導体と前記第１の導体とで囲まれる領域の外周の長さに前記第１の間隙のキャパシタンスを乗じた値とが異なることを特徴とするアンテナ。
  2. 　前記第１の導体のうち前記空隙を含む部分と前記第２の導体とで囲まれる領域に配置されるとともに両端が前記第１の導体に接続され、間隙を有する第４の導体を更に備えることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  3. 　前記第２の導体及び前記第４の導体の各々の中心線が略同一方向であり、前記第２の導体と前記第４の導体とは前記空隙を挟んで配置されることを特徴とする請求項２に記載のアンテナ。
  4. 　前記第１の間隙を挟んで対向する端部のうち前記第１の導体と接続する部分から近くない方に接続され、前記第１の導体と略平行に配置された屈曲導体部をさらに備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のアンテナ。
  5. 　前記第２の導体の間隙に接続されるチップ部品のキャパシタを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のアンテナ。
  6. 　板状の誘電体層上に積層した導電体層で前記各導体が形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のアンテナ。
  7. 　空隙を有する環状の第５の導体と、
    　前記第５の導体の環の内部に配置されるとともに両端が前記第５の導体に接続され、間隙を有する第６の導体とをさらに備え、
    　前記第１、第２および第３の導体は第１の導体形成面に形成され、
    　前記第５および第６の導体は前記第１の導体形成面と略平行な第２の導体形成面に形成され、
    　前記第５の導体の環の内周の前記第１の導体形成面への正射影で囲まれる領域が、前記第１の導体の環の内周を含み、
    　前記第1の導体と前記第５の導体とが導通している
    ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のアンテナ。
  8. 　前記第１及び第２の導体形成面の間は、前記導通のためのスルーホールが形成された誘電体層で充填されていることを特徴とする請求項７に記載のアンテナ。
  9. 　請求項１乃至請求項８のいずれかに記載のアンテナを含む無線通信装置。
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