CN1877987A - 多频带用型幂级数型前置补偿器 - Google Patents

多频带用型幂级数型前置补偿器 Download PDF

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Abstract

作为多频带用幂级数型前置补偿器，并联设置由延迟器(5)构成的线性传送路径(PL)以及多个频带用的失真产生路径(PD1、PD2)，各个频带用失真产生路径(PD1、PD2)包括：从输入信号提取各个频带的信号的可变频带信号提取器(111、112)；以及被提供该提取出的信号，并产生该信号的至少一个奇数次失真分量作为频带用失真产生路径(PL)的输出的失真产生器(131a、131b)，频带控制器(6)控制可变频带信号提取器(111、112)的频带。

Description

多频带用型幂级数型前置补偿器
技术领域
本发明涉及多频带用幂级数型前置补偿器(predistorter)，用于补偿对适应性地变更多个频带的高频信号进行功率放大的功率放大器中产生的失真分量。
背景技术
作为微波带功率放大器的非线性失真补偿方法之一有数字信号处理的前置补偿方法(以下记为数字前置补偿法)(例如专利文献1)。数字前置补偿法的特征是通过可在数字信号处理中设置前置补偿器的结构而不需要复杂的模拟电路这一点。
此前在数字前置补偿器中，已知具有预先将放大器的非线性特性线性化的表的查找表的结构(例如非专利文献1和专利文献2)。具有查找表的数字前置补偿器反馈放大器输出信号而更新查找表的设定值，从而使失真分量小于等于设计值。这样，已知可在数字信号处理中进行失真补偿。
存在基于幂级数模型的前置补偿器。此前，在模拟电路中被实现，失真改善量达到大于等于30dB(非专利文献2)。已知幂级数模型将放大器的非线性特性高精度地模型化(例如，非专利文献3)。在利用幂级数模型的数字前置补偿器的失真补偿方法中，需要从放大器输出信号中提取用于通过幂级数模型校正各次数的系数的信号。此前，在专利文献1中，从功率放大器的输出信号中除去基波而提取校正用信号。作为更简易地提取幂级数模型的校正用信号的方法，有将2频率、等电平载波作为导频信号的方法(非专利文献2)。
在此前的无线系统中，使用例如PDC(Personal Digital Cellular)、GSM(Global System for Mobile Communications)、IMT-2000(International MobileTelecommunication 2000)等无线系统。与此相反，存在进行无线机的软件化的技术，以便可用单一的硬件应对多个无线系统。如果可用单一硬件应对多个无线系统，则利用单一硬件的人可以利用由无线系统提供的单一的移动通信环境，而丝毫不意识位于无线系统及其背景中的核心网络。但是，在现实中没有达到已对应多个无线系统的单一的硬件。
而且，认为对于每个地区或操作者，由无线系统提供的服务不同，被要求的无线系统也多样化。因此，认为在相同时期并且相同的场所，产生使各个不同目的的最佳无线系统混合的需要。
〔专利文献1〕英国专利申请公开第2335812号说明书
〔专利文献2〕特表2002-522989号公报
〔非专利文献1〕H.Girard，and K.Feher，“A new baseband linearizer formore efficient utilization of earth station amplifiers used for QPSK transmission”，IEEE J.Select.Areas Commun.SAC-1，No.1，1983
〔非专利文献2〕T.Nojima，and T.Knno，“Cuber predistrortion linearizer forrelay equipment in 800MHz band land mobile telephone system”，IEEE Trans.Vech.Tech.，Vol.VT-34，No.4，pp.169-177，1985.11.
〔非专利文献3〕Tri T.Ha，Solid-State Microwave amplifier Design，Chapter6，Krieger Publishing Company，1991.
作为使用这些多个无线系统的方法，有多频带无线系统。该无线系统根据传输环境和通信量状况适应地改变使用的频带或者频带数。为了确保规定的传送质量和传送量，利用了未被使用的频带的多频带传送是有效的。在多频带无线系统中，始终根据在各个无线系统中应保证的传送状况来改变被使用的频带数。而且，在同样频带中也同样被改变。在自事业者使用的频带和他事业者使用的频带混合的情况下，多频带无线系统通过干扰识别技术、频率共用技术、干扰消除技术、与干扰降低回避技术、多频带控制技术等，通过进行利用空闲频带的适应控制，可以提高频率利用效率。
但是，在对应于这样的多频带无线系统的基站用幂级数型前置补偿器中，有将以往的幂级数型前置补偿的延迟线路作为共用，构成具有对应于多个频带的失真产生部件的幂级数型前置补偿器的方法。在这样将多个幂级数型前置补偿器简单地并联构成的方法中，对各个失真产生部件输入多个频带的发送信号。各个失真产生部件调整被输入的发送信号的振幅和相位，以对各个频带进行失真补偿。
但是，在被输入失真产生部件的发送信号是多个频带中的发送信号的情况下，不能对各个频带的发送信号进行最佳的振幅和相位的调整。例如，在为800MHz频带和1.5GHz频带的发送信号时，失真产生器可对800MHz频带设定最佳的振幅和相位，但是为了对有700MHz的频率差的1.5GHz频带设定最佳的振幅和相位，需要可追随700MHz的频率差的高速动作的振幅和相位设定部件。但是，没有这样高速的振幅/相位设定部件。
这样，即使使用多个在各个频带下动作的幂级数型前置补偿器，也不能单一构成在多个频带下动作的幂级数型前置补偿器。
在具有多个发送频带的多频带无线系统中，考虑由于无线系统的服务状况、对其它无线系统的干扰等而变更频带。在这样变更无线系统的频带等时，失真补偿的频带固定的以往的幂级数型前置补偿器不能进行动作频率的适应性的变更。
通过长期间内使用的幂级数型前置补偿器进行频带的变更，需要在各基站进行幂级数型前置补偿器的修改、变更，为了再次调整数量众多的幂级数型前置补偿器，需要大量的劳力和时间。通过不需要这些而实现经济化的幂级数型前置补偿器是必要的。
例如，在可在频带f1和f2中同时进行失真补偿的幂级数型前置补偿器中，在从频带f2变更到f3的情况下，不能在频带f1和f3中同时进行失真补偿。这是由于以往的幂级数型前置补偿器的动作频带被固定，以及进一步如上所述，f1和f3的频率差的缘故，不能进行循环调整。
发明内容
因此，本发明涉及应对多个无线系统的单一的幂级数型前置补偿器。幂级数型前置补偿器通过控制多频带无线系统的频带的操作中心或者基站内控制器，进行对要放大的频带的切换。而且，本发明提供多频带用幂级数型前置补偿器，该前置补偿器具有可动态地变更失真补偿频带的发送放大器结构。而且，对于各个频带构成幂级数型前置补偿器时，与用单一的幂级数型前置补偿器实现的情况相比，在装置规模、消耗电力方面不利。如果可以统一进行多个频带的前置补偿器处理，则可以进行装置的简化、低耗电、小型化。
按照本发明，多频带用幂级数型前置补偿器，包括：
由使输入信号延迟的延迟器构成的线性传送路径；
N个失真产生路径，N为大于等于2的整数；
将输入信号分配给所述线性传送路径和所述N个失真产生路径的分配部件；
被插入各个所述N个失真产生路径，从所述输入信号中提取不同的N个频带的信号的N个可变频带信号提取器；
被插入各个所述N个失真产生路径，产生被提取出的所述N个频带的信号的预定的奇数次失真分量的N个失真产生器；
将所述线性传送路径的输出和所述N个失真产生路径的输出合成而作为前置补偿器的输出的合成部件；以及
控制所述N个可变频带信号提取器的频带的频带控制器。
按照本发明的多频带用幂级数型前置补偿器，可将多个频带信号分别在各频带中进行频率分离，并且分别在各频带中产生奇数次失真，在各频带进行调整，以通过该失真分量抑制功率放大器中产生的失真分量，并且将该失真分量合成在发送信号中输入到功率放大器。作为结果，功率放大器的输出侧中的各频带的奇数次失真分量被去除。
即，可以分别独立地对各频带调整失真补偿量，可以统一处理多个频带的失真补偿量。因此，按照本发明，可以实现装置的简化、低消耗功率化、小型化。
这样，本发明的使用了多频带用幂级数型前置补偿器的放大器结构由于可以对与无线系统的服务状况对应的频带进行线性放大，所以具有不需要随着频带的变更和载波的增加而追加设备的特征。
本发明为了容易并且便宜地进行频带的变更，在幂级数型前置补偿器中使用可变滤波器。可变滤波器是可以改变中心频率和带宽的滤波器，可变滤波器的通过频带通过被控制为当时服务的频带，可以用单一的幂级数型前置补偿器应对无线系统的频率变更。这样，本发明的多频带用幂级数型前置补偿器仅用操作中心的频率切换指令切换动作频带，所以具有不需要以往的幂级数型前置补偿器中必需花费大量劳力进行调整工作的优点。
附图说明
图1是表示本发明的前置补偿电路的图。
图2是表示用可变带通滤波器构成可变频带信号提取器时的频率对衰减特性的例子的图。
图3是表示用可变带阻滤波器构成可变频带信号提取器时的频率对衰减特性的例子的图。
图4是表示可变带阻滤波器的串联连接的图。
图5是表示四个滤波器构成的滤波器组合的例子的图。
图6是表示滤波器组合的频率特性的图。
图7是表示滤波器组合的频率特性的图。
图8是表示本发明的前置补偿器的第2实施例的图。
图9是表示本发明的前置补偿器的第3实施例的图。
图10是表示用于进行自动控制的频带控制器的结构的图。
图11A是表示输入信号的频谱的例子的概念图。
图11B是用于说明频率扫描的图。
图11C是表示频带检测器进行的检测输出的例图。
图11D是表示扫描电压和扫描频率的关系的图。
图11E的用于说明基于阈值的频带检测的图。
图12是表示与数字前置补偿器对应的频带控制器的结构的图。
图13是表示频带控制器的另一个结构例的图。
图14A是用于说明离散的频率扫描的图。
图14B是表示功率检测部的输出例的图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。对于各附图中对应的部分赋予相同的参照标号而省略重复说明。
〔第1实施例〕
图1表示本发明的多频带用幂级数型前置补偿器的原理结构的第1实施例。输入发送信号ST可以是基带、中间频率、无线频率。该前置补偿器100包括前置补偿电路10、频带控制器6、失真检测器17、向量调整控制器18。前置补偿电路10包括：线性信号传送路径PL、第1频带用的3次失真产生路径PD1、第2频带用的3次失真产生路径PD2、将这些路径的输出合成的合成器16。图1所示的前置补偿器是实现两个频带(用中心频率f1和f2表示的频带)中的失真补偿的前置补偿器，两个频带在应用在移动无线时，f1例如可以设为800MHz频带，f2例如可以设为1.5GHz频带。
在输入发送信号ST为基带的情况下，对应于800MHz频带和1.5GHz频带的两个输入发送信号的中心频率例如是：-(1500-800)/2＝-350MHz，+350MHz。作为另一例，f1为1.5GHz，f2为800MHz也可以。而且，频带的数量不限于两个，可以适应大于等于两个的任意的数量。而且，在各频带的失真产生路径中不仅3次失真产生器，也可以追加5次以后的奇数次失真产生器。在以下的说明中为了方便，即使是基带信号，也用对应的两个高频的发送信号的频带的中心频率f1和f2表示它们的中心频率。
发送信号ST被分配给线性信号传送路径PL和与两个频带对应的第1和第2失真产生路径PD1、PD2。第1失真产生路径PD1由第1频带的可变频带信号提取器111(在图中标记为BPF)、3次失真产生器131a、向量调整器141a的串联连接构成。第2失真产生路径PD2由第2频带的可变频带信号提取器112、3次失真产生器132a、向量调整器142a的串联连接构成。第1和第2失真产生路径PD1、PD2的输出由加法器16A合成，该合成结果与线性信号传送路径PL的输出由加法器16B进行合成。加法器16A和16B构成合成器16。
在将前置补偿电路10设为模拟结构时，线性信号传送路径PL的延迟器5可由延迟线路构成。两个可变频带信号提取器111、112也可以由可变带通滤波器构成，也可以由可变带阻滤波器构成。这些可变滤波器由频带控制器6控制中心频率和带宽。频带控制器6按照来自操作中心等的控制信号SC控制这些可变频带信号提取器111、112。或者，也可以如后面详细叙述的那样，从由虚线表示的分配器4分配的发送信号ST检测各个频带，并根据检测结果自动控制可变频带信号提取器111、112。
由可变频带信号提取器111提取出的中心频率f1的频带信号被提供给3次失真产生器131a。在3次失真产生器131a例如用X表示输入信号时，产生中心频率f1频带的发送信号的3次失真X3。向量调整器141a由可变衰减器和可变相位器的串联电路构成。初始设定向量调整控制器141a，以使得由被连接在前置补偿器的输出侧的功率放大器(未特别图示)产生、由失真检测器17检测到的3次失真分量与由3次失真产生器131a产生的3次失真分量振幅一致，相位为反相位，由向量调整控制器18控制以便维持该初始设定状态。
同样，由可变频带信号提取器112提取的中心频率f2的频带信号被提供给3次失真产生器132a，产生频带f2的发送信号的3次失真分量。初始设定向量调整控制器142a，以使得通过由可变衰减器和可变相位器的串联连接构成的向量调整器142a，该3次失真分量也和功率放大器产生的频带f2的3次失真分量等振幅、反相位，由向量调整控制器18进行控制，以维持该设定状态。该向量调整器141a、142a的调整被控制为：在前置补偿器100为数字结构的情况下，将未图示的功率放大器的一部分输出分支并由频率变换器26变换为基带信号，将该被变换为基带的信号用模拟/数字变换器(以下记为ADC)27变换为数字信号，从得到的数字信号中通过失真检测器17检测失真分量，并且控制使该失真分量的功率为最小。
由第1和第2失真产生路径PD1、PD2产生的失真分量由加法器16A相加，进而通过加法器16B与来自线性信号传送路径PL的被延迟的发送信号合成，从而作为被附加了前置失真分量的发送信号从前置补偿器100被发送。前置补偿器100的输出根据需要，通过未图示的频率变换器变换为发送频带，由功率放大器放大，从发送天线作为电波发射。因此，在信号检测器中包含用于提取频带f1和f2的可变频带信号提取器。
可变频带信号提取器111、112的特性具有分别将中心频率设为f1、f2的希望的带宽，分别提取第1和第2频带的信号。这样的各频带信号提取器例如也可以由可变带通滤波器(bandpass filter：BPF)构成，或者也可以由带阻滤波器(band elimination filter：BEF)构成。在图1的实施例中，作为补偿功率放大器产生的3次失真分量的情况表示了用失真产生路径PD1、PD2产生3次失真分量的情况，但是，一般构成为产生与功率放大器产生的要补偿的奇数次失真分量相同的奇数次的失真分量。
图2表示分别用实线和虚线概念性地表示用可变带通滤波器构成可变频带信号提取器111、112时的频率对衰减特性。需要在中心频率分别为f1、f2的频带的频带外衰减量急剧增大，并且频带间的分离为充分的特性。这样的特性一般可以通过串联连接多个带通滤波器得到。
图3表示例如用可变带阻滤波器构成可变频带信号提取器111、112时的频率对衰减特性。其中，该例概念性地表示在图1的前置补偿器中进一步追加中心频率分别为f3、f4的第3和第4失真产生路径时的对第一可变频带信号提取器111要求的特性。该特性可以如从图3可知的那样，将分别阻止作为第1频带FB1以外的频带的第2、第3和第4频带FB2、FB3、FB4的三个可变带阻滤波器BEF2、BEF3、BEF4如图4所示那样串联连接来形成。
各可变带阻滤波器构成为在其频带内具有足够的带阻特性，并且在其之外的频带内具有足够的低损失的通过特性。这样的各带阻滤波器例如可以由陷波滤波器构成。陷波滤波器是可通过使用介质共振器的滤波器、利用微带线的短截线的滤波器等实现。虽然未图示，但是，同样第2可变频带信号提取器112的特性可以通过分别阻止其它的第1、第3和第4频带FB1、FB3、FB4的三个带阻滤波器的串联连接来形成。对于未图示的第3和第4频率的可变频带信号提取器也同样。
在用可变带通滤波器构成各可变频带信号提取器111、112的情况下，具有容易提取中心频率的频带周边，而且也比较容易取得从中心频率的隔离的优点。但是，由于中心频率为带通滤波器的谐振频率，所以信号的延迟变大。因此，需要与该延迟量匹配，增大构成图1中的线性信号传送路径PL的延迟器的延迟量，由此，前置补偿器的稳定性降低。特别是在如后面所述那样用模拟电路构成前置补偿器的情况下，构成线性信号传送路径PL的延迟器的延迟线路变长，信号的衰减变大。在用可变带阻滤波器构成各可变频带信号提取器111、112的情况下，在提取的频带中，信号充分离开中心频率，所以延迟小。因此，有线性信号路径的线路长度变短，损失低的优点。这对前置补偿器的稳定性有贡献。而且，可变带阻滤波器的设计也容易。
在以下所有的实施例中，各可变频带信号提取器可以用可变带通滤波器构成，也可以由可变带阻滤波器构成。
可变带通滤波器或者可变带阻滤波器可以改变其中心频率和/或带宽。关于改变中心频率的方法，例如在微带线中的滤波器的情况下，是通过二极管或MEMS(Micro-Electro Mechanical System)等开关改变共振器长的方法。关于改变带通滤波器的带宽的方法，有通过中心频率不同的滤波器组合的组合切换数的方法。
图5中表示用四个滤波器BPF1～BPF4的滤波器组合构成可变频带信号提取器11的例子。频带控制器6控制通过位于滤波器BPF1～BPF4前后的开关11A、11B的导通/截止而动作的滤波器的选择。在图6中分别用粗线表示滤波器(BPF1)的频率特性，用虚线表示其它滤波器BPF2、BPF3、BPF4的频率特性。在图7中用点划线表示同时选择滤波器(BPF1)和滤波器(BPF2)时的滤波器组合的合成频率特性。BPF1和BPF2具有用实线表示的相邻的频率特性，滤波器组合的频率特性为BPF1和BPF2合成的频率特性。如果BPF1和BPF2的带宽相等，则合成带宽的中心频率为(f1+f2)/2。这样，通过利用滤波器组合，可以构成能够改变通过带宽和中心频率的可变滤波器。关于带阻滤波器的带宽的改变方法，有用二极管或者MEMS开关等对微带线的共振器进行开关的方法。
可变频带信号提取器111、112可以通过频带控制器6的指示改变中心频率或者通过带宽的一个或两个。频带控制器6按照基于通信网的操作中心等的指令的控制信号SC，改变用幂级数型前置补偿器补偿的频带的中心频率或者带宽。这些控制周期或者控制速度由于各个无线系统而有所不同，但是由于幂级数型前置补偿器的失真补偿的初始引入动作为高速，所以只要是其初始引入动作时间以上的控制周期或控制速度，就可以在第1实施例中变更这些可变频带信号提取器111、112的设定。
〔第2实施例〕
图8表示本发明的前置补偿器的第2实施例。在该实施例中，表示通过模拟电路构成前置补偿器100，并从发送机41和42输入中心频率f1、f2的中间频带的发送信号ST1、ST2的情况。发送信号ST1、ST2的中心频率f1和f2分别为离开比各个频带的带宽大得多的数百MHz左右的频率。而且，在该实施例中，为了补偿功率放大器的3次失真和5次失真，各频带f1、f2的失真产生路径PD1、PD2构成为产生3次失真分量和5次失真分量。
前置补偿电路10的输入中的分配器8由宽频带(大于等于输入信号的带宽)的方向性耦合器或者功率分配器构成。失真产生路径PD1具有：提取频带FB1的信号的可变频带信号提取器111、将该提取信号2分配的分配器121、被提供给2分配的一方并产生3次失真分量的3次失真产生器131a，被提供给2分配的另一方并产生5次失真分量的5次失真产生器131b、调整这些失真产生器131a和131b输出的相位和振幅的向量调整器141a、141b、合成这些向量调整器141a、141b的输出的合成器151。
同样，失真产生路径PD2具有：提取频带FB2的信号的可变频带信号提取器112、将该提取信号2分配的分配器122、被提供给2分配的一方并产生频带f2中的发送信号的3次失真分量的3次失真产生器132a，被提供给2分配的另一方并产生频带FB2的发送信号的5次失真分量的5次失真产生器132b、调整这些失真产生器132a和132b输出的3次失真分量和5次失真分量的相位和振幅的向量调整器142a、142b、合成这些向量调整器142a、142b的输出的合成器152。合成器151和152的输出由第一输出合成器16B合成，其合成结果通过合成器16A与线性信号传送路径PL的输出进行合成。由此，对于经由线性信号传送路径PL传送的频带FB1、FB2的发送信号，在各个频带产生的3次失真分量和5次失真分量被附加作为前置失真分量。
这些向量调整器141a、141b、142a、142b也是为了初始设定而设置的，该初始设定使得失真产生器产生的失真分量与各频带FB1和FB2下功率放大器产生的3次失真分量和5次失真分量的振幅一致，相位为反相位。该初始设定状态通过向量调整控制器18的控制动作来维持。
前置补偿电路10的输出信号在频率变换器23的混频器23A中与来自本机振荡器23B的载波信号混合，并被频率变换为规定的发送频带，提供给功率放大器24。功率放大器24的输出被送到未图示的发送接收共用器，同时一部分通过分配器25被分配，通过频率变换器26被变换为中间频带，并被提供给失真检测器17。失真检测器17检测与各发送信号ST1和ST2有关的由功率放大器24产生的3次和5次失真分量并提供给向量调整控制器18。向量调整控制器18调整向量调整器141a、141b、142a、142b，以使得被检测到的3次和5次失真分量最小。由此，对各频带，由前置补偿电路10追加的前置失真分量抵消功率放大器24在放大不同频带的发送信号时分别产生的失真分量。
通过多个发送频带的发送信号在功率放大器24内产生的相互调制失真以各个频率间隔产生，但是这些相互调制失真即使产生，也可以容易通过功率放大器24的输出的共用器或者带通滤波器去除。第2实施例中的可变频带信号提取器111、112也可以通过方向性耦合器的组合来实现。
在本实施例中表示了在各频带FB1、FB2中产生3次失真分量和5次失真分量的情况，但是应产生的失真分量还依赖于补偿对象的功率放大器的输入输出特性，也可以构成前置补偿器，以便根据需要还产生7次失真分量，或者产生上述的3次和5次的组以外的组合的失真分量。这样的结构可以从图8容易地发展。而且，虽然在本实施例中将频带数设为FB1和FB2两个，但是也可以容易地扩展上述结构，以进一步增加频带。这些情况对于后述的其它实施例也适合。
〔第3实施例〕
图9表示本发明的前置补偿器的第3实施例。本实施例是通过数字信号处理来实现图8的模拟前置补偿器100的结构，各信号系统通过同相信号(I信号)和正交信号(Q信号)的对来构成。在本实施例中，前置补偿电路10也包括：分配输入信号的分配器8、作为延迟器5的由延迟存储器构成的线性信号传送路径PL、提取频带FB1的信号的数字信号处理的可变频带信号提取器111、提取频带FB2的信号的数字信号处理的可变频带信号提取器112、产生各个频带FB1、FB2中的3次和5次失真分量的3次和5次失真产生器131a、131b、132a、132b、向量调整器141a、141b、142a、142b。
图8中的各合成器43、151、152、16A、16B在图9中由各个加法器构成。而且，在失真检测器17中，来自频率变换器26的基带的被检测到的信号通过模拟数字/变换器(ADC)27作为数字信号提供，从该被数字变换的信号中提取失真分量，对其进行正交检波而输出同相分量(I信号)和正交分量(Q信号)。这些失真分量被提供给向量调整控制器18。向量调整控制器18调整向量调整器141a、141b、142a、142b以使被检测到的失真分量的功率最小。
输入信号的中心频率f1和f2分别设为离开比各带宽大得多的数百MHz左右。分配器8由数字信号处理的可变带通滤波器的组合来构成。可变频带信号提取器111、112仅提取各个频带FB1和FB2的信号。由可变频带信号提取器111提取的频带FB1的信号，在本例中被提供给分别产生3次和5次失真信号的奇数次失真产生器131a、131b，产生3次和5次失真分量。这些3次和5次失真分量在可变相位器和可变衰减器构成的向量调整器141a、141b中通过控制器调整振幅和相位。
同样，由可变频带信号提取器112提取出的频带FB2的信号被提供给分别产生3次和5次失真信号的奇数次失真产生器132a、132b，产生3次和5次失真分量。这些3次和5次失真分量在可变相位器和可变衰减器构成的向量调整器142a、142b中如前所述那样通过向量调整控制器18调整振幅和相位。
这样，通过频带FB1和FB2的失真产生路径PD1和PD2产生的3次和5次失真分量被加法器151、152合成，在加法器16中合成在线性信号传送路径PL输出的发送信号中。被合成的信号由数字/模拟变换器21I、21Q变换为模拟信号。模拟信号通过向量调制器22进行正交调制，通过频率变换器23的混频器23A，通过来自本机振荡器23B的频率fc的载波信号被频率变换为规定的发送频带，在功率放大器24中被放大。这时，对于各频带，由前置补偿电路10追加的3次和5次失真分量与功率放大器24产生的失真分量抵消。而且，通过多个发送频带FB1、FB2的发送信号在各个频率间隔产生相互调制失真分量，但是，即使产生这些相互调制失真分量，也在发送频带之外，所以可以在功率放大器输出的共用器或者带通滤波器中容易地去除。
在本实施例中，将发送信号的频带的数量设为2，但是在2以上的频带中，利用上述结构可以容易地进行扩展。
〔第4实施例〕
图10表示在图1、图8的各模拟前置补偿器的实施例中用于自动控制可变频带信号提取器111、112的频带控制器6的结构例。本实施例的频带控制器6由频带检测器6A和频带设定部6B构成，频带检测器6A有混频器6A1、本机振荡器6A2、扫描信号产生器6A3、低通滤波器(称为LPF)6A4构成。
通过上述各实施例的分配器4，前置补偿器100的输入发送信号ST被分配给频带控制器6的混频器6A1。发送信号ST在这里也例如图11A所示那样，设为包括中心频率为f1和f2的两个频带FB1、FB2的信号。频带FB1的下限频率是f1L，上限频率为f1H，频带FB2的下限频率是f2L，上限频率为f2H。本机振荡器6A2例如是电压控制振荡器，来自扫描信号产生器6A3的电压通过锯齿状变化的扫描信号VS，产生扫描频率的本机振荡信号SL。该频率扫描例如对从低于图11A所示的两个频带FB1、FB2的预定的扫描下限频率FL开始，到高于这两个频带的预定的扫描实现频率FH为止进行连续的重复扫描(参照图11B)。
在混频器6A1中，将来自本机振荡器6A2的本机振荡信号SL与输入信号ST相乘。通过LPF6A4从混频器6A1的输出提取直流附近的分量，作为频带检测器6A的输出提供给频带设定部6B。在输入信号ST的频率分量和本机振荡信号SL的扫描频率一致的区间，从LPF8A4如图11C所示那样输出直流分量。扫描信号电压VS和扫描频率的关系如图11D所示那样被预先测量，频带设定部6B利用扫描信号电压VS和来自LPF6A4的频带检测信号来检测频带FB1的下限频率f1L和上限频率f1H以及频带FB2的下限频率f2L和上限频率f2H。而且，将各频带的中心频率作为f1＝(f1L+f1H)/2，f2＝(f2L+f2H)/2求出。
具体来说，频带设定部6B如图11E所示那样随着频率的扫描，将从LPF6A4输出的直流分量电压的上升和下降中与阈值Vth一致的时刻的扫描频率依次决定为f1L、f1H、f2L、f2H。但是，如从图11E可理解那样，从通过阈值决定的f1L、f1H、f2L、f2H求出的频带FB1、FB2的带宽比实际的带宽窄，所以，例如通过对被检测出的f1L、f1H、f2L、f2H分别乘以规定的系数，可以更精确地决定下限频率和上限频率。
频带设定部6B将这样决定的频带FB1的中心频率f1、下限频率f1L和上限频率f1H对可变频带信号提取器111设定，将频带FB2的中心频率f2、下限频率f2L和上限频率f2H对可变频带信号提取器112设定。作为可变频带信号提取器111，例如在使用图5所示的可变频带信号提取器11的情况下，通过决定的中心频率、下限频率、上限频率，指定从带通滤波器BPF1～BPF2选择的带通滤波器的组。
在幂级数型前置补偿器100的输入信号ST的频率被动态地变更的情况下，即对功率放大器输入的信号的频率被动态地变更的情况下，频带控制器6需要与该被动态地变更的频率匹配来控制可变频带信号提取器。该可变更的时间由本机振荡器6A2的频率扫描时间决定。即，由频率扫描的一周期的时间决定。在图10的例子中，通过将本机振荡器6A2的频率扫描变为高速，可以提高频带检测器6A的检测速度。
可以进行频率扫描的电压控制振荡器被使用在一般的信号发生器中。低通滤波器6A4可由利用了LC滤波器和运算放大器的有源滤波器实现。频带设定部6B可通过将直流电压数字化的模拟数字转换器和微处理器来实现。图10所示的频带控制器6以模拟前置补偿器为前提，但是在数字前置补偿器的情况下也可以通过相同的功能结构实现。
例如，被设置在移动基站的发送装置的幂级数型前置补偿器中，可以通过使用图10的频带控制器6从输入信号得到频带信息，而不需要从调制解调装置得到与频带有关的信息，所以可以用前置补偿器单独设定可变频带信号提取器的频带。因此，可以使控制系统简单。而且，在将调制装置设置在天线塔脚部的中继装置内，并将包括幂级数型前置补偿器的功率放大装置设置在离开中继装置的天线正下的塔顶装置内的情况下，由于在这些调制装置和功率放大装置间不需要处理与运用频率有关的信息，所以可以使各个装置独立进行调整、修改等的维护。
〔第5实施例〕
图12表示在图9所示的被数字构成的前置补偿器的实施例中用于自动控制可变频带信号提取器111、112的频带控制器6的结构。本实施例的频带控制器6，检测由分配器4提供的基带的输入信号ST(I信号和Q信号)中包含的发送频带。
频带控制器6由频带检测器6A和频带设定部6B构成，频带检测部6A由高速傅里叶变换器(FFT)构成，频带设定部6B由电平判断器6B1、加法器6B2、6B4、1/2乘法器6B3、6B5构成。
从分配器4分配的输入信号ST通过FFT从时域被变换为频域，从而检测输入信号ST的频率分量。与图11E的情况一样，电平判断器6B1将由FFT检测到的频率分量与预定的阈值Vth比较，将与阈值一致的频率分别作为频带FB1的下限频率f1L、上限频率f1H、频带FB2的下限频率f2L、上限频率f2H来检测。通过加法器6B2计算f1L和f1H的和，通过1/2乘法器6B3对该和乘以1/2，将相乘结果决定为频带FB1的中心频率f1。同样，通过加法器6B4计算f2L和f2H的和，通过1/2乘法器6B5对该和乘以1/2，将相乘结果决定为频带FB2的中心频率f2。通过由此决定的f1、f1L、f1H、f2、f2L、f2H来设定可变频带信号提取器111、112的各中心频率和频带。
作为FFT可以使用已经商用化的IC。也可以取代FFT而使用DSP(DigitalSignal Processor)或FPGA(Field Programmable Gate Array)来实现频带检测器6A。电平判断器6B1可以由比较器构成。这样，可以通过简单的电路构成低频检测器6A和频带设定部6B。也可以在频带设定部中使用DSP通过数值运算来算出下限频率、上限频率和中心频率。
〔第6实施例〕
图13是表示图8的实施例中的频带控制器6的另一个实施例。在本实施例中，频带检测器6A由可变滤波器6A5、频率扫描部6A6、平方器6A7I、6A7Q、积分器6A8I、6A8Q、积分器6A9构成。平方器6A7I、6A7Q、积分器6A8I、6A8Q、加法器6A9构成功率检测部6A10。频带设定部6B由电平判断器6B1、加法器6B2、6B4、1/2乘法器6B3、6B5构成。
通过可变滤波器6A5从来自分配器4的数字输入发送信号ST提取该窄频带的频率分量。可变滤波器6A5的窄通过频带的中心频率通过由频率扫描部6A6产生的频率扫描信号，如图14A所示那样被离散地扫描。可变滤波器6A5的输出为I信号和Q信号，分别由平方器6A7I、6A7Q计算绝对值的平方。积分器6A8I、6A8Q在可变滤波器6A5的中心频率固定的情况下计算该频率下的平均时间，在可变滤波器6A5的中心频率被扫描的情况下计算平均移动。任何一个都是为了使可变滤波器6A5的输出的摆动平均化而进行的。积分器6A8I、6A8Q的输出由加法器6A9相加，如图14B所示那样，加法结果作为频带检测器6A的输出被提供给电平判断器6B1。
电平判断器6B1参照来自频率扫描电路6A6的频率扫描信号表示的离散的频率，与图11E所示的相同，将功率检测部6A10的输出成为大于等于预定的阈值Vth的频率作为信号频带FB1、FB2的下限频率和上限频率来检测。这时，随着离散地扫描频率，将与阈值的比较结果反转的频率判断为下限频率或者上限频率。
频带检测器6A的可变滤波器6A5为数字滤波器，通过带宽和中心频率由数字滤波器的系数决定。按照频率扫描部6A6的输出，可变滤波器6A5利用预先计算的系数列表来设定通过带宽和中心频率。该通过带宽被设定为与输入发送信号ST的带宽相比足够窄。例如，在基带的发送信号ST的带宽为15MHz时，可变滤波器6A5的通过带宽被设定为1KHz左右。频率扫描部6A6也可以构成为例如将一周期的离散的扫描频率的值保持在移位检测器中，一边使其循环一边输出的结构，也可以构成为将一周期的离散的频率的值存储在ROM中，重复读出一连串的频率值。积分器6A8I、6A8Q例如可以由FIR滤波器构成，或者也可以是将由平方器的输出数据积累在RAM中，求单纯平均的结构。
在上述第4～6实施例中，说明了将数字前置补偿器100的输入信号ST通过分配器4分配给频带控制器6，并从该输入信号ST对其中包含的频带FB1、FB2检测频带的例子，但是可知，例如在图8中，也可以将从功率放大器24的输出得到的失真检测器17的输入信号分配给频带控制器6，从被分配的信号中检测频带FB1、FB2。
本发明在产业上的可利用性在于，本发明的多频带用幂级数型前置补偿器可以利用在发送多个频带的信号的移动通信的基站等中。

Claims (11)

1、一种多频带用幂级数型前置补偿器，包括：
由使输入信号延迟的延迟器构成的线性传送路径；
N个失真产生路径，N为大于等于2的整数；
将输入信号分配给所述线性传送路径和所述N个失真产生路径的分配部件；
被插入各个所述N个失真产生路径，从所述输入信号中提取不同的N个频带的信号的N个可变频带信号提取器；
被插入各个所述N个失真产生路径，产生被提取出的所述N个频带的信号的预定的奇数次失真分量的N个失真产生器；
将所述线性传送路径的输出和所述N个失真产生路径的输出合成而作为前置补偿器的输出的合成部件；以及
控制所述N个可变频带信号提取器的频带的频带控制器。
2、如权利要求1所述的前置补偿器，还包括：
被插入各个所述N个失真产生路径，调整所述N个频带的信号的所述预定的奇数次的失真分量的相位和振幅的N个向量调整器。
3、如权利要求2所述的前置补偿器，
各个所述N个失真产生路径包括：产生与所述N个频带的信号的所述预定的奇数次不同的至少再一个奇数次的失真分量的至少再一个失真产生器；调整各所述频带的信号的所述再一个奇数次失真分量的相位和振幅的至少再一个向量调整器；合成所述向量调整器的输出和所述再一个向量调整器的输出而作为所述N个失真产生路径的各个输出的至少再一个向量合成器。
4、如权利要求1所述的前置补偿器，
各个所述N个可变频带信号提取器用带通滤波器构成。
5、如权利要求1所述的前置补偿器，
各个所述N个可变频带信号提取器用带阻滤波器构成。
6、如权利要求1所述的前置补偿器，
各个所述N个可变频带信号提取器其中心频率由所述频带控制器控制。
7、如权利要求1所述的前置补偿器，
各个所述N个可变频带信号提取器其带宽由所述频带控制器控制。
8、如权利要求1所述的前置补偿器，
所述频带控制器包括：从所述发送信号检测所述N个频带的信号的频带检测器；以及根据被检测到的所述N个频带的信号控制所述N个可变频带信号提取器的频带设定部。
9、如权利要求8所述的前置补偿器，
所述频带检测器包括：
产生扫描信号的扫描信号产生器；
产生按照所述扫描信号被频率扫描的本机振荡信号的本机振荡信号产生器；
将所述本机振荡信号和所述输入发送信号相乘的混频器；以及
从所述混频器的输出中提取直流分量，并作为频带检测信号输出的低通滤波器，
所述频带设定部参照所述扫描信号，由所述频带检测信号决定所述N个频带各自的下限频率、上限频率和中心频率，并对所述N个可变频带信号提取器进行设定。
10、如权利要求8所述的前置补偿器，
所述频带检测器包括：将所述发送信号变换为频域信号而检测所述N个频带的信号的频域变换部件，所述频带设定部包括：将被检测到的所述N个频带的信号的电平与阈值进行比较，从而决定各频带的下限频率和上限频率的电平比较器；以及根据各所述频带的下限频率和上限频率，将其平均决定为中心频率的部件。
11、如权利要求8所述的前置补偿器，
所述频带检测器包括：
产生频率扫描信号的频率扫描信号产生器；
通过所述频率扫描信号扫描中心频率，从所述发送信号中提取各扫描频率下的扫描分量的可变滤波器；以及
检测所述频率分量的功率的功率检测部，
所述频带设定部包括：
将被检测到的所述频率分量的功率与阈值比较而决定各频带的下限频率和上限频率的电平比较器；以及
根据各所述频带的下限频率和上限频率，将其平均决定为中心频率的部件。
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